CN101371452B - 针对无线通信使用功率估计和追踪的干扰消除 - Google Patents

Abstract

描述了用于在无线(如CDMA)通信系统中执行干扰消除的技术。在一个方面，多个正交频段的每个频段的功率估计是通过估计这些功率估计的至少两个分量而获得的。该分量可以包括，例如信道增益、噪声和干扰，以及频段增益。基于每频段功率估计来执行干扰消除。另一方面，利用快速跟踪在多级中执行干扰消除。获得第一级的总功率估计和每个频段的功率估计。获得第二级的总功率估计。还基于第一和第二级的总功率估计以及第一级每频段的功率估计，获得第二级的每频段的功率估计。基于每个级的每频段的功率估计，对每个级执行干扰消除。

Description

针对无线通信使用功率估计和追踪的干扰消除

相关申请的交叉引用

本申请要求2005年12月6日所提交的标题为“AcceleratedTracking for Cascaded QLIC”的美国临时申请No.60/748,062的优先权，将其指定给本申请人并且通过引用合并于此。

技术领域

本公开文本通常涉及通信，并且更具体地涉及在无线通信系统中执行干扰消除的技术。

背景技术

一种无线多址通信系统可以同时与诸如蜂窝电话的多个无线设备进行通信。这种多址系统的实例包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统，以及频分多址(FDMA)系统。

无线多址系统典型地包括多个基站，其提供对大范围地理区域的通信覆盖。每个基站可以在任何给定的时刻向其覆盖范围内的一个或多个无线设备发送数据。一个给定的无线设备可以从服务基站接收所需的传输以及来自相邻基站的干扰传输。这些干扰传输旨在用于这些相邻基站的覆盖范围内的其它无线设备，但是对此给定的无线设备产生干扰作用。该干扰阻碍了无线设备解调所需传输的能力，并且对性能有很大影响。

因此在本领域中需要一种用于在无线通信系统中存在干扰传输的情况下解调所需传输的技术。

发明内容

本文描述了用于在无线通信系统(如，CDMA系统)中执行干扰消除的技术。本文所用“消除”和“抑制”是同义术语，并且可以互换使用。该技术基于对多个正交频段(bin)的每个频段的功率估计来执行干扰消除，该正交频段例如沃什频段(Walsh bin)。

在一个方面，通过估计这些功率估计的至少两个分量来获得每个频段的功率估计。该分量可以包括，例如信道增益、噪声和干扰、以及频段增益。在一个实施例中，对于正交频段，例如基于这些频段的接收符号，获得初始功率估计

然后可以根据(1)没有传输的空频段的初始功率估计，或者(2)所有频段的最小初始功率估计，获得噪声和干扰估计

对于每个正交频段，可以根据该频段的初始功率估计

以及导频功率估计，获得频段增益估计

可以根据接收导频获得信道增益估计

可以利用具有用于提供良好估计性能的时间常数的滤波器，来获得不同的估计。然后对每个正交频段，可以根据信道增益估计

噪声和干扰估计

以及该频段的频段增益估计

获得功率估计

如下文所述，使用正交频段的功率估计来执行干扰消除。

在另一方面，在多级快速跟踪中执行干扰消除。例如根据第一级的接收符号，对第一级获得多个正交频段的总功率估计

以及每个频段的功率估计快速滤波器可以用于总功率估计，并且较慢的滤波器可以用于每个频段的功率估计。对第一级，根据该级的每个频段的功率估计

来执行干扰消除。对第二级，例如根据此级的接收符号来获得总功率估计

对第二级，分别根据第一和第二级的总功率估计

和

以及第一级的每个频段的功率估计

获得每个频段的功率估计

对第二级，根据此级的每个频段的功率估计

执行干扰消除。

在下文进一步详细描述本发明的不同的方面和实施例。

附图说明

图1示出了具有多个基站的CDMA系统；

图2示出了基站和无线设备的框图；

图3示出了在基站的CDMA调制器；

图4示出了单扇区干扰消除器；

图5示出了用于执行干扰消除的处理；

图6A示出了用于执行干扰消除的另一个处理；

图6B示出了用于获得功率估计的处理；

图7示出了并行多扇区干扰消除器；

图8A示出了级联两扇区干扰消除器；

图8B示出了级联多扇区干扰消除器；

图9示出了并行两级干扰消除器；

图10A和10B示出了拟线性干扰消除(QLIC)块的两个实施例；

图11示出了具有加速跟踪的级联干扰消除器；

图12A示出了用于具有加速跟踪的第一级的QLIC模块；

图12B示出了用于后续级的QLIC模块；

图13示出了执行级联干扰消除的处理过程。

具体实施方式

本文所述的干扰消除技术可以用于各种通信系统，诸如CDMA、TDMA、FDMA、正交FDMA(OFDMA)、以及单载波FDMA(SC-FDMA)系统。CDMA系统可以实现一个或多个CDMA无线电访问技术(RAT)诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等等。cdma2000涉及IS-2000、IS-856以及IS-95标准。TDMA系统可以实现诸如GSM的RAT。这些不同的RAT以及标准在现有技术中已知。在名为“第三代伙伴项目”(3GPP)的协会的文献中描述了W-CDMA和GSM。在名为“第三代伙伴项目2”(3GPP2)的协会的文献中描述了cdma2000。3GPP和3GPP2文献对公众开放。OFDMA系统使用OFDM来在正交的子载波上发送频域内的符号。SC-FDMA系统在正交的子载波上发送时域内的符号。为了清楚起见，下文中描述用于CDMA系统的技术，该CDMA系统可以是cdma2000系统或者是W-CDMA系统。

图1示出了具有多个基站的码分多址系统100。为简单起见，图1仅仅示出三个基站110a、110b和110c以及一个无线设备120.基站通常是固定站，其与无线设备通信并且被称作节点B(3GPP术语)、接入点等等。每个基站110为特定地理区域提供通信覆盖。术语“小区”取决于使用该术语的上下文，指的是基站和/或其覆盖区域。为了提高系统容量，基站覆盖区域可以被分为多个(如三个)更小的区域。每个更小的区域通过各自的基站收发子系统(BTS)来进行服务。术语″扇区″取决于使用该术语的上下文，指的是BTS和/或其覆盖区域。对于扇区化的小区，该小区的所有扇区的BTS典型地位于该小区的基站中。以下说明书中假定每个小区被分为多个扇区。为简单起见，术语“基站”通常指的是小区的固定站，以及扇区的固定站。服务基站/扇区是一种与无线设备通信的基站/扇区。

无线设备可以是固定的或者移动的，并且还可被称作用户设备(UE)(3GPP术语)、移动站(cdma2000术语)、用户终端等等。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制调解器卡等等。无线设备可以在任何给定时刻与零个、一个或者多个基站在正向或者反向链路上通信。前向链路(或者下行)指的是从基站到无线设备的通信链路，反向(或者上行)链路指的是从无线设备到基站的通信链路。为简单起见，图1仅仅示出前向链路上的传输。无线设备120经由视线以及反射的路径从服务基站110a接收所需传输，并且还经由视线以及反射的路径从相邻基站110b和110c接收干扰传输。

图2示出基站110i以及无线设备120的框图。基站110i可以是图1所示的任何一个基站。为简单起见，图2示出具有一个发射天线的基站110i以及具有一个接收天线的无线设备120。通常，基站110i和无线设备120中的每一个可以装有任意数量的天线。为简单起见，图2仅仅示出用于前向链路上的数据传输的处理单元。

