JPH06141021A - 符号分割多重通信用送受信装置 - Google Patents
符号分割多重通信用送受信装置Info
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- JPH06141021A JPH06141021A JP4288961A JP28896192A JPH06141021A JP H06141021 A JPH06141021 A JP H06141021A JP 4288961 A JP4288961 A JP 4288961A JP 28896192 A JP28896192 A JP 28896192A JP H06141021 A JPH06141021 A JP H06141021A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】移動通信システムの下りチャネルにおいて、同
一の伝搬路を経由して受信局で受信される他の通信者へ
の信号からの相互相関の影響を除去できるようにして、
ＡＲＤ方式によるダイバーシティ効果を高めた符号分割
多重通信用送受信装置を提供する。 【構成】送信側において複数の通信者の情報シンボル入
力１を要素とするベクトルｕに対して逆相関フィルタ
２によって処理を施し、その出力ベクトルｙの各要素
に対して拡散器３で拡散系列４を乗算することによりス
ペクトラム拡散を行い、その拡散出力５をＢＰＳＫ変調
器６を経て送信する。受信側においては、異なる伝搬遅
延時間を持つ複数の伝搬路を経て伝搬されてきた複数の
受信信号を逆拡散した後、複素重み係数をそれぞれ乗算
して合成し、その合成後の出力信号の基準信号点からの
２乗誤差を最小にするように複素重み係数を制御するＡ
ＲＤを行う。
一の伝搬路を経由して受信局で受信される他の通信者へ
の信号からの相互相関の影響を除去できるようにして、
ＡＲＤ方式によるダイバーシティ効果を高めた符号分割
多重通信用送受信装置を提供する。 【構成】送信側において複数の通信者の情報シンボル入
力１を要素とするベクトルｕに対して逆相関フィルタ
２によって処理を施し、その出力ベクトルｙの各要素
に対して拡散器３で拡散系列４を乗算することによりス
ペクトラム拡散を行い、その拡散出力５をＢＰＳＫ変調
器６を経て送信する。受信側においては、異なる伝搬遅
延時間を持つ複数の伝搬路を経て伝搬されてきた複数の
受信信号を逆拡散した後、複素重み係数をそれぞれ乗算
して合成し、その合成後の出力信号の基準信号点からの
２乗誤差を最小にするように複素重み係数を制御するＡ
ＲＤを行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信
を用いた符号分割多重通信用送受信装置に関する。
を用いた符号分割多重通信用送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信を用いた符号分割
多重通信方式は、様々な通信システムで応用され、また
は応用されつつある。特に、移動通信システムでは現在
運用されている周波数分割多重（ＦＤＭＡ）方式や時間
多重（ＴＤＭＡ）方式に基づくシステムと比較して、符
号分割多重（ＣＤＭＡ）方式はスペクトラム利用率を大
幅に改善できる可能性があることが文献１：K.S.Gilhou
sen, I.M.Jacobs, R.Padovani, A.Viterbi, L.A.Weave
r,Jr.and C.E.Wheatley III,"On the Capacity ofa Cel
lular CDMA System",IEEE Trans.VT,Vol.VT-40,pp.303-
312,1991によって示されており、その実用化のための検
討が盛んになりつつある。
多重通信方式は、様々な通信システムで応用され、また
は応用されつつある。特に、移動通信システムでは現在
運用されている周波数分割多重（ＦＤＭＡ）方式や時間
多重（ＴＤＭＡ）方式に基づくシステムと比較して、符
号分割多重（ＣＤＭＡ）方式はスペクトラム利用率を大
幅に改善できる可能性があることが文献１：K.S.Gilhou
sen, I.M.Jacobs, R.Padovani, A.Viterbi, L.A.Weave
r,Jr.and C.E.Wheatley III,"On the Capacity ofa Cel
lular CDMA System",IEEE Trans.VT,Vol.VT-40,pp.303-
312,1991によって示されており、その実用化のための検
討が盛んになりつつある。
【０００３】ところで、移動通信用に限らず、従来の符
号分割多重通信用受信装置では、通信に用いる拡散系列
に整合した整合フィルタを用いて、またはそれと等価な
相関処理によって、逆拡散が実行される。この逆拡散の
過程では、ある通信者に割り当てられた拡散系列が他の
通信者に割り当てられた拡散系列との間で相関（相互相
