JP5412657B2 - チップ・レベルの等化を有する受信機 - Google Patents

Description

本発明は、直交拡散符号を使用する符号多重遠隔通信システムの受信機における重み適応を制御する受信装置および方法に関する。例として、本発明は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System―汎用移動体通信システム）リリース５標準において導入されるＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet data Access―高速ダウンリンク・パケット・データ・アクセス）のための受信装置および重み適応方法に関する。

ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access―符号分割多元接続）システムは、複数の独立したユーザ信号が、利用可能な無線スペクトルの或る割り当てられたセグメントにまたがって伝送されるデジタル広帯域スペクトル拡散技術に基づく。ＣＤＭＡにおいて、各ユーザ信号は、搬送波を変調して、その結果、波形のスペクトルを拡散させ、したがって、多数のユーザ信号が、同一の周波数スペクトルを共有することを可能にする、異なる直交符号、および擬似ランダム・バイナリ・シーケンスを含む。それらのユーザ信号は、選択された直交符号を有する信号だけが、逆拡散されることを許す相関器を有する受信機内で分離される。符号が合致しない他のユーザ信号は、逆拡散されず、このため、システム雑音に寄与する。システムのＳＮＲ（信号対雑音比）は、システム処理利得によって高められる、すべての干渉信号の合計に対する、所望される信号電力の比、およびベースバンド・データ転送速度に対する拡散符号の比によって決定される。第３世代ＷＣＤＭＡ（広帯域ＣＤＭＡ）において、様々な拡散率、および可変のユーザ・データ転送速度が、同時にサポートされることが可能である。

拡散符号の使用により、伝送信号の周波数帯域は、実際のデータ転送速度または情報シンボルレートより大きいチップレートまで拡散される。例えば、使用される拡散符号が８データ・シンボル（「チップ」と呼ばれる）という長さを有する場合、８つのチップが、データ・シンボルごとに伝送される。固有符号の特性は、拡散符号の直交性の特性によって与えられ、つまり、数学的に言えば、通信のために使用された拡散符号、または使用すべき拡散符号それぞれの内積または相関が、０であるということである。拡散符号の直交性は、拡散符号によって符号化される信号、またはデータシンボルシーケンスそれぞれの伝送が、他の直交拡散符号によって符号化され、通信システムの他のユーザに対応する他の信号に副次的作用を生じさせることも、伝播することもないことを保証する。或る送信機の或る拡散符号を探している受信機は、直交拡散符号によって符号化された信号をＲＦ（無線周波数）チャネルの雑音と解釈する。拡散符号は、様々な長さを有することが可能であるので、直交性の特性は、異なる長さの拡散符号に関しても与えられなければならない。

拡散符号の構築は図２に示されるＯＶＳＦ（orthogonal variable spreading factor―直交可変拡散率）ツリーの使用によって達せられることが可能であり、略記「ＳＦ」は拡散符号の長さ、およびＯＶＳＦツリーのレベルを特徴付ける拡散率を示す。各ツリー・レベル内で、利用可能な拡散符号は、同一の長さを有し、直交である。また、拡散率は、チップレートとデータ・シンボルレートの間の比、またはチップ持続時間とデータ・シンボル持続時間の間の比によって表現されてもよい。異なるユーザの拡散符号は、ＯＶＳＦツリーにおける異なるレベルに入ることがあり、このため、様々なレベルのＱｏＳ（サービス品質）を提供する。ユーザ・シンボルは、４から５１２までの範囲の拡散率で拡散されてもよい。

しかしながら、ＣＤＭＡシステム全般において、マルチパス伝搬および周波数選択的なフェージングにより、様々なユーザ波形の間の直交性は、劣化し、多アクセス干渉が、受信機のパフォーマンスを低下させる。ＢＳ（基地局）側における伝送されたユーザ信号は、直交であるものの、この直交性は、送信機と受信機の間の伝搬チャネルのマルチパス効果により、ＭＳ（移動局）フロントエンドにおいて、もはや存在しないことがあり、これらの効果は、チャネルが、ユーザの各信号に関して、複数の異なる伝搬パスから成ることがあるという事実によってもたらされる。このように、マルチパスは、２つ以上のパスによって受信側アンテナに到達する無線信号をもたらす伝搬現象であり、したがって、それらの無線信号は、異なる時間遅延で受信機に着信する。マルチパス伝搬の原因には、大気ダクト、電離層反射および電離層屈折、ならびに山や建物などの地上の物体からの反射が含まれる。

図３は、複数の移動局またはユーザ局ＭＳ_１，…，ＭＳ_Ｋを含み、複数のユーザ（１，…，Ｋ）が、基地局ＢＳ_１と通信することを可能にする通常のＣＤＭＡ通信システムを示す。基地局ＢＳ_１と移動局ＭＳ_１，…，ＭＳ_Ｋの両方の各局が、送信機

と、受信機

とを含む。基地局ＢＳの送信機

は、ダウンリンク、つまり、順方向リンクで、ユーザ局ＭＳ_１，…，ＭＳ_Ｋのそれぞれにデータをそれぞれ伝送し、基地局ＢＳ_１の受信機

は、アップリンク、つまり、逆方向リンクで、移動ユーザ局ＭＳ_１，…，ＭＳ_Ｋのそれぞれからデータをそれぞれ受信する。基地局ＢＳ_１と移動ユーザ局ＭＳ_１，…，ＭＳ_Ｋとの間の空間は、通常、図３に矢印として表されるアップリンク通信とダウンリンク通信の両方に関してマルチパス環境を提供する。

以下の３つの一般的なアプローチが、直交性の低下、または干渉の問題をそれぞれ回避するのに使用されてきた。すなわち、
第１の、最も単純明快なアプローチは、マルチパス伝搬による生じた干渉を、ＡＷＧＮ（additive white Gaussian noise―加法性白色ガウス雑音）として扱い、従来のレイク受信機を実装して、或るユーザのシンボルを、その特定のユーザの拡散符号との相関を介して、受信された信号の、いくつかの遅延した形態からのエネルギーを収集することにより、その他のシンボルとは独立に検出することである。

第２のアプローチは、干渉除去［interference suppression］であり、干渉除去は、チップレート・チャネル等化器の使用を介して、或る程度、直交性を元に戻し、或る特定のユーザのシンボルを、そのユーザの拡散符号との相関を介して、その他のシンボルとは独立に、再び推定する。

最後に、第３のアプローチは、ＩＣ（interference cancellation―干渉キャンセル）である。第１に、知られている活性の干渉する拡散符号のシンボルが、最初の２つのアプローチの１つを包含する方法を介して推定される。次いで、その推定されたシンボルが、再拡散され、再チャネル化され、最初に受信された信号から削除される。