在基站110i，发射(TX)数据处理器210接收被服务的无线设备的业务数据，处理(如，编码，交织以及符号映射)该业务数据，以产生数据符号，并将该数据符号提供给CDMA调制器220。如本文所使用的，数据符号是数据的调制符号，导频符号是用于导频的调制符号，调制符号是用于信号星座中的点(如，用于M-PSK或者M-QAM)的复数值，符号通常是复数值，并且导频是由基站和无线设备二者预先知晓的数据。如下文所述，CDMA调制器220处理该数据符号和导频符号，并且向发射机(TMTR)230提供一串输出码片流。发射机230处理(如转换到模拟，放大，滤波以及上变频)该输出码片流，并且产生前向链路信号，并且从天线232发射该信号。

在无线设备120，天线252接收由基站110i以及其它基站发射的前向链路信号。天线252将接收信号提供到接收机(RCVR)254。接收机254处理(如滤波，放大，下变频，数字化)接收到的信号并且将接收的采样提供到干扰消除器260。干扰消除器260抑制来自如下文所述的干扰基站的干扰，并且对于服务基站的已消除了干扰的采样提供到瑞克接收机270。天线252可以经由如图1所示的一个或多个信号通路，从服务基站接收前向链路信号，并且该接收信号可以包括服务基站的一个或多个信号实例(或者多径)。瑞克接收机270处理所有关注的多径并且提供数据符号估计，该估计是由服务基站所发送的数据符号的估计。还可用均衡器或者其它类型的接收机来替换瑞克接收机270。接收(RX)数据处理器280处理(如符号解映射，去交织以及解码)该数据符号估计并且提供解码的数据。通常，在基站110i，瑞克接收机270和RX数据处理器280的处理与CDMA调制器220和TX数据处理器210的处理分别是互补的。

控制器/处理器240和290分别指导基站110i和无线设备120处的操作。存储器242和292分别存储用于基站110i和无线设备120的数据和程序代码。

对于CDMA，可以通过不同的正交码获得多个正交信道。例如，在cdma2000中通过不同的沃什码获得多个正交业务信道，并且在W-CDMA中通过不同正交可变扩展因数(OVSF)码获得多个正交物理信道。正交信道可用于发送不同类型的数据(如业务数据，广播数据，控制数据，导频等等)和/或不同无线设备的业务数据。对该正交信道进行适当地调节、合并，并且扩频到整个系统带宽上。用扩频码来执行该扩频，扩频码在cdma2000中是伪随机数(PN)序列，在W-CDMA中是扰码。在cdma2000，使用沃什码的信道化被称作“覆盖(covering)”，并且扩频被称作“扩展(spreading)”。在W-CDMA中，使用OVSF码的信道化被称作“扩展(spreading)”，并且扩频被称作“加扰(scrambling)”。为了清楚起见，在下文中使用cdma2000术语(如业务信道，覆盖，扩展等等)。

图3示出基站110i中的CDMA调制器220的框图。为简单起见，以下描述假定N个业务信道对每个扇区有效，并且将不同的长度为N的沃什码分配给每个业务信道，其中对于cdma2000，N可以等于4、8、16、32、64或者128。通常，不同长度的正交码可以用于业务信道，并且N可以对应于最长的正交码的长度。

CDMA调制器220包括用于N个业务信道的N个业务信道处理器310a到310n。在每个业务信道处理器310中，乘法器312接收业务信道n的数据符号，并且用业务信道n的增益g_i，n调节业务信道n的数据符号，并且提供调节后的数据符号。该增益g_i，n可以被设为0，如果业务信道n没有被使用。沃什覆盖单元314用分配到业务信道n的沃什码w_n信道化调节的数据符号。单元314通过重复每个调节的数据符号多次来执行覆盖，以产生N个复制的符号，然后将N个复制的符号乘以沃什码w_n的N个码片来产生该数据符号的N个数据码片。合成器320接收所有N个业务信道的数据码片并且进行相加。乘法器322将合并的数据码片乘以分配给扇区i的扩频码并且产生输出码片。

可以用离散时间来表示扇区i的输出码片，如下：

等式(1)

其中k是码片周期的索引，

n是业务信道的索引，i是扇区的索引，

是在码片周期k中在业务信道n上发送的数据符号，

w_n(mod(k，N))是码片周期k中业务信道n的沃什码片，

g_i，n是扇区i中业务信道n的增益，

c_i(k)是在码片周期k中扇区i的扩频码片，并且

x_i(k)是码片周期k中扇区i的输出码片。

在N个码片周期内发送每个数据符号。在码片周期k＝N·t到N·t+N-1中发送符号周期t的数据符号s_i，n(t)。因此，

以及

其中

表示下取整运算符(floor operator)。为了简明起见，假定对于所有的码片周期k、符号周期t、业务信道n以及扇区i，数据符号、Walsh码片以及扩频码片具有单位量，或者对于

数据符号、Walsh码片以及扩频码片具有|s_i，n(t)|＝|w_n(mod(k，N))|＝|c_i(k)|＝1。不同扇区的扩频码是不相关的，其中

这意味着只有当κ＝0并且i＝j时，扇区i和j的扩频码之间的期望值等于1。在cdma2000中不同扇区被分配相同PN序列的不同移位版本，其中不同扇区的扩频码在码片偏移的范围不相关。

将等式(1)表示为如下矩阵形式：

x _i(t)＝C _i(t)·W·G _i·s _i(t)         等式(2)

其中s _i(t)＝[s_i，1(t)s_i，2(t)...s_i，n(t)]^T是N×1向量，包括将要在N个业务信道上在符号周期t内被发送的N个数据符号，

G _i是一个N×N对角矩阵，沿对角包括N个业务信道的增益，或者diag(G _i)＝{g_i，1，g_i，2，...，g_i，n}，

W是一个N×N沃什矩阵，在N列中包含N个沃什码，

C _i(t)是一个N×N对角矩阵，沿对角包括在符号周期t内N个码片周期内的N个扩展码片，或者

diag(C _i(t))＝{c_i(N·t)，c_i(N·t+1)，...，c_i(N·t+N-1)}，

x _i(t)＝[x_i(N·t)x_i(N·t+1)...x_i(N·t+N-1)]^T是一个N×1向量，包括符号周期t中扇区i的N个输出码片，以及

“^T”表示转置。

对角矩阵沿着对角线包括可能的非零值并且其它值为零。如果业务信道具有不同沃什码长度，则N等于所有业务信道中最长的沃什码长度，每个稍短的沃什码在矩阵W中重复。

无线设备120从基站110i和其它基站接收前向链路信号。从接收机254的接收采样可以表示为：

$\underset{\‾}{r}\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{h}_i\·{\underset{\‾}{x}}_i\left(t\right)+\underset{\‾}{n}\left(t\right)$ 等式(3)

其中h_i是扇区i的信道增益，

n(t)是不包含在x _i(t)中的噪声和干扰的N×1向量，以及

r(t)是包含符号周期t的N个接收采样的N×1向量。

等式(3)假设所有的扇区都是同步的并且每个扇区存在一个单一信号路径(或者没有多径)。为了简单起见，可以假设n(t)中的噪声和干扰是具有零均值向量和协方差矩阵为N_o-I的加性高斯白噪声(AWGN)，其中N₀是噪声和干扰的方差，并且I是沿对角为1，并且其它值为0的单位矩阵。

在等式(3)中，r(t)是在一个符号周期中的接收向量。因为使用了在时间上不相关的扩频码，所以不同符号周期的接收向量是不相关的。因此，不同符号周期是不相关的。为了简明起见，在下文大部分中省略了符号索引t。