関）を持つと、この相互相関が干渉となって現れるた
め、通信品質（具体的には、ビット誤り率やフレーム誤
り率）が劣化する。この劣化の度合は、同時に通信を行
う他の通信者の数が多いほど、すなわち、希望波対干渉
電力比（ＳＩＲ）が小さいほど大きくなる。このため、
従来から相互相関の小さい拡散系列のクラスを見出すこ
とが、高品質な符号分割多重通信を実現するうえで不可
欠とされてきた。
号分割多重通信用受信装置では、通信に用いる拡散系列
に整合した整合フィルタを用いて、またはそれと等価な
相関処理によって、逆拡散が実行される。この逆拡散の
過程では、ある通信者に割り当てられた拡散系列が他の
通信者に割り当てられた拡散系列との間で相関（相互相
関）を持つと、この相互相関が干渉となって現れるた
め、通信品質（具体的には、ビット誤り率やフレーム誤
り率）が劣化する。この劣化の度合は、同時に通信を行
う他の通信者の数が多いほど、すなわち、希望波対干渉
電力比（ＳＩＲ）が小さいほど大きくなる。このため、
従来から相互相関の小さい拡散系列のクラスを見出すこ
とが、高品質な符号分割多重通信を実現するうえで不可
欠とされてきた。
【０００４】しかし、一般に拡散系列間の相互相関を小
さくしようとすると、このクラスに属する拡散系列の数
が少なくなるため、多くの通信者にこのクラスの拡散系
列を与えることができないという矛盾をきたしてしま
う。このため、相互相関の小さい拡散系列を各通信者に
割り当てることによるスペクトラム利用率の増大には、
自ずと限界があった。
さくしようとすると、このクラスに属する拡散系列の数
が少なくなるため、多くの通信者にこのクラスの拡散系
列を与えることができないという矛盾をきたしてしま
う。このため、相互相関の小さい拡散系列を各通信者に
割り当てることによるスペクトラム利用率の増大には、
自ずと限界があった。
【０００５】一方、米国プリンストン大学の Ruxandra
Lupas と Sergio Verdu は、加法性のガウス雑音を受け
る２値非同期ＣＤＭＡシステムに対して、受信信号電力
に差があっても各通信者からの受信信号より送信信号を
推定できる線形フィルタのクラスを明らかにした。この
フィルタによる処理量は、同時通信者数Ｎに比例して増
大する程度に留まるため、現実的な処理量で上記の相互
相関の影響を除去することができる（厳密には、該クラ
スのフィルタは相互相関の影響を完全には除去している
のではなく、受信信号間の線形な演算の範囲内で最大の
相互相関除去を実現する）。このことは、文献２：R.Lu
pas and S.Verdu,"Near-Far Resistanceof Multiuser D
etectors in Asynchronous Channels",IEEE Trans.COM,
Vol.COM-38,pp.496-508,1990 に示されている。彼ら
は、このフィルタを逆相関フィルタ（Decorrelator Fil
ter ）と呼んでいる。
Lupas と Sergio Verdu は、加法性のガウス雑音を受け
る２値非同期ＣＤＭＡシステムに対して、受信信号電力
に差があっても各通信者からの受信信号より送信信号を
推定できる線形フィルタのクラスを明らかにした。この
フィルタによる処理量は、同時通信者数Ｎに比例して増
大する程度に留まるため、現実的な処理量で上記の相互
相関の影響を除去することができる（厳密には、該クラ
スのフィルタは相互相関の影響を完全には除去している
のではなく、受信信号間の線形な演算の範囲内で最大の
相互相関除去を実現する）。このことは、文献２：R.Lu
pas and S.Verdu,"Near-Far Resistanceof Multiuser D
etectors in Asynchronous Channels",IEEE Trans.COM,
Vol.COM-38,pp.496-508,1990 に示されている。彼ら
は、このフィルタを逆相関フィルタ（Decorrelator Fil
ter ）と呼んでいる。
【０００６】さらに、このような特徴を持った逆相関フ
ィルタを移動通信における下りチャネル（基地局送信、
移動局受信）に用いる場合の効果的な適用方法が、特願
平４−１３２７９８によって提案されている。この方法
によれば、逆相関フィルタと等価な処理（複数の通信者
の情報シンボルを要素とするベクトルに、各拡散系列間
の１情報シンボル時間長にわたる相互相関係数から定ま
る係数を要素とする行列を乗算することで実現される）
を送信局である基地局において行い、受信局である移動
局では通常の希望信号に対する逆拡散を行うことで、相
互相関の影響を除去できる。このため、消費電力を低減
することが重要な移動局の処理量を、通常の逆拡散を行
う場合と全く同じにできることになる。
ィルタを移動通信における下りチャネル（基地局送信、
移動局受信）に用いる場合の効果的な適用方法が、特願