既に前述したとおり、直交性は、送信機と受信機の間の伝搬チャネルのマルチパス効果により、ＭＳフロントエンドにおいて、もはや存在しないことがある。直交性の、この低下は、シンボル推定において、符号間干渉（多ユーザ干渉または多アクセス干渉としても知られる）、チップ間干渉、およびシンボル間干渉を生じさせることがある。最適なカテゴリ内、または、最適に近いカテゴリ内にある受信機、すなわち、ＭＵＤ（multi user detector―多ユーザ検出器）およびＩＣｓ（interference cancellers―干渉キャンセラズ）は、大抵、マルチパス効果を緩和し、最も信頼できる仕方で所望されるデータ・ストリームを検出するように、すべての活性のユーザの信号およびチャネル・パラメータについての知識を要求する。しかし、移動局においてＭＵＤまたはＩＣｓを実装する可能性はＭＵＤまたはＩＣｓの高い複雑度のため、およびすべてのユーザの伝送パラメータは、通常、知られていないという事実のため、限られている。非常に実際的で、よく利用される準最適のソリューションは、前述の第１のアプローチによる従来のレイク受信機であり、レイク受信機は、所望されるユーザの符号に対して整合フィルタ動作を実行して、多ユーザ干渉が、加法性白色雑音と見なされるようにする。

しかし、例えば、ＨＳＤＰＡシステムの場合のように、小さい拡散率を使用して、高いデータ転送速度が実現される場合、レイク受信機のパフォーマンスは、マルチパス干渉が、大きくなり、拡散シーケンスの相関特性が、破壊されるという事実により、低下する。
これらの理由で、前述した第２のアプローチによる等化器が、ユーザ間の直交性を復元し、干渉を制限して、より高いデータ転送速度を実現することを可能にするために、小さい拡散率を有するシステムに関して考慮される。このことは、目標が、非常に高いデータ転送速度を提供することであるＨＳＤＰＡシステムのようなシステムに関して、特に重要である。

ＵＭＴＳ標準において、４つのＱｏＳクラスが、異なる遅延および順序付けの必要性を有して定義される。この４つのクラスは、少ない遅延と、厳密な順序付けとを有する従来のクラス（例えば、音声）、並みの遅延と、厳密な順序付けを有するストリーミング・クラス（例えば、ビデオ）、並みの遅延と、並みの順序付けを有するインタラクティブ・クラス（例えば、Ｗｅｂブラウジング）、および遅延保証を有さず、順序付けを有さない背景クラス（例えば、バルク・データ転送）である。これらのサービス・クラスのなかで、背景クラスおよびインタラクティブ・クラスは、バースト性を有する。このバースト性はユーザによる、リソースのいくつかのタイムシェアリングの発想のきっかけとなり、最も重要なこととして、ダウンリンクにおける直交符号、ならびに、これらのチャネル上で適用される他のサポート技術、拡張、変更、除去のきっかけとなった。このため、ＨＳＤＰＡが、ＢＳ（またはＵＭＴＳ用語でノードＢ）によって制御される高速の物理層再送−伝送の組み合わせ、およびリンク適応を使用することにより、ダウンリンク・データ・スループットを増加させるシステムとして出現した。ＨＳＤＰＡでは、ＷＣＤＭＡの主なフィーチャの２つ、すなわち、可変拡散率および高速電力制御が、使用不可にされる。この２つのフィーチャは、適応符号化レートおよび適応変調、ならびに多彩な多符号動作によって取って代わられる。拡散率は、ＳＦ＝１６に設定される。ユーザは、１５個までの符号を同時に使用することができ、このことは、ＨＳＤＰＡリンク適応の大きいダイナミックレンジを可能にし、良好なスペクトル効率を維持する。スケジューリング・プロセスはノードＢが、または容量を１名のユーザに割り当てる可能性を、必要な場合、およびチャネル条件が、この戦略を効率的にする場合、有するように、ノードＢにおいて行われる。

新たなＨＳＤＰＡ機能をサポートするのに、２つのさらなるタイプのチャネルが導入されている。ＢＳまたはノードＢからＭＳへのダウンリンク方向において、１つまたは複数の共有制御チャネル（ＨＳ−ＳＣＣＨ）が、ＨＳＤＰＡチャネルの割り当てられたＩＤ、トランスポート・フォーマット、およびＨＡＲＱ（混成自動再送要求）プロセス識別子をブロードキャストする。アップリンク方向において、ＨＳ−ＤＰＣＣＨ（高速専用物理制御チャネル）が、ＨＡＲＱおよびＣＱＩ（チャネル品質指標）に関するステータス・レポートを伝送する。

前述の第２のアプローチに基づく等化の概念は、数年にわたって様々なシステムにおいて適用されてきた。その結果、いくつかの等化器スキームが、存在する。

例として、米国特許第６６５８０４７号が、ＣＤＭＡ遠隔通信システムの受信機において使用される適応チャネル等化器を開示する。チャネルのインパルス応答を推定するためのエスティメータが、適応等化器に基準を与え、適応等化器は、チャネルの伝送されたチップ・シーケンスを推定して、受信された信号間の直交性を復元するように動作する。適応等化器は、グリフィス・アルゴリズムと呼ばれるブラインド適応アルゴリズムを利用して、チャネルの伝送されたチップ・シーケンスを推定するための回路を含む。

さらに、ピー・シュナイタ他［Schniter P. et al.］の「ダウンリンクマルチレート広帯域ＣＤＭＡの適応的なチップレート等化［Adaptive Chip-Rate Equalisation of Downlink Multirate Wideband CDMA］」、２００５年に発行の信号処理に関する米国電気電子技術者学会会報第５３巻第６集［IEEE Transaction on Signal Processing, Volume 53, Issue 6］、２２０５〜２２１５ページが、ＭＡＩ（多アクセス干渉）のフィルタリングおよび／またはキャンセルによって支援されるＤＤ（判定指向型）チップレート適応等化スキームを開示する。獲得モードにおいて、符号多重化されたパイロットを使用して、符号開始またはロック外れから等化器が適応させられる。ＭＡＩフィルタリングの使用は、３次のＬＭＳ（最小平均２乗）アルゴリズムをもたらし、このアルゴリズムは、非定常の環境において標準の（すなわち、１次の）ＬＭＳに優る大きな利点を有する。追跡モードにおいて、判定指向は、等化器更新におけるＭＡＩキャンセルを円滑にし、このことは、パフォーマンスを向上させる。

図４は、前述の従来技術において説明されるＤＤチップレート適応等化の概略ブロック図を示す。ＤＤモードにおいて、受信機は、すべての活性のユーザのシンボルに関してハード仮判定を行い、それらの判定を使用して、伝送されたシーケンスの遅延された近似のコピーを構築する。伝送されたシーケンスは、次いで、チップレートで適応フィルタを更新するのに使用される。適切に調整された等化器なしに、信頼できるシンボル推定を行うことは不可能であるので、ＤＤモードには、先行する、パイロットによって訓練されるモードが収束して初めて入る。図４によれば、シンボル推定手続きは、逆スクランブル信号ｓ^＊（ｉ−ｖ）を掛けることによって仮等化器の出力