通过(1)用扇区j所使用的扩频码来解扩频接收采样以及(2)用业务信道n的沃什码来解覆盖解扩频的采样，无线设备120可以得到在业务信道n由给定扇区j发送的数据符号的估计，如下：

等式(4)

其中C _j是一个N×N对角矩阵，包括扇区j的扩频码码片，

w _n是一个包含所需业务信道n的沃什码的N×1向量，

s_j，n是扇区j在业务信道n上扇发送的数据符号，

是未经干扰消除的s_j，n估计，以及

“^H”代表共轭转置。

为了从干扰扇区l消除干扰，无线设备120可以用扇区l所使用的扩频码来解扩频接收采样并且随后解覆盖解扩频的采样，如下：

${\underset{\‾}{u}}_l={\underset{\‾}{W}}^T\·{\underset{\‾}{C}}_l^H\·\underset{\‾}{r}$ 等式(5)

其中u _l是包含扇区l的N个沃什频段的N个接收符号的N×1向量。与

相乘以对接收到的扇区l的采样解扩频。与W ^T相乘以产生N个沃什频段的接收符号。N个沃什频段用于N个业务信道，只要这些业务信道被分配长度N的N个不同沃什码。可以将N个沃什频段视为对应于通过使用W ^T进行解覆盖所获得的N个正交信道。

向量u _l的协方差矩阵Λ _l可以表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_l=E\{{\underset{\‾}{u}}_l\·{{\underset{\‾}{u}}_l}^H\},$

$=N^2\·{\left|h_t\right|}^2\·{\underset{\‾}{G}}_l^2+N\·(\underset{i\≠l}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_t\right|}^2\·g_{i,n}^2+N_0)\·\underset{\‾}{I},$ 等式(6)

$=q_l\·{\underset{\‾}{G}}_l^2+N\·{\mathrm{\σ}}_l^2\·\underset{\‾}{I}$

其中q_l＝N²·|h_t|²是扇区l的信道功率增益，以及

是来自其它扇区的噪声和干扰。

协方差矩阵Λ _l可以为diag(Λ _l)＝{λ_l，1，λ_l，2，...，λ_l，N}。Λ _l的对角元素为N个沃什频段的测量的功率(或者本征值)。如果所有N个对角元素是相等的，或者对于

λ_l，n＝λ_l，则Λ _l是等对角的。

无线设备120根据诸如线性最小均方差(LMMSE)技术，最小二乘(LS)技术等等多种技术，得到扇区j的业务信道n的符号估计。可以根据LMMSE技术得到扇区j的业务信道n的符号估计，如下：

$={h^{*}}_j\·g_{j,n}\·{\underset{\‾}{w}}_n^T\·{\underset{\‾}{C}}_j^H{\underset{\‾}{C}}_l\·\underset{\‾}{W}\·{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}^{-1}}}_l\·{\underset{\‾}{u}}_l,$ 等式(7)

其中

是s_j，n的LMMSE估计。

等式(7)中的LMMSE符号估计可以合并等式(5)然后分解为更小的等式，如下：

${\underset{\‾}{r}}_l=\frac{1}{\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_l^{-1}\right)}\·{\underset{\‾}{C}}_l\·\underset{\‾}{W}\·{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}^{-1}}}_l\·\underset{\‾}{W^T}\·{\underset{\‾}{C}}_l^H\·\underset{\‾}{r},$ 等式(8)

以及                                等式(9)

等式(10)

其中r _l是N×1向量，包括N个干扰已消除的采样，该采样抑制了扇区l的信号分量，

是一个N×N对角矩阵，记做

是

的轨迹，其是对角元素的和，

是未加权的s_j，n的LMMSE估计，并且

是加权的s_j，n的LMMSE估计。

等式(8)表示一个干扰扇区l的干扰消除。在本说明书中，等式(8)中的干扰消除被称作拟线性干扰消除(QLIC)。向量r _l包括含有抑制了来自扇区l的干扰的采样。等式(9)指示出s_j，n的剩余LMMSE符号估计包括，如等式(4)所示，通常由CDMA接收机所完成的简单解扩频和解覆盖操作。特别地，用所需扇区j的扩频码来解扩频向量r _l，然后用所需业务信道n的沃什码来解覆盖向量r _l。等式(10)示出了LMMSE调节以获得后续解码的加权估计。

如等式(6)所示，Λ _l的对角元素部分地由干扰扇区l的增益矩阵G _l确定。如果扇区l的所有N个业务信道的增益是相等的(即，对于

g_l，n＝g_l)则G _l＝g_l·I以及Λ _l＝η·I，其中η是总功率增益，其表示为

如果Λ _l是等对角并且沿对角包括η，则由

的调节导致r _l等于r。在此情况中，等式(9)的未加权的符号估计

等于等式(4)的没有干扰消除的符号估计

当矩阵G _l中的增益不相等时，实现干扰消除，以便通过乘以等式(8)中的反转的协方差矩阵

更多地削弱具有较大增益的业务信道。实际上，等式(8)应用的归一化的沃什频段调节，其实现对干扰抑制的相关调节，同时在N个沃什频段上提供平均一致的总增益。

图4示出了单一扇区干扰消除器260a的框图，其是图2中干扰消除器260的一个实施例。在干扰消除器260a中，乘法器412将接收的采样r乘以扇区l的复共轭扩频码

并提供输入采样。串-并(S/P)转换器414形成每个符号周期的N个输入采样的向量并且并行地提供N个输入采样。快速Hadamard变换(FHT)单元416对每个符号周期的N个输入采样执行N点FHT，并且提供N个沃什频段的N接收符号。

单元422计算每个沃什频段的接收符号的平方量，并且提供该沃什频段的功率值。滤波器424对每个沃什频段的多个符号周期的功率值求平均，并且为该沃什频段提供功率估计

滤波器424提供Λ _l的对角元素的估计。滤波器424可以由有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应滤波器(IIR)滤波器或者一些其它类型的滤波器实现。滤波器424具有一个时间常数，其如下文所述来进行选择。单元426计算每个沃什频段的功率估计的逆并且提供N个逆功率估计，其是

的对角元素的估计。加法器432将N个逆功率估计相加并且计算

的轨迹。单元434计算

的轨迹的逆并且提供调节因数

乘法器436将从单元426的N个逆功率估计中的每一个乘以调节因数

并且提供N个沃什频段的N个归一化逆功率估计。乘法器436还可以位于乘法器446之后，如等式(8)所示。

乘法器440获得每个符号周期内的N个沃什频段的N个接收符号，将每个沃什频段的接收符号乘以该沃什频段的归一化逆功率估计，并且提供N个沃什频段的N个调节的符号。单元422到440基于每个沃什频段执行处理。逆FHT(IFHT)单元442对每个符号周期的N个调节符号执行N点IFHT，并且提供该符号周期的N个输出采样。并-串(P/S)转换器444将每个符号周期的N个输出采样串行化。乘法器446将输出采样乘以扇区l的扩频码，并且提供扇区l的干扰已消除的采样r_l。

图4中，乘法器412执行扇区l的解扩频，其为在等式(8)中与

相乘。串-并转换器414将每个符号周期的输入采样向量化。FHT单元416执行N个业务信道的解覆盖，其为在等式(8)中乘以W ^T。FHT单元416有效地使用沃什码，将向量化的采样映射到正交频段，并且将协方差矩阵Λ _l对角化。乘法器412、转换器414以及FHT单元416执行等式(5)并且提供u _l。单元422、滤波器424以及单元426获得