平４−１３２７９８によって提案されている。この方法
によれば、逆相関フィルタと等価な処理（複数の通信者
の情報シンボルを要素とするベクトルに、各拡散系列間
の１情報シンボル時間長にわたる相互相関係数から定ま
る係数を要素とする行列を乗算することで実現される）
を送信局である基地局において行い、受信局である移動
局では通常の希望信号に対する逆拡散を行うことで、相
互相関の影響を除去できる。このため、消費電力を低減
することが重要な移動局の処理量を、通常の逆拡散を行
う場合と全く同じにできることになる。
【０００７】さて、移動通信環境にスペクトラム拡散通
信を適用する場合の特徴として、パスダイバーシティ効
果が挙げられる。すなわち、移動通信環境では基地局か
らの送信信号は異なる伝搬遅延時間を持つ複数の伝搬路
を経て移動局で受信される。そこで、拡散チップレート
の逆数（＝最小分解能）を各伝搬路の遅延時間差よりも
小さくしておけば、逆拡散によりそれぞれの伝搬路に対
応する相関ピークが検出できる。各伝搬路を伝搬する信
号は、それぞれフェージングを受けているが、その変動
は独立なので、ダイバーシティブランチとして用いるこ
とができる。これについては、例えば文献３：J.G.Proa
kis,"Digital Communications",McGraw-Hill,1989,pp.7
19-743に見られるように、ＲＡＫＥ受信法として古くか
ら検討されている。
信を適用する場合の特徴として、パスダイバーシティ効
果が挙げられる。すなわち、移動通信環境では基地局か
らの送信信号は異なる伝搬遅延時間を持つ複数の伝搬路
を経て移動局で受信される。そこで、拡散チップレート
の逆数（＝最小分解能）を各伝搬路の遅延時間差よりも
小さくしておけば、逆拡散によりそれぞれの伝搬路に対
応する相関ピークが検出できる。各伝搬路を伝搬する信
号は、それぞれフェージングを受けているが、その変動
は独立なので、ダイバーシティブランチとして用いるこ
とができる。これについては、例えば文献３：J.G.Proa
kis,"Digital Communications",McGraw-Hill,1989,pp.7
19-743に見られるように、ＲＡＫＥ受信法として古くか
ら検討されている。
【０００８】また、最近では送信する情報シンボル系列
の一定間隔毎にトレーニング系列と呼ばれる既知のシン
ボル系列を埋め込んでおき、受信側では複数の受信信号
をダイバーシティ合成する際に、合成後の信号の基準信
号点からの２乗誤差が最小になるように重み付け合成す
る方式が、文献４：A.Higashi and T.Matsumoto,"BERPe
rfomance of Adaptive RAKE Diversity(ARD)in DPSK DS
/CDMA Mobile Radio",Tech.report of ICICE,SST92-16,
Sendai,1992,pp.13-18 によって提案されている。同文
献４においては、この方式をＡＲＤと称している。この
ＡＲＤ方式によると、トレーニング区間中では受信側で
既知のトレーニング系列を、また情報系列中では合成後
の信号を識別した信号（２値伝送の場合、“０”または
“１”）を、それぞれ基準信号として用いることにな
る。
の一定間隔毎にトレーニング系列と呼ばれる既知のシン
ボル系列を埋め込んでおき、受信側では複数の受信信号
をダイバーシティ合成する際に、合成後の信号の基準信
号点からの２乗誤差が最小になるように重み付け合成す
る方式が、文献４：A.Higashi and T.Matsumoto,"BERPe
rfomance of Adaptive RAKE Diversity(ARD)in DPSK DS
/CDMA Mobile Radio",Tech.report of ICICE,SST92-16,
Sendai,1992,pp.13-18 によって提案されている。同文
献４においては、この方式をＡＲＤと称している。この
ＡＲＤ方式によると、トレーニング区間中では受信側で
既知のトレーニング系列を、また情報系列中では合成後
の信号を識別した信号（２値伝送の場合、“０”または
“１”）を、それぞれ基準信号として用いることにな
る。
【０００９】符号分割多重移動通信環境において上述の
ＡＲＤ方式を用いれば、合成後における、他の通信者か
らの大きな干渉を受けているパスの影響は小さく、また
受信レベルが低くとも干渉が小さいパスの影響は大きく
なるように、重み付け合成時の重み係数が制御される。
従って、干渉リミテッドな符号分割多重移動通信環境に
おいて、最適ダイバーシティ合成を実現できる。
ＡＲＤ方式を用いれば、合成後における、他の通信者か
らの大きな干渉を受けているパスの影響は小さく、また
受信レベルが低くとも干渉が小さいパスの影響は大きく
なるように、重み付け合成時の重み係数が制御される。