を逆スクランブルすることを含む。次いで、整合フィルタ出力が、逆拡散ユニット４において活性の各ユーザに関して計算され、それらの整合フィルタ出力は、検出ユニット６において量子化される。次いで、ハード・シンボル推定および拡散符号を使用して、再拡散ユニット８において再拡散すること、および再スクランブル信号ｓ（ｉ−Ｎ_ｍａｘ−ｖ）を掛けることによって、多ユーザ・シーケンスの遅延された近似のコピーが再生成される。再スクランブル動作は、信号

をもたらす。この再スクランブルされた信号は、Ｎ_ｍａｘ個のチップという遅延だけ遅延させられている遅延された入力信号が供給される第２の等化器の出力ｆ^Ｈ（ｉ）から引かれ、ただし、Ｎ_ｍａｘは、最低レートのユーザの拡散利得を表す。このため、２つの等化器関数、すなわち、適応的に更新されるＮ_ｍａｘ遅延型等化器関数ｆ（ｉ−Ｎ_ｍａｘ）、およびシンボル推定を生成するのに使用される仮等化器関数

が、提供される。仮等化関数

は、遅延型等化関数ｆ（ｉ−Ｎ_ｍａｘ）のＮ_ｍａｘステップ前方予測を使用して予測ユニット２において計算されることが可能である。遅延型等化器の適応は、遅延型等化器の出力ｘ（ｉ−Ｎ_ｍａｘ）から再スクランブルされた出力

を引くことに基づいて実行される。

ＨＳＤＰＡシステムの下で、ＭＳ、またはＵＭＴＳ用語でＵＥ（ユーザ機器）が、チャネルを追跡（推定）することができ、および／または等化することができる２つの可能な段階、すなわち、非活性段階（inactive phase）と活性段階（active phase）が存在する。非活性段階（または状態）は、ユーザが、或るチャネルをリッスンしているが、ＨＳＤＳＣＨ（高速ダウンリンク共有チャネル）は、そのユーザに全く割り当てられていない時であるのに対して、活性段階は、少なくとも１つのＨＳＤＳＣＨが、そのユーザに割り当てられている時に与えられる。シュナイタ他によって説明される前述の適応等化器は、ＨＳＤＰＡシステムにおいて提供される高速チャネルに関する最適のソリューションは提供しない。遅延型等化器の適応ブランチにおいて導入される大きい遅延により、適応フィルタ重みまたは適応フィルタ・タップは、仮等化器の上方ブランチ・フィルタリング動作において直接に使用されることが可能でない。非常に速く変化するチャネルにおいて、予測ユニット２の予測機構が、適応等化器の下方ブランチ・フィルタ重みから、仮等化器の上方ブランチ・フィルタ重みを推測するのに不可欠である。さらに、システムにおける最大活性拡散率に対応する相当な遅延が、導入され、一部の場合において５１２のチップでさえあることが可能である。

さらに、シュナイタ他によって提案される適応等化器スキームでは、システムにおけるすべての活性の符号の知識が、前提とされる。このため、活性の符号が、ＯＶＳＦ階層のどこに存在するかを検出し、それらの符号の振幅を推定することが要求される。しかし、そうすることは、非常に複雑なプロセスであり、このため、実施するのが容易でない。実施された場合でも、偽検出、欠落した検出、および誤って推定された振幅の問題が、それでも、生じることがある。さらに、逆拡散が、ＯＶＳＦツリーの様々なレベルで独立に、それぞれの活性の符号を使用して行われ、このことは、高い計算の複雑度をもたらす。

したがって、本発明の目的は、改良された受信端重み適応制御方法を提供することであり、この方法を使用して、複雑度の増大が小さく抑えられることが可能でありながら、干渉電力の欠陥が小さくされることが可能である。第１の態様によれば、この目的は、それぞれ、請求項１に記載の受信装置、および請求項１６に記載の重み適応制御方法によって達せられる。

したがって、適応ブランチに導入される遅延は、固定であり、１６のチップの１シンボル周期にまで短縮される。したがって、フィルタ重みは、予測を全く要求することなしに、適応ブランチの等化器からフィルタリング・ブランチの等化器にコピーされることが可能である。さらに、シンボル推定値の非線形フィルタリングは、特定のチャネル符号の知識に基づくことが可能であり、したがって、より堅牢な方法およびシステムが、実現されることが可能である。

さらに、請求項３および１６に記載のソリューションでは、１の等化関数または等化ユニットだけしか必要なく、このことは、複雑度、オーバヘッド、および電力消費の大幅な低減をもたらす。

さらなる、または代替の第２の態様によれば、前述の目的は、請求項１９に記載の受信装置、および請求項２１に記載の重み適応制御方法によって達せられる。

したがって、更新アルゴリズムが、遠隔通信システムの段階、すなわち、活性段階と非活性段階に基づいて選択される、選択的重み適応スキームを有する、混成等化器アーキテクチャが、提案される。その結果、フィルタ重みまたはフィルタ・タップは、計算の負荷および複雑度を減らすために、活性段階の始めにおいて、より信頼できるものと見込まれることが可能である。非活性段階中に使用される第２の更新スキームの更新レートは、活性段階中に使用される更新レートと比べて、より低い値であるように選択されることが可能である。第２の重み更新スキームは、単に、チャネルの追跡能力を緩めないような仕方で選択されるだけでよい。

ＨＳＤＰＡシステムの特定の例において、期間は、直交拡散符号の１６チップの固定シンボル長に相当することが可能である。このため１６チップの短い遅延だけが導入され、したがって、適応ブランチにおいて更新される重みは、フィルタリング・ブランチにおける第１の等化器手段のために即時に使用されることが可能である。

フィルタリング・ブランチは、単一の符号ツリー・レベルでＦＷＨＴ（高速ウォルシュ・アダマール変換）を適用することにより、逆スクランブルされ、等化された信号サンプルを逆拡散するための逆拡散手段を含んでもよく、ただし、逆拡散された信号サンプルはフィードバック手段に供給される。固定レベルのＦＷＨＴを使用することは、より低い逆拡散複雑度という利点をもたらす。１６チップの固定シンボル長の例では、逆拡散複雑度は、４分の１に低減されることが可能である。フィードバック手段によってフィードバックされるフィルタリングされたシンボル推定値は、ＦＷＨＴを使用して拡散手段において再び再拡散されてもよい。