的估计。加法器432和单元434计算调节因数

乘法器436将功率估计的逆归一化，其为在等式(8)乘以

乘法器440根据这些沃什频段的归一化的逆功率估计来调节N个沃什频段，其为在等式(8)中乘以

因此，更大地衰减了具有较大功率的沃什频段，其降低了这些沃什频段的干扰贡献。IFHT单元442执行N个沃什频段的覆盖，其为在等式(8)乘以W。乘法器446执行扇区l的扩频(或者再扩频)，其为在等式(8)乘以C _l。

基于协方差矩阵Λ _l来执行干扰消除，协方差矩阵Λ _l具有等式(6)中的形式。干扰消除性能依赖于精确估计Λ _l的能力。在干扰消除的环境中，追踪指的是在变化的操作环境下精确估计矩阵Λ _l的能力。

可以以各种方式来估计矩阵Λ _l。在图4所示的实施例中，通过平均化多个符号周期内向量u _l中接收符号的功率值来估计矩阵Λ _l。在此实施例中，滤波器424可用于为所期望的操作环境提供合适的平均化。在如下所述的另一个实施例，基于Λ _l的分量来估计矩阵Λ _l。

从等式(6)，Λ _l的对角元素可以被表示为：

对于n＝1，...，N    等式(11)

等式(11)指示出由扇区l的信道增益h_l、扇区l中业务信道n的增益g_l，n和扇区l中的噪声和干扰

来确定扇区l的沃什频段n的功率λ_l，n。增益g_l，n也被称作沃什频段n的频段增益。信道增益h_l和噪声和干扰对所有N个沃什频段是相同的。可以使用现有技术中已知的任何信道估计方案，根据由扇区l发射的导频来估计信道增益h_l。扇区l的信道增益估计被表示为

在实施例中，根据对应于未使用的业务信道的沃什频段的功率估计来估计扇区l的噪声和干扰

未使用的业务信道具有零增益，或者g_l，n＝0。在此情况中，对应的空沃什频段的功率只包括噪声和干扰，或者

其中λ_l，null是空沃什频段的功率。噪声和干扰估计可以被设为等于空沃什频段的功率估计，如下：

等式(12)

其中

是λ_l，null的估计(如，来自图4中的滤波器424)，并且

是

的估计。可以基于来自扇区的信令，业务信道的结构等等来识别未使用的业务信道。例如，如果干扰消除的处理在多个符号的时间间隔中执行的(如，2N或4N)，并且如果用全零的沃什码来发送导频，则对应于导频沃什码的子分支的未使用业务信道可以用于噪声和干扰估计。

在另一个实施例，基于扇区l的所有沃什频段的最小功率估计来估计扇区l的噪声和干扰

如下：

等式(13)

可以假定该最小功率估计是用于未使用的业务信道的最小功率估计。因为λ_l，n是随机变量，因此设置

为最小的功率估计导致

具有负偏差以及低估的噪声和干扰。可以使用调节因数来计算负偏差。

在另一实施例中，根据扇区l的所有沃什频段的最小功率估计的预定数目的平均来估计扇区l的噪声和干扰

还可以用其它方式来估计噪声和干扰。

在一个实施例中，根据沃什频段n的功率估计和导频功率估计来估计频段增益g_l，n，如下：

${\hat{g}}_{l,n}^2=\frac{{\widehat{\mathrm{\λ}}}_{l,n}-N\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_l^2}{{\widehat{\mathrm{\λ}}}_{l,\mathrm{pilot}}-N\·{\stackrel{\·}{\mathrm{\σ}}}_l^2},$

其中是沃什频段n的功率估计，

是导频的沃什频段的功率估计，以及

是频段增益g_l，n的增益。

等式(14)给出了关于导频信道增益(或者由导频信道增益归一化)的频段增益估计。对于干扰消除，使频段增益估计得相当正确是足够的。

用所选择的提供良好估计性能的滤波器来获得信道增益估计

噪声和干扰估计

以及频段增益估计

每个分量可以用各自的滤波器得到，该滤波器具有被选择用于提供该分量的精确估计的时间常数。通常，更长的时间常数对估计错误的随机波动提供更好的平均化，但是具有更差的用于跟踪环境中的快速变化的能力。这对矛盾对较短的时间常数是存在的。较短的时间常数可以用于信道增益

以适应快速衰落。较长的时间常数可以用于频段增益估计

并且可以被选择来跟踪功率控制所导致的业务信道增益的变化，其在cdma2000中每1.25毫秒(ms)可以是0.5分贝(dB)。较短的时间常数也可用于噪声和干扰估计

以适应快速衰落所导致的其它扇区的信道增益h_l中的快速变化。可以基于计算机仿真，经验测量等等来选择不同分量的时间常数。

可以基于信道增益估计、噪声和干扰估计以及频段增益估计来获得矩阵Λ _l的元素，如下：

等式(15)

其中

是扇区l的沃什频段n的改善功率估计，其中基于λ_l，n的分量的估计获得该估计。矩阵

可以由N个沃什频段的N个功率估计

形成，其中n＝1，...，N，并且可用于干扰消除。

图5示出了执行干扰消除的处理500的实施例。首先获得时域接收采样(如，CDMA)或者频域接收采样(如，OFDM)。接收采样被处理以用于隔绝信号和干扰发射机l(块512)。块512中的处理可以是一个操作，比如cdma2000的解扩频，W-CDMA的解扰码等等。然后执行分解，以获得发射机l的多个正交频段(块516)。正交频段还可被称作正交信道、沃什频段、本征模式、模式、业务信道、物理信道等。在cdma2000中为不同沃什码获得正交频段，在W-CDMA中为不同OVSF码获得正交频段。对于cdma2000和W-CDMA可用FHT获得该分解，对于OFDM和FDMA系统可用快速傅立叶变换获得该分解，并且对其它系统用其它类型的变换获得该分解。

可以通过执行每个正交频段的LMMSE调节来实现干扰消除。在此情况中，估计发射机l的每个正交频段的功率(块522)。计算出每个正交频段的功率估计的逆功率估计(块526)。然后通过该正交频段的逆功率估计来调节每个正交频段，以便更大地衰减具有较大功率估计的正交频段(块540)。然后使用用于分解的的变换的逆变换来将该正交频段变换回离散时间(块542)。然后撤销隔绝发射机l的处理(块546)。块546中的处理可以是一种操作，诸如cdma2000的扩频，W-CDMA的加扰等等。

图6A示出了用于执行干扰消除的处理600的实施例。通过估计功率估计的至少两个分量来获得多个正交频段的功率估计，如下所述(块610)。然后使用多个正交频段的功率估计来执行干扰消除(块620)。块610可以对应于图5中的块522，并且块620可以包括图5中的剩余块。

图6B示出图6A中块610的实施例。根据例如接收导频来获得通信信道的信道增益估计

(块632)。例如基于正交频段的接收符号，获得正交频段的初始功率估计

(块634)。可以根据空正交频段的初始功率估计所有正交频段的最小初始功率估计等等来获得噪声和干扰估计(块636)。可以基于正交频段的初始功率估计

导频功率估计以及噪声和干扰估计获得每个正交频段的频段增益估计

如等式(14)所示(块638)。具有相同或者不同时间常数的滤波器可以用于三个分量

和

该信道增益估计

以及噪声和干扰估计

对所有正交频段是共同的。然后可以基于正交频段的信道增益估计

噪声和干扰估计

以及频段增益估计

获得每个正交频段的功率估计

如等式(15)所示(块640)。

在图6的实施例中，分别估计三个分量信道增益、噪声和干扰、以及频段增益，并且然后进行组合以获得正交频段的功率增益。在其它实施例中，可以分别估计该分量的其它组合，并且用于获得功率估计。例如，可以一起估计信道增益和频段增益。