従って、干渉リミテッドな符号分割多重移動通信環境に
おいて、最適ダイバーシティ合成を実現できる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ここで、ＡＲＤ方式を
移動通信システムの下りチャネルに適用する場合につい
て考えてみる。移動通信システムの下りチャネルにおい
ても、基地局からの送信信号は、複数の独立に変動する
伝搬路を経て移動局で受信されることに変りはない。上
述のように、ＡＲＤ方式では合成後の信号の基準信号点
からのずれ（２乗誤差）が最小になるように、各伝搬路
を経由した信号を重み付けして合成する。この合成後の
信号の基準信号点からのずれは、（１）他の伝搬路を経
由した信号の影響、（２）同一の伝搬路を経由して受信
される他の通信者への信号からの相互相関の影響、およ
び（３）雑音の影響によって生じる。これらのうち、
（１）と（３）は通信の都度ランダムに異なるため、送
信側でこれらを制御することはできない。しかし、各伝
搬路に着目すれば、複数の通信者への送信信号は拡散用
のチップタイミングのレベルで完全に同期しているため
（もちろん、異なる伝搬路の信号間では同期していな
い）、上述の送信逆相関フィルタを用いることで拡散系
列間の相互相関に起因する（２）の影響を除去できる。
このとき、合成後の信号点は基準信号点に近くできるか
ら、ＡＲＤ方式によるダイバーシティ合成の効果をより
大きくできることが予想される。
移動通信システムの下りチャネルに適用する場合につい
て考えてみる。移動通信システムの下りチャネルにおい
ても、基地局からの送信信号は、複数の独立に変動する
伝搬路を経て移動局で受信されることに変りはない。上
述のように、ＡＲＤ方式では合成後の信号の基準信号点
からのずれ（２乗誤差）が最小になるように、各伝搬路
を経由した信号を重み付けして合成する。この合成後の
信号の基準信号点からのずれは、（１）他の伝搬路を経
由した信号の影響、（２）同一の伝搬路を経由して受信
される他の通信者への信号からの相互相関の影響、およ
び（３）雑音の影響によって生じる。これらのうち、
（１）と（３）は通信の都度ランダムに異なるため、送
信側でこれらを制御することはできない。しかし、各伝
搬路に着目すれば、複数の通信者への送信信号は拡散用
のチップタイミングのレベルで完全に同期しているため
（もちろん、異なる伝搬路の信号間では同期していな
い）、上述の送信逆相関フィルタを用いることで拡散系
列間の相互相関に起因する（２）の影響を除去できる。
このとき、合成後の信号点は基準信号点に近くできるか
ら、ＡＲＤ方式によるダイバーシティ合成の効果をより
大きくできることが予想される。
【００１１】本発明は、このような着想に基づいてなさ
れたもので、例えば移動通信システムの下りチャネル
（基地局送信、移動局受信）において、同一の伝搬路を
経由して受信局で受信される他の通信者への信号からの
相互相関の影響を除去できるようにして、ＡＲＤ方式に
よるダイバーシティ合成の効果をより高めることを可能
とした符号分割多重通信用送受信装置を提供することを
目的とする。
れたもので、例えば移動通信システムの下りチャネル
（基地局送信、移動局受信）において、同一の伝搬路を
経由して受信局で受信される他の通信者への信号からの
相互相関の影響を除去できるようにして、ＡＲＤ方式に
よるダイバーシティ合成の効果をより高めることを可能
とした符号分割多重通信用送受信装置を提供することを
目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信側の逆相
関フィルタと受信側のＡＲＤ方式とを併用することを骨
子とするものである。
関フィルタと受信側のＡＲＤ方式とを併用することを骨
子とするものである。
【００１３】すなわち、本発明に係る符号分割多重通信
用送受信装置では、送信側において複数の通信者の情報
シンボルを要素とするベクトルに、各拡散系列間の１情
報シンボル時間長にわたる相互相関係数から定まる係数
を要素とする行列を乗算する乗算手段と、該乗算手段の
乗算結果のベクトルの各要素に対して各拡散系列を乗算
することによりスペクトラム拡散を行う拡散手段と、該
拡散手段により得られた拡散出力を送信する送信手段を
送信側に具備する。
用送受信装置では、送信側において複数の通信者の情報
シンボルを要素とするベクトルに、各拡散系列間の１情
報シンボル時間長にわたる相互相関係数から定まる係数
を要素とする行列を乗算する乗算手段と、該乗算手段の
乗算結果のベクトルの各要素に対して各拡散系列を乗算
することによりスペクトラム拡散を行う拡散手段と、該
拡散手段により得られた拡散出力を送信する送信手段を
送信側に具備する。
【００１４】一方、受信側においては、該送信手段から
送信され異なる伝搬遅延時間を持つ複数の伝搬路を経て
伝搬されてきた複数の信号を受信する受信手段と、該受
信手段により受信された複数の信号を逆拡散する逆拡散