さらに、減算手段が、第２の等化器手段から出力された、等化された信号サンプルと、フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号サンプルとの差を獲得するため、およびその差を、第２の等化器手段の等化器重みを適応させるための更新手段に供給するために提供されてもよい。その結果、推定されるチップ・レベル信号は、適応ブランチに存在する第２の等化器手段のための、或る種の訓練シーケンスまたは所望される信号として使用されることが可能である。単一等化器代替形態では、減算手段は、等化器手段から出力され、データ・シンボルに相当する期間だけ、フィルタリングされた信号サンプルを遅延させるために構成された別の遅延手段を介して遅延された、フィルタリングされた信号サンプルと、フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号との差を獲得するため、およびその差を、等化手段の等化器重みを適応させるための更新手段に供給するために構成されることが可能である。

さらに、選択手段が、少なくとも１つのチャネル符号が受信装置に割り当てられた活性段階中に第２の等化器手段を選択するため、およびチャネル符号が全く、受信装置にサインされない非活性段階中に他の重み更新手段を選択するために、提供されてもよい。この混成等化器アーキテクチャは、異なる更新機構および所望の信号または統計値を保持することが、チャネルの非活性段階中と活性段階中に用いられるという利点をもたらし、その結果、計算負荷を低減する。特に、他の重み更新手段は、第１の等化器手段の入力と出力の直接比較に基づいて動作するように構成されることが可能である。特定の、ただし、限定的ではない例として、他の重み更新手段は、グリフィス・アルゴリズムに基づいて動作するように構成されてもよい。

さらなるオプションとして、フィードバック手段は、フィルタリング・ブランチにおいて獲得されたシンボル推定値を、ハード検出されるべき最も信頼できる推定値を伝送することになっているダウンリンク共有チャネルの第１のブランチ・グループ、フィードバックから除外されるべきであり、かつ、既知の定数シーケンス（constant sequence）によって置き換えられるべき、または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）重み付けによってスケーリングされてフィードバックされるべき第１の出力の第２のブランチ・グループ、およびＬＭＭＳＥ重み付けによってスケーリングされて再びフィードバックされる残りのブランチの第３のグループに分類するように構成されることが可能である。いずれかの特定のブランチ上の推定されたＬＭＭＳＥ重みが、負である場合、その重みは、０によって置き換えられる。この正に最後の状況は、フィードバックからのブランチをブロックすることと均等であり、その特定のブランチにおける電力が、所定の閾値

を下回る場合に生じる。この混成機構は特定のダウンリンク共有チャネルの知識だけが、明示的に使用され、したがって、システムの堅牢性が向上させられることが可能であるという利点をもたらす。特に、第３のブランチ・グループに適用される所定の閾値は、すべてのダウンリンク共有チャネルのハード検出された値とソフト検出された値の間の平均エネルギー・レベルに対応してもよい。ダウンリンク共有チャネルの符号の間の、この平均は、推定誤差分散を小さくする。

ＬＭＭＳＥ重み付けは、ＳＩＮＲ（信号対干渉雑音）比の測度である。この測度によりハード判定と重み付き線形判定の混合に明示的な信頼できる測度が与えられる。

残りの符号ブランチ上のＬＭＭＳＥ重み付けは、以下の仕方で計算されることが可能である。任意のブランチｋ上の瞬時電力が、

であり、指定の閾値が、前段で定義されたとおり、

であるものと想定する。すると、そのブランチ上のＬＭＭＳＥ重みは、

である。この重みにおける分子の項は、有効信号電力に相当し、分母の項は、有効電力と干渉雑音電力の合計に相当する。

第１のブランチのハードパイロット追加とスケーリングされた線形フィードバックとの間の多重化機構は、閾値を要求する。パイロット・トーン電力が、Ｐ_{ＣＰＩＣＨ}である場合、すると、計算された最適閾値は、

である。第１のブランチ上の電力が、Ｐ_ｔｈｒより小さい場合、すると、パイロット信号は、ハードな仕方でフィードバック・パスに追加される。Ｐ_ｔｈｒ以上である場合、第１のブランチ出力は、その他の残りのブランチに関して行われるのと同様に、ＬＭＭＳＥスケーリングによってフィードバックされる。

さらなる有利な発展形態は、従属請求項において定義される。

本発明は、次に、添付の図面を参照して好ましい実施形態に基づいて説明される。

本発明が実施されることが可能な受信機アーキテクチャを示す概略ブロック図である。 ＯＶＳＦ（直交可変拡散率）ツリーを示すグラフである。 多ユーザ通信システムの通常の構造を示す図である。 従来技術による判定指向のチップレート適応等化器を示す概略ブロック図である。 好ましい実施形態による、対応する更新アルゴリズムを有する非活性段階および活性段階を示すタイムチャートである。 第１の好ましい実施形態による等化器アーキテクチャを示すブロック図である。 好ましい実施形態における選択的非線形フィルタリング動作と関係する図である。 第２の好ましい実施形態による等化器アーキテクチャを示すブロック図である。

以下において、好ましい実施形態が、ＵＭＴＳ標準のリリース５規格に準拠するＨＳＤＰＡデータ・アクセス・システムに基づいて説明される。ＨＳＤＰＡは、ダウンリンク方向で高いデータレートを提供するように開発された。この特徴により、さらに、ＨＳＤＰＡチャネルの分散性により、前述した第１のアプローチによる従来のレイク受信機は、もはや考慮されず、前述した第２のアプローチによる等化器スキームが、重要なソリューションとして認識される。

図１は、本発明の好ましい実施形態が実施されることが可能な受信機１０の概略ブロック図を示す。受信機１０は、適応干渉除去アルゴリズムを有し、このアルゴリズムは、チャネル等化に基づき、符号スクランブルと一緒に直交拡散符号を使用する同期ＣＤＭＡシステムに適する。特に、受信機１０は、等化の適応のために訓練シーケンスまたは訓練情報を有することを強要されない。受信機１０は、初期設定重みだけを必要とし、初期設定重みは、訓練シーケンスを要求するチャネル推定スキームを必要とすることも、必要としないこともある。

図１によれば、少なくとも１つのアンテナ１００_１から１００_Ｎが、遠隔通信チャネルから信号を受信する。これらの信号は、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換器を含む従来のＲＦトランシーバ１１０に結合される。従来のＲＦトランシーバ１１０は、オプションとして、チップ波形フィルタリングを実行してもよい。変換された信号ｒ_１からｒ_Ｎは、チャネル・インパルス応答エスティメータ１２０および適応チップ・エスティメータ１３０に転送される。チャネル・インパルス応答エスティメータ１２０は、チャネルのインパルス応答を推定するように動作し、初期設定重みを提供するために、適応チップ・エスティメータ１３０に基準入力ファクタ、つまり、重みｈ_１からｈ_Ｎを提供する。適応チップ・エスティメータ１３０の出力は、シンボル同期された（ｓｙｍｂｏｌ−ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ）符号相関器１４０に結合される。相関器１４０は、適応チップ・エスティメータ１３０の出力ｄを、出力ｄに、符号ジェネレータ１５０の出力を掛け、次いで、シンボル周期にわたって積分することによって、逆拡散する。符号ジェネレータ１５０は、図２の前述のＯＳＶＦツリーに従って、要求される拡散符号を生成することができる。相関器１４０の出力は、従来のディインタリーバ１６０に結合され、ディインタリーバ１６０は、データ判定を出力する従来の復号器１７０に結合される。