图4到6B示出了一个干扰扇区l的干扰消除。在解调所需扇区之前，还可以估计并且消除来自多个扇区的干扰。

每个扇区l的消除项e _l被定义为：

e _l＝r-r _l                             等式(16)

向量e _l包括扇区l的信号分量以及由于等式(6)中

项所导致的失真噪声。向量e _l代表其它扇区的干扰分量，并且如果Λ _l是等对角的则其等于零。不同扇区的向量e _l是不相关的，因为不同扇区使用不同的扩频码。干扰扇区l的向量e _l与所需扇区j的发送向量x _j不相关，同样是因为不同扩频码的使用。等式(8)中r _l的调节因数

导致从不同干扰扇区的干扰贡献的最佳加权。

所需扇区j的发送向量x _j的估计可以被表示为：

等式(17)

其中是x _j的估计，并且e _os，j是来自其它扇区的消除信号的和。向量

包括来自所需扇区j的信号分量，并且消除了来自其它扇区的干扰分量。假设来自每个扇区的数据符号是独立的并且零均值，则等式(16)和(17)最大化了向量

的信号与噪声和干扰比率(SINR)。

向量

可以被解扩频并且解覆盖，以获得来自所需扇区j的所需业务信道n的数据符号估计，如下：

等式(18)

图7示出了并行多扇区干扰消除器260b的框图，其是图2中干扰消除器260的另一个实施例。干扰消除器260b执行多个(L)扇区的干扰消除并且提供由这L个扇区发送的信号的估计。

在干扰消除器260b内，将接收信号r(其对应于接收器254的接收采样)提供给L个扇区的L个QLIC模块710a到7101。每个QLIC模块710获得其所分配的扇区的消除信号并且可以实现为如下所述。组合器720将所有L个扇区的消除信号e₁到e_L相加，并且提供总消除信号e_total。对于每个扇区j，加法器712从总消除信号e_total减去该扇区的消除信号e_j，并且提供其它扇区消除信号e_os，j，其对应于等式(17)中的项

对于每个扇区j，加法器714从接收信号r减去该扇区的其它扇区消除信号e_os，j并且提供该扇区的信号估计

每个扇区的信号估计

移除了来自其它L-1个扇区的消除信号。加法器714a到7141分别将L个扇区的信号估计

到

提供给瑞克接收机270中的L个指状处理器750a到7501。每个指状处理器750可以执行等式(18)所示的对其指定扇区的解调。

图7示出并行多扇区的干扰消除的实施例。根据接收信号r来并行地获得L个扇区的消除信号。每个扇区的消除信号的精确度受到来自所有其它扇区的干扰的影响。基于每个扇区的消除信号e_j、所有L个扇区的总消除信号e_total以及接收信号r来获得每个扇区的信号估计

还可以连续地，即序列或者级联方式，执行多扇区的干扰消除。可以用L个连续级执行L个扇区的连续干扰消除，其中每级消除来自一个扇区的干扰。基于在前一级的输出来执行每级的干扰消除，这可以移除来自所有前面级的干扰，因而比接收信号“更干净”。连续干扰消除可以改善性能。例如，如果不同扇区导致了不同干扰量，则首先对于强扇区执行干扰消除，以抑制来自此扇区的信号分量，然后对较弱的扇区执行干扰消除。可以改善较弱扇区的干扰消除，因为已经衰减了强扇区的信号贡献。强扇区的消除降低了较弱扇区的等式(6)中的项，其使得较弱扇区的增益矩阵G_l更突出因而改善了较弱扇区的协方差矩阵Λ_l的特性。因此，强扇区的消除可以改善较弱扇区的干扰消除。

图8A示出了级联两扇区干扰消除器260c的框图，其是图2中干扰消除器260的另一实施例。在此实施例中，来自扇区a的干扰被首先消除，然后来自扇区b的干扰被消除以产生所需扇区j的信号估计。

在干扰消除器260c中，将接收信号r提供给QLIC模块810a，其获得扇区a的消除信号

中的上角标“1”是级序号，下角标a是此级正在处理的扇区。加法器812a从接收信号r中减去消除信号

并且提供中间信号r¹，该中间信号r¹抑制了扇区a的信号分量和失真噪声。QLIC模块810b接收中间信号r¹并且获得扇区b的消除信号

加法器812b从接收信号r减去消除信号

并且提供信号估计

信号估计

含有所需扇区j的信号分量但是抑制了来自扇区a和b的干扰。瑞克接收机270的指状处理器750j执行所需扇区j的信号估计

的解调。

扇区a可以是所需扇区j或者其它扇区。如果扇区a是所需扇区j，则所需扇区的信号分量被首先消除，这可以在第二级中改善来自扇区b的干扰的消除。

图8B示出了级联多扇区干扰消除器260d的框图，其是图2中干扰消除器260的另一实施例。在此实施例中，在L个级中连续地抑制L个扇区的信号分量。

在干扰消除器260d中，将接收信号r提供给QLIC模块810a，其获得扇区a的干扰信号加法器812a从接收信号r中减去消除信号

并且提供抑制了扇区a的信号分量的中间信号r¹。QLIC模块810b接收中间信号r¹并且获得扇区b的消除信号

加法器812b从中间信号r¹中减去消除信号

并且提供抑制了扇区a和b二者的信号分量的中间信号r²。

每个后续级i以类似于级2的方式进行操作。级i的QLIC模块810接收来自前级i-1的中间信号r^i-1并且获得分配给级i的扇区i的消除信号

级i的加法器812从中间信号r^i-1减去消除信号

并且将中间信号rⁱ提供给下一级，在中间信号rⁱ中抑制了分配给当前和先前级的所有扇区的信号分量。

最后一个级的加法器8121提供中间信号r^L，其抑制了来自所有L个扇区的信号分量。对每个扇区i，i＝1，…，L-1，加法器814将扇区i的消除信号

和中间信号r^L相加，并且提供该扇区的信号估计

中间信号r^L-1抑制了来自扇区1到L-1的干扰，并且将该中间信号r^L-1提供为扇区L的信号估计

在此实施例中，基于扇区的信号强度来将扇区分配给各个级。例如，可以将最强接收扇区分配给级1，可以将下一最强接收扇区分配给级2，等等。在另一实施例中，可以将最早到达信号的扇区分配给级1，可以将下一到达信号的扇区分配给级2，等等。还可以以其它方式将扇区分配给各级。

图9示出了并行两级干扰消除器260e的框图，其是图2中干扰消除器260的另一实施例。干扰消除器260e是图7中干扰消除器260b和图8A中干扰消除器260c的组合。

在第一级，将接收信号r提供给L个扇区的L个QLIC模块910a到9101。每个QLIC模块910基于接收信号获得分配给其的扇区的消除信号。组合器920a将所有L个QLIC模块910a到9101的消除信号