手段と、該逆拡散手段により逆拡散された複数の受信信
号に対して複素重み係数をそれぞれ乗算する複素重み係
数乗算手段と、該複素重み係数乗算手段の出力信号を合
成する合成手段と、該合成手段の出力信号の基準信号点
からの２乗誤差を最小にするように前記複素重み係数を
制御する制御手段とを具備する。
送信され異なる伝搬遅延時間を持つ複数の伝搬路を経て
伝搬されてきた複数の信号を受信する受信手段と、該受
信手段により受信された複数の信号を逆拡散する逆拡散
手段と、該逆拡散手段により逆拡散された複数の受信信
号に対して複素重み係数をそれぞれ乗算する複素重み係
数乗算手段と、該複素重み係数乗算手段の出力信号を合
成する合成手段と、該合成手段の出力信号の基準信号点
からの２乗誤差を最小にするように前記複素重み係数を
制御する制御手段とを具備する。
【００１５】
【作用】このように本発明では、送信側において上記乗
算手段により逆相関フィルタ処理を行うことにより、移
動通信システムの下りチャネルにおいて、同一伝搬路に
おける他の通信者への信号からの相互相関の影響、すな
わち先に挙げたＡＲＤ方式における合成後の信号の基準
信号点からのずれ要因である（１）〜（３）のうち、
（２）が除去される。
算手段により逆相関フィルタ処理を行うことにより、移
動通信システムの下りチャネルにおいて、同一伝搬路に
おける他の通信者への信号からの相互相関の影響、すな
わち先に挙げたＡＲＤ方式における合成後の信号の基準
信号点からのずれ要因である（１）〜（３）のうち、
（２）が除去される。
【００１６】これによって、受信側において複数の伝搬
路を経て受信される信号を逆拡散してから複素重み係数
を乗じて合成した後の信号点は、トレーニング系列およ
び情報系列の両者において基準信号点により近付くよう
になる（伝搬路が一つで、かつ雑音が無ければ合成後の
信号点は基準信号点に完全に一致する）。
路を経て受信される信号を逆拡散してから複素重み係数
を乗じて合成した後の信号点は、トレーニング系列およ
び情報系列の両者において基準信号点により近付くよう
になる（伝搬路が一つで、かつ雑音が無ければ合成後の
信号点は基準信号点に完全に一致する）。
【００１７】従って、前記（１）〜（３）のうち（１）
と（３）の影響に対するＡＲＤ受信によるダイバーシテ
ィ合成の効果が向上する。すなわち、ＡＲＤ方式におけ
る重み付け係数の精度が高められて最適値により近づく
結果、総合の信号伝送特性であるビット誤り率が改善さ
れる。
と（３）の影響に対するＡＲＤ受信によるダイバーシテ
ィ合成の効果が向上する。すなわち、ＡＲＤ方式におけ
る重み付け係数の精度が高められて最適値により近づく
結果、総合の信号伝送特性であるビット誤り率が改善さ
れる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１９】図１は、本発明の一実施例における符号分
割多重通信用送信装置の構成を示すブロック図である。
この送信装置は逆相関フィルタ２、拡散器３およびＢＰ
ＳＫ変調器６からなる。
割多重通信用送信装置の構成を示すブロック図である。
この送信装置は逆相関フィルタ２、拡散器３およびＢＰ
ＳＫ変調器６からなる。
【００２０】図１において、各移動局へ送信されるべき
各通信者の情報シンボル入力１は、逆相関フィルタ２へ
の入力ベクトルｕとなる。逆相関フィルタ２において
は、情報シンボル入力１の系列間の相互相関除去のため
の行列演算（線形演算なので行列で表現される）、すな
わち複数の通信者の情報シンボルを要素とするベクトル
ｕに、各拡散系列間の１情報シンボル時間長にわたる
相互相関係数から定まる係数を要素とする行列を乗算す
る処理が行われる。この逆相関フィルタ２の出力ベクト
ルｙは、拡散器３で各要素毎に拡散系列４と乗算さ
れ、これによってスペクトラム拡散が行われる。拡散器
３からの拡散出力５は、ＢＰＳＫ変調器６で２値位相変
調されて移動局へ送信される。
各通信者の情報シンボル入力１は、逆相関フィルタ２へ
の入力ベクトルｕとなる。逆相関フィルタ２において
は、情報シンボル入力１の系列間の相互相関除去のため
の行列演算（線形演算なので行列で表現される）、すな
わち複数の通信者の情報シンボルを要素とするベクトル
ｕに、各拡散系列間の１情報シンボル時間長にわたる
相互相関係数から定まる係数を要素とする行列を乗算す
る処理が行われる。この逆相関フィルタ２の出力ベクト
ルｙは、拡散器３で各要素毎に拡散系列４と乗算さ
れ、これによってスペクトラム拡散が行われる。拡散器
３からの拡散出力５は、ＢＰＳＫ変調器６で２値位相変
調されて移動局へ送信される。
【００２１】図２は、本発明の一実施例における符号分
割多重通信用受信装置の構成を示すブロック図である。
この受信装置は逆拡散器８、複素重み係数乗算器１０、
合成器１１、識別器１３、スイッチ１５、トレーニング
パターン発生部１６および演算器１８からなる。