チャネル・インパルス応答エスティメータ１２０および適応チップ・エスティメータ１３０によって達せられる、提案される等化器関数は、伝送された多ユーザ・チップを推定し、これにより、チャネルを等化することにより、受信機においてユーザ波形の直交性を復元しようと努めることにより、複数アクセス干渉を除去する役割をする。完璧に推定されたチップ・シーケンスを使用して、多ユーザ・チップ・シーケンスをユーザのスクランブル符号および拡散符号と互いに関係付けることにより、所望されるユーザ信号が、全くその他のユーザからの残余の干渉なしに、復元されることが可能である。

ＣＤＭＡベースのＵＭＴＳシステムに関する適応アプローチの問題は、信頼できる訓練多ユーザ・チップ・シーケンスが、全く利用できないことである。それでも、訓練シーケンスの必要性は、所望される信号（多ユーザ・チップ・シーケンス）と、受信された信号との間の相互関係の知識を使用することにより、回避される。これを達するのに、受信機１０は、チャネル・インパルス応答エスティメータ１２０を使用して、チャネル・インパルス応答を推定する。

好ましい実施形態によれば、チップ・レベルＬＭＳアルゴリズムの変種に基づく、混成等化器アーキテクチャが、提案される。等化器重み更新の規則は、ＨＳＤＰＡチャネルの非活性期間におけるグリフィス・アルゴリズム、またはＨＳＤＰＡ符号の部分的な符号知識を活用することによって、利用可能なすべての電力を活用する、活性期間中の新奇な判定指向ベースのスキームであることが可能である。その結果、フィルタ・タップまたはフィルタ重みを更新することは、チップレートより低いレートで行われることが可能であり、複雑度の大幅な節約をもたらす。好ましい実施形態は、従来のレイク受信機ベースのソリューションと比べて、顕著な利得をもたらす。

ＨＳＤＰＡシステムの現在の例において、移動端末装置、または第３世代の用語でＵＥ（ユーザ機器）などの端末デバイスが、チャネルを追跡する、もしくは推定することができ、かつ／または等化することができる、可能な２つの段階が、提供される。これら２つの段階は、非活性段階および活性段階と呼ばれる。非活性段階または非活性状態は、ユーザが、チャネルをリッスンしているが、ＨＳＤＳＣＨ（高速ダウンリンク共有チャネル）が、そのユーザに全く割り当てられていない時に、与えられる。他方、活性段階または活性状態は、少なくとも１つのＨＳＤＳＣＨ符号が、そのユーザに割り当てられている時に、与えられる。非活性段階中と活性段階中、同様の適応等化器アーキテクチャが使用されることが可能であるが、更新機構、およびサポートする所望される信号または統計値は異なる。

図５は、非活動段階Ｉおよび活動段階Ａ、ならびに等化器重みを更新するための対応する更新機構を示す概略タイムチャートを示す。計算負荷、推定速度、干渉除去などの点で等化器動作を最適化する更新機構が、選択される。非活性段階Ｉ中、更新機構は、単に、時間とともに変化するチャネルの追跡能力を失わない役割を果たすべきである。この目的で、訓練シーケンス（所望される信号）が、利用できない場合、または信頼できない場合に、一般に使用される、知られているグリフィス・アルゴリズムＧ。非活性期間Ｉ中に使用されるグリフィス・アルゴリズムＧは、基地局の全信号の分散、およびチャネル推定値を活用することにより、ウィーナ・フィルタリングの入力／出力相互相関部分の近似値を求める。このことは、活性段階Ａの始めにおけるフィルタ・タップが、それらの切り替え時点において、レイク受信機を一時的な初期設定ソリューションと単に考えることと比べて、より信頼できると見込まれることが可能であるという利点を提供する。計算負荷を低減するため、グリフィス・アルゴリズムＧに関する更新レートは、活性段階Ａ中に選択される更新レート未満であると考えられることが可能である。しかし、この場合、パイロット・トーンを使用するシンボル・レベルのＬＳＭ機構が、非活性段階Ｉ中に使用されることも同様に可能であり、ただし、フィルタ・タップまたはフィルタ重みは、２５６のチップごとに、せいぜい１回、更新されることに留意されたい。

他方、少なくとも１つのＨＳＤＳＣＨがユーザに割り当てられた活性段階Ａ中、新たな更新機構が、ＤＤ−ＬＭＳ（判定指向の最小平均２乗誤差）等化器の新たな変種に基づいて、提案される。

図６は、ＤＤ−ＬＭＳ等化器の新たな変種を有する第１の好ましい実施形態による、提案される混成等化器アーキテクチャの概略ブロック図を示す。

図６における破線およびボックスは、非活性期間中に、すなわち、グリフィス・アルゴリズムが、重み更新のために使用される際に、動作する等化器アーキテクチャの部分を表す。第１の更新関数もしくは更新ユニット２８０が、等化器アーキテクチャのフィルタリング・ブランチにおける第１の等化器２１５にフィルタ重みを適用するよう、重み判定関数もしくは重み判定ユニット２８５を制御する。第１の更新ユニット２８０の更新規則は、下記の式（１）において与えられ、グリフィス・アルゴリズムによる再帰的フィルタ更新手続きを実施し、ただし、ｗ_Ｒａｋｅは、チャネル長と同じだけ多くのタップを有する従来のレイク受信機のＦＩＲ（有限インパルス応答）形態を表す。レイク受信機の、このＦＩＲ形態は、ＣＭＦ（チャネル整合フィルタ）として知られる。このＦＩＲ形態は、チャネルの共役対称性に対応する、すなわち、ｗ_Ｒａｋｅ［ｎ］＝ｈ^＊［−ｎ］であり、ただし、ｈ［ｎ］は、遅延ｎを有するチャネル・タップを表す。σ^２ _ｄは、全基地局信号分散を表し、ｗ_Ｉは、現状のフィルタ列ベクトルを表し、ｗ_Ｉ＋１は、次の状態のフィルタ・ベクトルを表し、ｕ_Ｉは、入力回帰行ベクトルを表し、μは、このアルゴリズムのステップ・サイズを表す。更新ベクトルは、ＮＬＭＳ（正規化された最小平均２乗誤差）のグリフィス相当物となるように入力回帰ベクトル・エネルギーによって正規化される。

このため、非活性段階中、第１の等化器２１５の入力値および出力値が、前述のグリフィス・アルゴリズムに基づいて処理されて、適応重み更新機構を第１の等化器２１５に適用するために、第１の更新ユニット２８０に供給される。