到

相加，并且提供第一级的总消除信号

对于每个扇区j，加法器912从总消除信号

减去该扇区的消除信号

并且提供针对该扇区的其它扇区消除信号对于每个扇区j加法器914从接收信号r减去其它扇区消除信号

并且提供针对该扇区的初始信号估计每个扇区的初始信号估计移除了来自其它L-1个扇区的消除信号。加法器914a到9141提供L个扇区的初始信号估计

到

对第二级，QLIC模块930a到块9301分别接收初始信号估计到

每个QLIC模块930基于其初始信号估计

获得分配给其的扇区j的消除信号

对每个扇区j，来自第二级的消除信号

典型地是比第一级的消除信号更好的扇区j的信号分量估计，因为是基于抑制了来自其它L-1个扇区的干扰的初始信号估计

而获得的。组合器920b将来自所有L个QLIC模块930a到9301的消除信号

到

相加，并且提供第二级的总消除信号

对每个扇区j，加法器932从总消除信号

减去该扇区的消除信号

并且提供该扇区的其它扇区消除信号

对每个扇区j，加法器934从接收信号r减去其它扇区消除信号

并且提供该扇区的最终信号估计

每个扇区的最终信号估计

抑制了来自其它L-1个扇区的信号分量。加法器934a到9341分别将L个扇区的最终信号估计

到

提供给位于瑞克接收机270中的L个指状处理器750a到7501。

图7到9示出了对一个或者多个扇区执行干扰消除的一些干扰消除器。图7到9中每个QLIC模块可以对一个扇区的一个信号路径(每条路径处理)、一个扇区的多个信号路径(每个扇区处理)或者多个扇区的多个信号路径(多扇区处理)获得消除信号。由给定QLIC模块处理的多个信号路径可以用于一个或多个接收天线。其它干扰消除器还可以基于此处所提供的说明来进行设计。例如，图9所示的实施例可以被扩展以包括多于两个级联的干扰消除级。

图10A示出了QLIC模块1010a的框图，其可以用于图7到9中的干扰消除器260b到260e中的每个QLIC模块。为了清楚起见，图10A示出了在第一级正在使用的QLIC模块1010a，使得引入的采样是接收信号r的接收采样。QLIC模块1010a包括图4中干扰消除器260a中的所有单元。QLIC模块1010a进一步包括一个加法器448，其从接收采样r中减去干扰消除的采样r_l并且提供扇区l的消除采样e_l。

图10B示出了QLIC模块1010b的框图，其还可以用于干扰消除器260b到260e中的每个QLIC模块。QLIC模块1010b以合适的码片定时来执行引入采样的再采样。因此，QLIC模块1010b可以用于干扰消除器260b到260e中，即使扇区未被同步并且来自这些扇区的信号在无线设备中被接收并未进行时间校准。除了图4中干扰消除器260a中的所有单元之外，QLIC模块1010b包括单元410和450。单元410基于扇区l的定时来执行引入采样的再采样(即，内插)，以便与码片定时同步。单元410可以以两倍码片速率(或者chipx2)获得接收采样，并且以码片速率(或者chipx1)并且用扇区l的定时来产生内插采样。单元450执行来自加法器448的采样的外推，并且以与引入采样相同的速率和相同的定时来提供消除采样。

图7到9中，每个QLIC模块可以基于分配给该QLIC模块的扇区的定时来进行操作。由单元450的外推校准所有扇区的消除采样的定时，使得这些采样可以由组合器720、920a和920b进行相加。

基于协方差矩阵Λ _l来执行每个QLIC模块中的干扰消除，可以基于图4、10A和10B所示的向量u _l中的接收符号或者通过估计上文所述Λ _l的分量来估计协方差矩阵Λ _l。可以用一个或更多的滤波器执行矩阵Λ _l的估计，该滤波器具有一个或更多时间常数，该时间常数被选择来用于提供良好估计性能并且跟踪操作环境中的变化。这些变化可以包括无线信道响应h_i的变化，由于功率控制所导致的业务信道增益g_i，n的变化(即，cdma2000中每1.25ms 0.5dB)，因为数据速率和/或业务信道分配的变化所导致在帧边界的业务信道的瞬时变化，和/或其它变化。期望获得Λ _l的精确估计，同时快速适应环境中的变化。这种强力的跟踪能力可以改善干扰消除性能。

由于每一级引入的延迟，因此多级的级联干扰消除器跟踪更具挑战性。可以根据下文所述来改善对级联干扰消除器的跟踪性能。

对于M级的级联干扰消除器，M≥2，每个级的每个扇区的干扰消除的信号可以表示为：

m＝1，...，M，等式(19)

其中

为级m中扇区l的引入信号，

为级m中扇区l的干扰已消除的信号，以及

Λ _l，m是级m中扇区l的协方差矩阵。

图9中所示，引入信号等于第一级的接收信号，或者并且等于每个后续级的前级的输出。

从等式(19)，每个级的每个扇区的接收符号可以表示为：

对于m＝1，...，M，等式(20)

其中

是级m中扇区l的接收符号。

每个级中每个扇区的消除信号可以被表示为：

对于m＝1，...，M，等式(21)

其中

是级m中扇区l的消除信号。

每个级中每个扇区的信号估计可以被表示为：

对于m＝1，...，M，等式(22)

其中

是级m中扇区l的信号估计，并且

是级m中扇区l的其它扇区消除信号。

每个级中每个扇区的协方差矩阵Λ _l，m可以被表示为：

等式(23)

其中

是级m中扇区l的噪声和干扰。

在第一级，引入信号中的干扰还没有被抑制，并且

被表示为：

${\mathrm{\σ}}_{l,1}^2=\underset{i\≠l}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_i\right|}^2\·g_{i,n}^2+N_0$ 等式(24)

等式(24)中，N₀是噪声分量并且双重求和是针对来自其它扇区的干扰分量。在每个后续级中，

中的干扰分量被优先级中的干扰消除所降低。

等式(23)和(24)指示出

以及Λ _l，m与前级的QLIC操作无关。每个级可以用滤波器来估计Λ _l，m，如图10A和10B所示，并且可以使用Λ _l，m的估计来获得该级的消除信号

在每个级中的滤波器引入了延迟。因为一个级的输出

被提供为下一级的输入，所以在每个级中的滤波器延迟抖动到下一级。任何给定级的总延迟等于从第一级到该级的所有级的累计延迟。延迟可以是级联干扰消除器的一个问题。

可以通过采用协方差矩阵Λ _l，m的结构来实现后续级的加速跟踪。等式(23)指示Λ _l，m是两项的和：第一项

对所有级相同，第二项对不同级是不同的(典型地对较后级更小)。可以通过采用这种结构在每个级中获得Λ _l，m的正确估计。

级1和m的协方差矩阵可以被表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,1}=N^2\·{\left|h_l\right|}^2\·{\underset{\‾}{G}}_l^2+N\·{\mathrm{\σ}}_{l,1}^2\·\underset{\‾}{I}$ 和                           等式(25)

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}=N^2\·{\left|h_l\right|}^2\·{\underset{\‾}{G}}_l^2+N\·{\mathrm{\σ}}_{l,m}^2\·\underset{\‾}{I}$ 等式(26)

两个协方差矩阵可以被组合为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}-{\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,1}=N{\·\mathrm{\σ}}_{l,m}^2\·\underset{\‾}{I}-N\·{\mathrm{\σ}}_{l,1}^2\·\underset{\‾}{I}$ 等式(27)

重新整理等式(26)中的项，Λ _l，m可以被表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}={\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,1}+({\mathrm{\σ}}_{l,m}^2-{\mathrm{\σ}}_{l,1}^2)\·N\·\underset{\‾}{I}$ 等式(28)