割多重通信用受信装置の構成を示すブロック図である。
この受信装置は逆拡散器８、複素重み係数乗算器１０、
合成器１１、識別器１３、スイッチ１５、トレーニング
パターン発生部１６および演算器１８からなる。
【００２２】図２において、図１の符号分割多重通信用
受信装置から送信され、複数の伝搬路を経由して伝搬さ
れてきた複数の信号は、図示しないＢＰＳＫ復調器で復
調される。復調された受信信号７は、各伝搬路に追随し
た逆拡散器８によって逆拡散される。この逆拡散器８の
出力結果である逆拡散出力９は、複素重み係数乗算器１
０により複素重み係数が乗算された後、合成器１１によ
って合成される。合成器１１の合成出力１２は識別器１
３によって識別されて識別出力１４となり、同時にスイ
ッチ１５にも入力される。スイッチ１５は、トレーニン
グ系列受信中はトレーニングパターン発生部１６側に倒
され、情報系列受信中は識別器１３側に倒される。トレ
ーニングパターン発生部１６では、トレーニング系列受
信中にはシンボルタイミングに同期してトレーニングパ
ターンが発生される。このトレーニングパターンは、前
述のように受信側において既知のパターンである。
受信装置から送信され、複数の伝搬路を経由して伝搬さ
れてきた複数の信号は、図示しないＢＰＳＫ復調器で復
調される。復調された受信信号７は、各伝搬路に追随し
た逆拡散器８によって逆拡散される。この逆拡散器８の
出力結果である逆拡散出力９は、複素重み係数乗算器１
０により複素重み係数が乗算された後、合成器１１によ
って合成される。合成器１１の合成出力１２は識別器１
３によって識別されて識別出力１４となり、同時にスイ
ッチ１５にも入力される。スイッチ１５は、トレーニン
グ系列受信中はトレーニングパターン発生部１６側に倒
され、情報系列受信中は識別器１３側に倒される。トレ
ーニングパターン発生部１６では、トレーニング系列受
信中にはシンボルタイミングに同期してトレーニングパ
ターンが発生される。このトレーニングパターンは、前
述のように受信側において既知のパターンである。
【００２３】スイッチ１５の出力１７は、演算器１８に
入力される。演算器１８には、さらに合成器１１の出力
１２および逆拡散器８の逆拡散出力９も入力されてい
る。この演算器１８においては、これらの出力１７，１
２，９を用いて合成出力１７の信号の基準信号点からの
誤差を最小にするように重み付け係数制御アルゴリズム
が実行される（通常、Recursive Least Squareアルゴリ
ズム等によりこの処理は実現できる。詳細は例えば文献
４：Simon Haykin,"Adaptive Filter Theory",Prentice
Hall,1986,pp.381-454 参照）。演算器１８の演算出力
１９は複素重み係数であり、複素重み係数乗算器１０に
与えられる。
入力される。演算器１８には、さらに合成器１１の出力
１２および逆拡散器８の逆拡散出力９も入力されてい
る。この演算器１８においては、これらの出力１７，１
２，９を用いて合成出力１７の信号の基準信号点からの
誤差を最小にするように重み付け係数制御アルゴリズム
が実行される（通常、Recursive Least Squareアルゴリ
ズム等によりこの処理は実現できる。詳細は例えば文献
４：Simon Haykin,"Adaptive Filter Theory",Prentice
Hall,1986,pp.381-454 参照）。演算器１８の演算出力
１９は複素重み係数であり、複素重み係数乗算器１０に
与えられる。
【００２４】図３は、拡散前の送信信号系列の一例であ
り、情報系列の一定間隔毎にトレーニング系列が埋め込
まれている。
り、情報系列の一定間隔毎にトレーニング系列が埋め込
まれている。
【００２５】図４は、同実施例による図１の送信装置か
ら図２の受信装置への信号伝送特性をシミュレーション
により求めた結果を示している。拡散系列は３１段のゴ
ールド系列であり、逆拡散前の平均受信信号電力対雑音
電力比（ＳＮＲ）は−３ｄＢである。伝搬路としては、
２波のレイリーフェージング伝搬路（最大ドップラ周波
数４０Ｈｚ）を仮定した。図３に示すような情報系列６
４ビットとトレーニング系列１６ビットで１フレームを
構成し、図１の送信装置において逆相関フィルタ２が有
る場合と無い場合の両方に対して、受信後のビット誤り
率を求めた。横軸は同時通信者数、縦軸は平均ビット誤
り率である。
ら図２の受信装置への信号伝送特性をシミュレーション
により求めた結果を示している。拡散系列は３１段のゴ
ールド系列であり、逆拡散前の平均受信信号電力対雑音
電力比（ＳＮＲ）は−３ｄＢである。伝搬路としては、
２波のレイリーフェージング伝搬路（最大ドップラ周波
数４０Ｈｚ）を仮定した。図３に示すような情報系列６
４ビットとトレーニング系列１６ビットで１フレームを
構成し、図１の送信装置において逆相関フィルタ２が有