破線ではない実線およびブロックが、ユーザに少なくとも１つのチャネルが割り当てられている活性段階中に使用される。新たな更新アルゴリズム（デジタル・シグナル・プロセッサまたはベクトル・プロセッサのためのソフトウェア実施形態を考慮する）または更新アーキテクチャ（ハードウェア・コンテキストを考慮する）が、受信された離散時間サンプルｙ［ｌ］を２つのブランチ、すなわち、フィルタリング・ブランチ（上方ブランチ）および適応ブランチ（下方ブランチ）にルーティングするように構成される。これらの信号サンプルは、遅延関数または遅延要素２９０を介して適応ブランチにルーティングされ、関数または要素２９０において、これらの信号サンプルは、例えば、１６チップだけ遅延され、１６チップは、１つのＨＳＤＳＣＨシンボル周期に相当する。１６チップという短いシンボル持続時間は、無線チャネルにおける比較的大きい通常のコヒーレンス時間と比べて小さい。その結果、１６チップという、この短い周期中にチャネルが、あまり変化せず、したがって、関連する最適な等化器重みも変化しないという事実が、活用されることが可能である。

提案される段階依存の切替えまたは選択は、優勢な段階（活性段階または非活性段階）を示す制御情報、例えば、フラグなどに応答して、切り替えまたは選択の関数またはユニット（図示せず）によって実施されてもよい。ハードウェア実施形態において、この切り替えユニットまたは選択ユニットは、アナログまたはデジタルの電子スイッチまたは電子セレクタであることが可能である。ソフトウェアベースの実施形態において、切り替え関数または選択関数は、ソフトウェア・ルーチンにおける条件ブランチ動作または条件ジャンプ動作によって達せられることが可能である。

上方ブランチは、図１に示されるとおり、逆スクランブルおよび拡散が後に続くチップ・レベル・フィルタリングの構造を有する任意の受信機における通常のデータ・フロー・パスに対応する。最初、フィルタ重みｈ［ｌ］が、外部フィルタ設定機構２１０によって提供される。ＦＷＨＴ（高速ウォルシュ・アダマール変換）が、複数の逆拡散動作を効率的に実施するために提供される。Ｍ個の符号が、拡散レベルＮで逆拡散される場合、Ｍ個の独立した相関器の代わりにＦＷＨＴを使用することは、複雑度をＭ・Ｎ単位からＮｌｏｇ_２（Ｎ）単位に減らす。このため、Ｍ＞ｌｏｇ_２（Ｎ）である限り、ＦＷＨＴは、有利なままである。ＳＦ＝１６である場合のクロスオーバＭ値は、ｌｏｇ_２（１６）＝４である。このため、当該のユーザと他のユーザの両方に対応する、いくつかのＨＳＤＰＡチャネルを一緒に逆拡散するために、１６の出力を当然、有する長さ１６のＦＷＨＴが、使用されることが可能である。以下において、このタイプのＦＷＨＴは、「ＦＷＨＴ−１６」と呼ばれる。

図６から推測されることが可能であるとおり、フィルタリング・ブランチにおける第１の等化器２１５から出力された信号サンプルは、逆スクランブル関数または逆スクランブル・ユニット２２０によって逆スクランブルされ、次いで、逆拡散関数または逆拡散ユニット２３０に供給され、逆拡散関数または逆拡散ユニット２３０においてＦＷＨＴ−１６が適用される。当該のユーザのそれぞれのＨＳＤＳＣＨに関連するＦＷＨＴ−１６出力は判定ブロック（スライサ）を通らされて、図１の復号器１７０などの復号器ユニットに、または他のビット・レベル処理ユニットにフィードフォワードされる。

しかし、すべてのハード検出されたＨＳＤＳＣＨシンボル（例えば、ＱＰＳＫ（直角位相偏移変調）配置または１６−ＱＡＭ（直交振幅変調）配置からの）もまた、他のユーザのチャネル化符号も知られているという条件付きで、他のユーザのハード検出された、またはハード判定されたＨＳＤＳＣＨシンボルと一緒に、下方適応ブランチにフィードバックされる。チャネル化符号が知られていない場合でも、それらの符号を検出することは、符号探索空間が、せいぜい１４の符号だけに限られるので（せいぜい１つの符号が、当該のユーザに割り当てられ、ＨＳＤＰＡサービスに割り当てられた、せいぜい１５の符号が、存在することが可能であるので）、容易である。さらに、ＨＳＤＳＣＨ符号は、連続的に配置され（このことは、検出をより容易な作業にする）、配置も、検出することがやはり容易であるＱＰＳＫおよび１６−ＱＡＭに限定される。したがって、ほとんど労力なしに、他の存在する可能性があるＨＳＤＰＡ符号を活用することもできる。

しかし、下方ブランチにフィードバックされるシンボル推定値は、ＨＳＤＰＡ符号だけに限定されない。それどころか、他のすべてのＦＷＨＴ−１６出力が、非線形フィルタリング関数または非線形フィルタリング・ユニット２４０に供給され、非線形フィルタリング関数または非線形フィルタリング・ユニット２４０において、それらの出力は、非線形フィルタリングに供給され、例えば、それらの出力は、非線形フィルタリング・ブロックにおけるＬＭＭＳＥスケーリングによって阻止され、または許され、このことが、適応ブランチへのフィードバックを制御する。次いで、適応ブランチにフィードバックされる推定された、または検出されたシンボルはまず、ＦＷＨＴ−１６アルゴリズムに従って拡散ユニット２６０において再拡散され、次いで、スクランブル・ユニット２５０において再スクランブルされて、或る種の訓練シーケンスまたは所望される信号として使用されることが可能な、所望される信号が得られる。

この所望される信号ｄ［ｌ］と、遅延された入力信号サンプルｕ［ｌ］が供給される第２の等化器２５５の出力との差が、誤差信号ｅ［ｌ］として、第２の等化器２５５の関する重み更新を実行する第２の更新ユニット２７０に与えられる。次いで、第２の等化器２５５の更新された重みが、上方フィルタリング・ブランチにおける第１の等化器２１５に関する重みとして直接に使用されることが可能である。

ハード検出されたＨＳＤＰＡシンボル、および線形推定された他の活性のシンボルのフィードバックは、基地局によって同期伝送されたチップ・レベル信号が、可能な限り正確に推定されて、下方適応ブランチに存在する第２の等化器２５５に関する訓練シーケンスとして使用されることが可能であるという利点を提供する。特に第２の等化器２５５は、１つのＨＳＤＰＡシンボル周期だけ遅延された、受信された信号サンプルの遅延された形態に対して動作する。したがって、検出された、または推定された信号（線形フィードバック部分の場合における）は、後続のシンボル周期において、下方適応ブランチに関する完璧に同期されたチップ・レベルの所望される応答の役割をする。上方フィルタリング・ブランチを通って流れるデータは、適応ブランチを通って流れるデータより１つのシンボル周期、先に進んでいるものの、適応ブランチの第２の等化器２５５において適応された等化器重みが、上方フィルタリング・ブランチの実際のデータをフィルタリングするのに安全に使用されることが可能である。このことは、１つのＨＳＤＰＡシンボル周期（すなわち、１６チップ）が、通常の無線チャネルのコヒーレンス時間と比べて、ほとんど、無視できるほどわずかな時間であるという事実により、実現可能である。