等式(28)指示可以基于级1的Λ _l，m和指示

与之间差的标量来获得级m的Λ _l，m。

可以将每个级的Λ _l，m的N个元素相加：

$\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}\right)=N^2\·{\left|h_l\right|}^2\·\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{G}}_l^2\right)+N\·{\mathrm{\σ}}_{l,m}^2$ 等式(29)

重新整理等式(29)中的项，

可以被表示为：

${\mathrm{\σ}}_{l,m}^2=\frac{\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}\right)-N^2\·{\left|h_l\right|}^2\·\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{G}}_l^2\right)}{N^2}$ 等式(30)

将等式(30)替换到等式(28)中，Λ _l，m可以被表示为：

${\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}={\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,1}+\frac{\mathrm{tr}\left({\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{l,m}\right)-\mathrm{tr}\left(\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_{l,1}}\right)}{N}\·\underset{\‾}{I}$ 等式(31)

等式(31)指示出可以基于Λ _l，1以及Λ _l，m与Λ _l，1的轨迹来获得Λ _l，m。因为Λ _l，m的轨迹是N个沃什频段上的总和的事实，其由于在N个沃什频段上的平均而改善了可靠性，所以可以比估计Λ _l，m更快地估计Λ _l，m的轨迹。例如，如果N＝128，则针对给定估计精度可以比Λ _l，m快128倍地估计Λ _l，m的轨迹。

可以在第一级后的每个级中获得Λ _l，m的估计，如：

${\underset{\‾}{\widehat{\mathrm{\Λ}}}}_{l,m}={\underset{\‾}{\widehat{\mathrm{\Λ}}}}_{l,1}+\frac{{\hat{S}}_{l,m}-{\hat{S}}_{l,1}}{N}\·\underset{\‾}{I}$ 等式(32)

其中S_l，m＝tr(Λ _l，m)是级m中扇区l的所有N个沃什频段的总功率，

是S_l，m的估计，以及

是Λ _l，m的估计。

在等式(32)中，如果等式右侧的量小于0，则可以将设置为0，这是因为噪声加干扰不可能小于0。

图11示出了多级干扰消除器260f的框图，其是图2中干扰消除器260的另一个实施例。干扰消除器260f执行M级中一个或更多扇区的干扰消除，其中M≥2。为了简明起见，只有涉及一个扇区l的干扰消除的单元才在图11中示出并在下文说明。

在第一级，QLIC模块1110基于接收信号r获得扇区l的消除信号QLIC模块1110还获得并且提供第一级的总功率估计

以及每频段功率估计

组合器1120a将第一级中所有QLIC模块的消除信号相加，并且提供第一级的总消除信号

组合器1112基于接收信号r扇区l的消除信号

以及总消除信号获得扇区l的信号估计

可以用图9中的加法器912和914来实施组合器1112。

在每个后续级m，其中1≤m≤M，QLIC模块1130基于引入信号

(其是前级m-1的输出)以及来自第一级中QLIC模块1110的功率估计

和来获得扇区l的消除信号

组合器1120将级m中所有QLIC模块的消除信号相加，并且提供级m的总消除信号组合器1132基于接收信号r、扇区l的消除信号

以及总消除信号获得扇区l的信号估计

最后一级的组合器1132m将扇区l的最后信号估计

提供给瑞克接收机270中的指状处理器7501。

图12A示出了QLICK模块1110的实施例的框图，其可用于级联干扰消除器的第一级，如图11所示。除了图10A中QLIC模块1010a中所有单元之外，QLIC模块1110包括加法器462和滤波器464。在每个符号周期，单元422提供N个功率值，其是N个沃什频段的接收采样的平方量。加法器462将每个符号周期中来自单元422的N个功率值相加，并且提供该符号周期的总功率值。滤波器464用快速时间常数滤波加法器462的输出，并且提供第一级的总功率估计

滤波器424用低速时间常数滤波来自单元422的N个功率值，并且提供N个沃什频段的N个每频段功率估计到

其是第一级的矩阵

的N个对角元素。QLIC模块1110内的其它单元如图4和10A中所述进行操作。

图12B示出了QLIC模块1130的实施例的框图，其可以用于级联干扰消除器的第一级后的每个级。QLIC模块1130包括除了滤波器424的QLIC模块1110中的所有单元。QLIC模块1130进一步包括加法器466和470以及除法器468。

在QLIC模块1130内，加法器462和滤波器464获得级m的总功率估计

如图12A上文所述。加法器466接收第一级的总功率估计并且从

减去

除法器468将加法器466的输出除以N并且提供量

加法器470从第一级的QLIC模块1110接收矩阵

中每频段功率估计

到

将每个每频段功率估计

与除法器468的输出相加，并且提供N个沃什频段的N个每频段功率估计到

其是级m的矩阵

的N个对角元素。如图12B所示，后续级m的每频段功率估计可以只用滤波器464获得，并且不需要滤波器424。单元426到440如图4和10A上文所述对级m的每频段功率估计起作用。

为了达到加速跟踪和良好的估计性能，可以为“快速”滤波器464选择更短的时间常数来获得

和

并且可以为“慢速”滤波器424选择更长的时间常数来获得

在实施例中，慢速滤波器的时间常数可以是近似于64个符号的持续周期，其对应于cdma2000中以码片速率1.2288Mcps的128个码片符号的6.7ms。在实施例中，快速滤波器的时间常数可以是0到4个符号的持续周期，其对应于以码片速率1.2288Mcps的128个码片符号的0到416微秒(μs)。时间常数0对应于不滤波，在此情况中加法器462的输出被提供为

或其它值还可以用于快和慢速滤波器的时间常数。

图13示出了用于在多级中执行干扰消除的处理1300的实施例。例如基于第一级的接收符号，获得第一级的多个正交频段的总功率估计和每频段功率估计(块1312)。可以基于具有第一时间常数的第一滤波器来获得第一级的总功率估计，该时间常数可以是零或更大。基于具有第二时间常数的第二滤波器来获得第一级的每频段功率估计，该时间常数比第一时间常数更大。基于第一级的每频段功率估计来执行第一级的干扰消除(块1314)。例如，基于针对第二级的接收符号来获得第二级的总功率估计(块1316)。还基于第一和第二级的总功率估计和第一级的每频段功率估计，获得第二级的每频段功率估计(块1318)。基于第二级的每频段功率估计执行第二级的干扰消除(块1320)。以类似于第二级的方式执行每个后续级的处理。

无线设备可以维持一组或更多组的扇区，诸如(1)包括与无线设备进行通信的扇区的活动组，(2)包括与活动组中的扇区相邻的扇区的相邻组，(3)包括由无线设备强烈接收以及是活动组所含的候选项的扇区的候选组，和/或(4)一些其它扇区组。可以用各种方式执行干扰消除。在实施例中，为活动组中的扇区执行干扰消除。无线设备典型地强烈地接收这些扇区并且进一步用定时和多径信息来有效地执行这些扇区的干扰消除。在另一个实施例中，基于无线设备的处理能力为尽可能多的扇区执行干扰消除。可以基于他们的接收信号强度或者其它标准，为干扰消除选择这些扇区。

可以由各种方式来实施在此所述的干扰消除技术。例如，可以以硬件，固件，软件或其组合来实施这些技术。对于硬件实施例，可以将用于执行干扰消除的处理单元实施在一个或者多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子设备，用于执行在此描述的功能的其它电子单元、或者上述的组合中。

对于软件或固件实施例，可以用执行本文描述的功能的模块(过程，功能等等)来实施该干扰消除技术。该软件和/或固件代码可以存储在存储器中(图2中的存储器292)并且由处理器(处理器290)来执行。该存储器可以实施在处理器之内或者之外。