る場合と無い場合の両方に対して、受信後のビット誤り
率を求めた。横軸は同時通信者数、縦軸は平均ビット誤
り率である。
【００２６】このシミュレーション結果からも分かるよ
うに、送信時の逆相関フィルタ処理と受信時のＡＲＤを
組み合わせる本発明の信号伝送特性は、従来のＡＲＤの
みを行う場合と比較して約一桁低い誤り率を達成してい
る。
うに、送信時の逆相関フィルタ処理と受信時のＡＲＤを
組み合わせる本発明の信号伝送特性は、従来のＡＲＤの
みを行う場合と比較して約一桁低い誤り率を達成してい
る。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば移
動通信システムにおける下りチャネルのように、送信側
から送信された信号が複数の伝搬路を経て受信側で受信
される信号伝送系において、送信側に逆相関フィルタ処
理、受信側にＡＲＤ方式をそれぞれ用いることにより、
ＡＲＤ方式によるダイバーシティ効果を大幅に改善する
ことができる。
動通信システムにおける下りチャネルのように、送信側
から送信された信号が複数の伝搬路を経て受信側で受信
される信号伝送系において、送信側に逆相関フィルタ処
理、受信側にＡＲＤ方式をそれぞれ用いることにより、
ＡＲＤ方式によるダイバーシティ効果を大幅に改善する
ことができる。
【図１】本発明の一実施例に係る送信装置の構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図２】同実施例に係る受信装置の構成を示すブロック
図
図
【図３】拡散前の送信信号系列の一例を示す図
【図４】同実施例における信号伝送特性をシミュレーシ
ョンにより求めた結果を示す図
ョンにより求めた結果を示す図
１…情報シンボル入力 ２…逆相関フィルタｕ …入力ベクトル ｙ…逆相関フィル
タ出力ベクトル ３…拡散器 ４…拡散系列 ５…拡散出力 ６…ＢＰＳＫ変調器 ７…受信信号 ８…逆拡散器 ９…逆拡散出力 １０…複素重み係数乗
算器 １１…合成器 １２…合成出力 １３…識別器 １４…識別出力 １５…スイッチ １６…トレーニング
パターン発生部 １７…スイッチ出力 １８…演算器 １９…演算出力
タ出力ベクトル ３…拡散器 ４…拡散系列 ５…拡散出力 ６…ＢＰＳＫ変調器 ７…受信信号 ８…逆拡散器 ９…逆拡散出力 １０…複素重み係数乗
算器 １１…合成器 １２…合成出力 １３…識別器 １４…識別出力 １５…スイッチ １６…トレーニング
パターン発生部 １７…スイッチ出力 １８…演算器 １９…演算出力
Claims (1)
- 【請求項１】複数の通信者の情報シンボルを要素とする
ベクトルに、各拡散系列間の１情報シンボル時間長にわ
たる相互相関係数から定まる係数を要素とする行列を乗
算する乗算手段と、 該乗算手段の乗算結果のベクトルの各要素に対して各拡
散系列を乗算することによりスペクトラム拡散を行う拡
散手段と、 該拡散手段により得られた拡散出力を送信する送信手段
と、 該送信手段から送信され異なる伝搬遅延時間を持つ複数
の伝搬路を経て伝搬されてきた複数の信号を受信する受
信手段と、 該受信手段により受信された複数の信号を逆拡散する逆
拡散手段と、 該逆拡散手段により逆拡散された複数の受信信号に対し
て複素重み係数をそれぞれ乗算する複素重み係数乗算手
段と、 該複素重み係数乗算手段の出力信号を合成する合成手段
と、 該合成手段の出力信号の基準信号点からの２乗誤差を最
小にするように前記複素重み係数を制御する制御手段と
を具備することを特徴とする符号分割多重通信用送受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4288961A JPH06141021A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 符号分割多重通信用送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4288961A JPH06141021A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 符号分割多重通信用送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06141021A true JPH06141021A (ja) | 1994-05-20 |
Family
ID=17737044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4288961A Pending JPH06141021A (ja) | 1992-10-27 | 1992-10-27 | 符号分割多重通信用送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06141021A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995010892A1 (fr) * | 1993-10-13 | 1995-04-20 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Recepteur de signaux a etalement du spectre |