図７は、逆拡散ユニット２３０におけるＦＷＨＴ−１６処理の出力サンプルの特定のカテゴリにおいて適用される非線形フィルタ動作を示す概略図を示す。特に、非線形フィルタリング・ユニット２４０が、サンプル出力を、図７の中間処理フローに示される通り、ハード検出されたＨＳＤＳＣＨブランチに分類する。これらのＨＳＤＳＣＨブランチは、最も信頼できる所望される信号推定値を伝送するものとされる。このことは、正しい判定が、ほとんどの場合に行われ、ＨＳＤＳＣＨシンボル振幅が、正確に推定される限り、実際に当てはまる。振幅推定値は、ＨＳＤＳＣＨと、基地局、すなわち、ノードＢによってシグナルされる制御パイロット・チャネルＣＰＩＣＨとの間の電力オフセット値に基づくことが可能である。

さらに、第１の出力ブランチは、第１の出力、すなわち、すべて１の符号を使用する有効な逆拡散からの出力に対応し、この逆拡散は、ＣＰＩＣＨトーン、ＰＣＣＰＣＨ符号、およびすべての活性の符号を、図２のＯＶＳＦツリーの符号ｃ_１６，０にルートがあるＯＶＳＦサブツリーの下で、部分的に逆拡散する。２つのオプションが、この場合、可能である。第１のオプションによれば、この第１の出力ブランチは、フィードバック動作から除外され、代わりに、ＣＰＩＣＨチップ・シーケンスが、このシーケンスが、知られている定数シーケンスであるので、追加される。しかし、このアプローチは、ＣＰＩＣＨ振幅も推定する必要性、および符号ｃ_１６，０にルートがあるＯＶＳＦサブツリーの下の他の符号が、ＣＰＩＣＨがフィードバックされると、含められることが可能でないという事実という欠点を有する。第２のオプションによれば、第１の出力ブランチは、図７の上方フローに示されるとおり、そのブランチに対して全く処理を行うことなしに、フィードバックされる、またはＬＭＭＳＥ重み付けによってスケーリングされてフィードバックされる。

他の残りのブランチＯＢに関する扱いは、完全にブラインドであるように選択される。
他の残りのブランチＯＢのそれぞれにルートがあるＯＶＳＦサブツリーにわたる相当な活動が存在するかどうかは、アプリオリに知られることが可能でない。要領は、活性の一般化（拡散）符号が、知られている必要がなく、配置情報およびシンボル振幅情報を確実に要求するハード判定または他の非線形動作が考慮されない限り、それらの符号の実際のシンボルが、推定される必要がないことである。ＯＶＳＦ階層の或る特定の位置に存在する実際のシンボルからの擬似シンボル推定値を、そのシンボルの親符号または子符号のいずれかに反映させるだけで、同様に十分である。したがって、その他のブランチＯＢは、図７の下方処理フローの図に示されるとおり、エネルギー閾値

をまず推定し、次いで、それらの他のブランチＯＢにおけるエネルギーを、この閾値と比較することによって、処理されることが可能である。このエネルギー閾値

を超えているブランチは、非線形フィルタリング・ユニット２４０を通過して、フィードバックされる一方で、その他のブランチは、阻止される。

任意のブランチの下のすべての活動を正しく検出することは、それほど有用でないことが、この場合、強調される。代わりに、任意の特定のブランチを含める、または除外することが有利であるかどうかを判定するだけで十分である。例えば、いくつかのブランチの下で弱い活動が存在するかもしれないが、そのＦＷＨＴ−１６ブランチによってキャプチャされる干渉および雑音の方がはるかに優勢であることが可能である。そのような事例においては、そのブランチを阻止する方がよい。

オプションの改良機構として、ＬＭＭＳＥ重み付け機構もまた、非線形フィルタリング・ユニット２４０または別個のユニットに導入されてもよく、この機構は、すべての通過ブランチまたはフィードバック・ブランチの間で、それらのブランチの信頼性測度、例えば、それらのブランチのＳＩＮＲ値に基づき、ハード検出および非線形処理の後に実行される。

このフィードバック戦略は、所望される信号のエネルギーを改善し、チャネルのより良好な追跡を可能にする。さらに、この再帰的プロセスは、所望される信号に関する学習プロセスとしても解釈されることが可能である。再帰のたびに、フィルタ重みの品質が改良され、このため、検出された、または推定されたフィードバック信号（すなわち、所望される信号）が、改良される。

第２の更新ユニット２７０においてフィルタ・タップまたはフィルタ重みを更新することは、チップレートとして、またはチップレートより低い更新レートにおいてさえ行われることが可能であり、したがって、複雑度が低減されることが可能である。第２の更新ユニット２７０において実施される更新規則は、Ｓｃｈｎｉｔｅｒ他の最初に述べられた従来技術において提案されるとおりのＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムの下で、フィルタ・タップを更新するのに使用される再帰的な式であることが可能であり、ただし、μは、アルゴリズムのステップ・サイズである。

逆拡散ユニット２３０における逆拡散が、単一のレベル、すなわち、ＳＦ＝１６において一緒に行われるという事実に鑑みて。したがって、ＦＷＨＴ−１６動作の例において、逆拡散の複雑度は、４分の１に低減されることが可能である。他の方法と比べて、計算の複雑度は、さらにはるかに小さい。符号の数は、ＯＶＳＦにおいて、より高い拡散率で、いくつかの活性の符号、および拡散率ＳＦ＝１６で単一の擬似符号、という事実により、劇的に低減される。さらに、ハード判定および重み付き線形判定、ならびにオプションの明示的な信頼性測度の混合が、提案されるスキームの、より高い効率につながる。

外部重み設定機構２１０による、このスキームの初期設定そのものが、従来のレイク原理に基づくことが可能である。その後、グリフィス・アルゴリズム、または別の適切なアルゴリズムが、非活性段階中に使用されることが可能である。

いずれのＤＤスキームも、収束の誤りの問題を被りやすい。収束の誤りは、等化器が、回転された配置（状態）にロックし、そこから回復することができない場合に生じる現象である。収束の誤りを回避するため、逆スクランブルの後、チップとシンボルの両方のレベルで４５度ベクトルであるＰＣＰＩＣＨ信号が、利用されることが可能である。最初にスーパーＰＣＰＩＣＨシンボル（ＰＣＰＩＣＨシンボルのブロックの合計）が、ドップラー拡散−雑音独立の設計パラメータであり、より少ないことも、より多いことも可能である）５または１０のＰＣＰＩＣＨシンボル周期ごとに獲得され、等化器フィルタ重みが、推定されたスーパーＰＣＰＩＣＨシンボルと、パイロット信号に関する正しい位相である４５度との差に等しい角度だけ、逆回転（ｄｅ−ｒｏｔａｔｅ）される。