提供了对于所公开的实施例的说明，以使得本领域任意技术人员可以完成或者使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域人员是显而易见的，并且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以将本文所定义的一般原则应用到其它实施例。因此，本发明不限于所示实施例，而是符合所公开的原则和新颖的特征的最广泛的内容。

Claims (26)

1.一种在无线通信系统中执行干扰消除的方法，包括：

通过估计多个正交频段的功率估计的至少两个分量来获得所述功率估计，并且使用所述多个正交频段的所述功率估计来执行干扰消除，其中获得所述功率估计包括获得通信信道的信道增益估计，获得噪声和干扰估计，以及基于所述信道增益估计和所述噪声和干扰估计来获得所述多个正交频段的所述功率估计。

2.如权利要求1所述的方法，其中获得所述功率估计还包括：获得空正交频段的初始功率估计，并且基于所述空正交频段的所述初始功率估计来获得所述噪声和干扰估计。

3.如权利要求1所述的方法，其中获得所述功率估计还包括：获得所述多个正交频段的初始功率估计，并且基于所述多个正交频段的所述初始功率估计中的最小初始功率估计来获得所述噪声和干扰估计。

4.如权利要求1所述的方法，其中获得所述功率估计还包括：基于经由所述通信信道所接收的导频来获得所述信道增益估计。

5.如权利要求1所述的方法，其中获得所述功率估计还包括：获得所述多个正交频段中的每一个的频段增益估计，并且基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计以及所述正交频段的所述频段增益估计来获得每个正交频段的功率估计。

6.如权利要求5所述的方法，其中获得所述功率估计还包括：获得每个正交频段的初始功率估计，并且基于所述正交频段的所述初始功率估计和导频功率估计来获得每个正交频段的所述频段增益估计。

7.如权利要求1所述的方法，其中利用第一滤波器来获得所述信道增益估计，并且利用第二滤波器来获得所述噪声和干扰估计。

8.如权利要求5所述的方法，其中利用第一滤波器获得所述信道增益估计，利用第二滤波器获得所述噪声和干扰估计，利用第三滤波器获得每个正交频段的所述频段增益估计。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述第一、第二和第三滤波器具有至少两个不同的时间常数。

10.一种在无线通信系统中执行干扰消除的装置，包括：

用于通过估计多个正交频段的功率估计的至少两个分量来获得所述功率估计的模块；以及

用于使用所述多个正交频段的所述功率估计来执行干扰消除的模块，

其中所述用于获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块包括：

用于获得通信信道的信道增益估计的模块，

用于获得噪声和干扰估计的模块，

用于基于所述信道增益估计和所述噪声和干扰估计来获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块。

11.如权利要求10所述的装置，其中所述用于获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块还包括：

用于获得所述多个正交频段中的每一个的频段增益估计的模块，以及

用于基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计和所述正交频段的所述频段增益估计来获得每个正交频段的功率估计的模块。

12.如权利要求10所述的装置，其中所述用于获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块还包括：

用于获得所述多个正交频段的初始功率估计的模块，

用于基于所述初始功率估计来获得噪声和干扰估计的模块，

用于基于所述初始功率估计来获得所述多个正交频段的频段增益估计的模块，以及

用于基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计和所述频段增益估计来获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块。

13.一种在无线通信系统中执行干扰消除的方法，包括：

在第一级中执行干扰消除，其中在所述第一级中执行干扰消除包括：获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计，并且基于所述第一级的所述每频段功率估计在所述第一级中执行干扰消除，

获得所述第一级的至少一个功率估计，以及

使用所述第一级的所述至少一个功率估计来在第二级中执行干扰消除，其中在所述第二级中执行干扰消除包括：获得所述第二级的每频段功率估计，并且基于所述第二级的所述每频段功率估计来在所述第二级中执行干扰消除。

14.如权利要求13所述的方法，其中获得所述第一级的所述至少一个功率估计包括：获得所述第一级的总功率估计，并且其中所述第一级的所述至少一个功率估计包括所述第一级的所述总功率估计和所述每频段功率估计。

15.如权利要求14所述的方法，其中在所述第二级中执行干扰消除包括：获得所述第二级的总功率估计，基于所述第一和第二级的所述总功率估计和所述第一级的所述每频段功率估计来获得所述第二级的每频段功率估计。

16.如权利要求13所述的方法，其中获得所述第一级的所述每频段功率估计包括：在所述第一级中获得所述多个正交频段的功率值，对所述多个正交频段的功率值进行求和以便获得总功率值，并且基于所述总功率值来获得所述第一级的所述总功率估计，并且基于所述多个正交频段的所述功率值来获得所述第一级的所述每频段功率估计。

17.如权利要求13所述的方法，其中基于第一滤波器来获得所述第一级的总功率估计，基于第二滤波器来获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计。

18.如权利要求17所述的方法，其中所述第一滤波器具有第一时间常数，并且其中所述第二滤波器具有比所述第一时间常数更长的第二时间常数。

19.如权利要求17所述的方法，其中所述第一滤波器具有为零的时间常数。

20.如权利要求13所述的方法，其中对于所述第一级干扰消除，还包括：处理接收采样以分离来自发射机的信号并且获得输入采样，基于第一变换来变换所述输入采样以获得多个正交频段的接收符号，基于所述至少一个功率估计来获得多个增益，利用所述多个增益来调节所述接收符号以获得调节的符号，并且基于第二变换来变换所述调节的符号以获得输出采样，其中所述输出采样中消除了来自所述发射机的干扰。

21.如权利要求20所述的方法，其中对于所述第一级干扰消除，还包括：基于所述接收符号来获得所述多个正交频段的每频段功率估计，并且基于所述每频段功率估计来获得所述多个增益。

22.如权利要求20所述的方法，其中对于所述第一级干扰消除，还包括：基于所述正交频段的接收符号来获得每个正交频段的每频段功率估计，基于所述正交频段的所述每频段功率估计的逆来获得每个正交频段的增益，并且基于所述正交频段的所述增益来调节每个正交频段的所述接收符号。

23.如权利要求20所述的方法，其中在变换所述输入采样之前基于所述发射机的定时来执行再采样，并且在变换所述调节符号之后基于所述发射机的所述定时来执行外推。

24.一种在无线通信系统中执行干扰消除的装置，包括：

用于在第一级中执行干扰消除的模块，其中所述用于在第一级中执行干扰消除的模块包括：用于获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计的模块，以及用于基于所述第一级的所述每频段功率估计来在所述第一级中执行干扰消除的模块；

用于获得所述第一级的至少一个功率估计的模块；以及

用于使用所述第一级的所述至少一个功率估计来在第二级中执行干扰消除的模块，其中所述用于在第二级中执行干扰消除的模块包括：用于获得所述第二级的每频段功率估计的模块，以及用于基于所述第二级的所述每频段功率估计来在所述第二级中执行干扰消除的模块。

25.如权利要求24所述的装置，其中所述用于获得所述第一级的至少一个功率估计的模块还包括：

用于获得所述第一级的总功率估计的模块，其中所述第一级的至少一个功率估计包括所述第一级的所述总功率估计和所述每频段功率估计。

26.如权利要求25所述的装置，其中所述用于在所述第二级中执行干扰消除的模块包括：

用于获得所述第二级的总功率估计的模块，

用于基于所述第一和第二级的所述总功率估计和所述第一级的所述每频段功率估计来获得所述第二级的每频段功率估计的模块。

Images