| WO1997020400A1 (fr) * | 1995-11-29 | 1997-06-05 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Appareil de reception en diversite et procede de commande |
| US6351462B1 (en) | 1997-10-01 | 2002-02-26 | Nec Corporation | CDMA receiving apparatus and method therefor |
| KR100863400B1 (ko) * | 2004-04-09 | 2008-10-14 | 엔비디아 코포레이션 | 필드 교체가능 카드가 컴퓨팅 장치 마더보드와인터페이스하게 하도록 하기 위한 커넥터 및 장치 |
| US7697643B2 (en) | 1995-01-04 | 2010-04-13 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| JP2013176078A (ja) * | 2007-09-12 | 2013-09-05 | Qualcomm Inc | 無線通信に関する容量を増大させるデバイスおよび方法 |
-
1992
- 1992-10-27 JP JP4288961A patent/JPH06141021A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5757844A (en) * | 1993-10-13 | 1998-05-26 | Ntt Mobile Communications Network Inc | Spread spectrum receiver |
| WO1995010892A1 (fr) * | 1993-10-13 | 1995-04-20 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Recepteur de signaux a etalement du spectre |
| US8824523B2 (en) | 1995-01-04 | 2014-09-02 | Intel Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US7697643B2 (en) | 1995-01-04 | 2010-04-13 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US7961822B2 (en) | 1995-01-04 | 2011-06-14 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US8340228B2 (en) | 1995-01-04 | 2012-12-25 | Intel Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
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| US9185594B2 (en) | 2007-09-12 | 2015-11-10 | Qualcomm Incorporated | Capacity increasing devices and methods for wireless communication |
| US9313683B2 (en) | 2007-09-12 | 2016-04-12 | Qualcomm Incorporated | Capacity increasing devices and methods for wireless communication |
| US9479960B2 (en) | 2007-09-12 | 2016-10-25 | Qualcomm Incorporated | User diversity for muros callers |
| US9622106B2 (en) | 2007-09-12 | 2017-04-11 | Zhi-Zhong Yu | Capacity increasing devices and methods for wireless communication |
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