適応ＬＭＳフィルタリングの複雑度は、適応およびフィルタリングの構成要素に基づいている。適応とフィルタリングはともに、ほとんど同一の複雑度、すなわち、タップまたは重みの数の約４倍、実数の乗算および加算を有する。第２の更新ユニット２７０において使用されるＤＤアルゴリズムは、２つのフィルタリング機構、および１つの適応機構を要求する。したがって、チップレートで適応させられた場合、ＤＤ更新スキームは、適応ＬＭＳフィルタリングよりさらに５０％複雑である。しかし、適応レートが、χ分の１に低減された場合、ＬＭＳアルゴリズムの適応部分の複雑度、およびＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムの１つのフィルタリング部分および適応部分の複雑度が、比例して低下する。このことは、以下の数式（２）、すなわち、

によって表現されることが可能である。

このため、フィルタが、例えば、ＨＳＤＳＣＨシンボルレートで適応させられると、ＬＭＳアルゴリズムに関する複雑度の増大は、６％だけに抑えられることが可能である。さらなる再拡散ユニット２６０および再スクランブル・ユニット２５０は、フィルタリング動作に関して、無視できるほど小さい量の複雑度を増加させる。

提案される等化スキームは、干渉電力の影響を低減して、したがって、所望される信号ｄ［ｌ］の電力は、非線形フィルタリング・ユニット２４０がすべての利用可能な電力を活用する役割をするので、従来のソリューションよりはるかに良好である。パイロット・トーンだけを使用するフィルタ・タップまたはフィルタ重みの適応が、それらのタップまたは重みに与えられる電力が、干渉レベルと比べて小さすぎるため、機能しない、従来のＮＬＭＳアルゴリズムと比べて、顕著な利得が、達せられることが可能である。要求される複雑度の増大は、その増大が、適応のレートに依存するので、低減され、調整もされることが可能である。

図８は、第２の好ましい実施形態による代替の混成等化器アーキテクチャの概略ブロック図を示す。原理は、第１の好ましい実施形態と同様である。したがって、新しいブロック、または機能もしくは動作が第２の好ましい実施形態において変更されているブロックに限り、以下で説明される。残りのブロックの機能および動作は、第１の好ましい実施形態と同様であり、ここで再び説明はされない。さらに、図７に関連して前述される第１の好ましい実施形態の特徴が、以下の第２の好ましい実施形態に適用されることもある。

以下のアーキテクチャ上の変更が、第２の好ましい実施形態のＤＤ−ＬＭＳに導入されて、この変更は、適応の複雑度を５０％、全体的な複雑度を３３％、低減する。

図６に示されるとおりの第１の好ましい実施形態において、入力信号ｙ［ｌ］が、遅延要素２９０において１６チップだけ、すなわち、１つのＨＳＤＰＡシンボルだけ遅延されて、信号ｕ［ｌ］として下方適応ブランチにフィードフォワードされる。上方データ・フィルタリング・ブランチが、それらのユーザ・シンボルを推定する。このブランチは、第１の等化器２１５におけるフィルタリング、逆スクランブル・ユニット２２０における逆スクランブル、ＦＷＨＴを介して拡散率レベル１６におけるすべての擬似符号による、逆拡散ユニット２３０における逆拡散、そして最後に非線形フィルタリング・ユニット２４０における、ＨＳＤＰＡ符号に対するハード判定およびその他の符号に対するＬＭＭＳＥ重み付けから成る。推定されたシンボルは、逆拡散ユニット２６０におけるＦＷＨＴ、および逆スクランブル・ユニット２５０における逆スクランブルを通って、下方ブランチにフィードバックされる。結果のＢＳチップ推定値ｄ［ｌ］は、第２の等化器２５５の適応に関する所望される応答の役割をする。被る遅延は、１６チップに、ユニット２６０および２５０における少しの処理遅延を加えたものであり（これは、高いプロセッサ速度で行われることが可能であり、チップレートで行われなくてもよい）、この遅延は、移動チャネルの通常のコヒーレンス時間よりはるかに少ない。したがって。第２の等化器２５５の推定されるフィルタ重みは、データ・フィルタリング・ブランチの第１の等化器２１５において直接に使用されることが可能である。

図６の第１の好ましい実施形態のアーキテクチャ全体の主な複雑度は、第１の等化器２１５および第２の等化器２５５の２つのフィルタ関数からもたらされる。第２の等化器２５５において、チップレート・フィルタリングと適応処理がともに、行われる。第２の等化器２５５が、重みを直ちに提供するので、第１の等化器２１５において、フィルタリングだけが行われる。両方の動作は、Ｏ（Ｎ）の複雑度を有し、ただし、Ｎは、ＦＩＲフィルタ・タップの数である。したがって、２つのブロック２１５および２５５は、合計で３単位の計算の複雑度を被る。

図８の第２の好ましい実施形態において、第１の等化器２１５の出力信号もまた、上方ブランチにおけるのと同一の遅延量（すなわち、１つのシンボル周期）だけ、第２の遅延要素２９０によって遅延される。第１の等化器２１５の遅延された出力信号は、または再スクランブル・ユニット２５０から得られた再スクランブルされたフィードバック信号から引かれ、またはそのような信号と比較され、結果の誤差信号ｅ［ｌ］が、第２の更新ユニット２７０に供給され、ユニット２７０が、次に、第１の等化器２１５に直接に供給する。さらに、第１の遅延要素２９０から得られた、遅延された入力信号ｕ［ｌ］は、第１の等化器２１５に供給される。その結果、上方ブランチにおける第１の等化器２１５は、下方ブランチにおける第２のフィルタ２５５を必要とすることなしに、適応させられることが可能である。したがって、適応プロセスは、第２の等化器２５５から第１の等化器２１５に移され、第２の等化器２５５は、削除されることが可能である。結果のアーキテクチャ上の変更が、図８に示される。第２の好ましい実施形態の残りのアーキテクチャ、すなわち、シンボル推定プロセスなどは、第１の好ましい実施形態の場合と同一である。

第２の好ましい実施形態の、このアーキテクチャ上の変更で、適応オーバヘッドは、５０％（２単位から１単位に）低減されることが可能であり、全体的な複雑度は、３３％（３単位から２単位に）低減されることが可能である。さらに、このことは、比例した量の電力節約も可能にする。

図６および図８の機能またはブロックは、ディスクリートの回路要素を使用して、または適切なデータ・プロセッサによって実行されるソフトウェア・ルーチンとして実施されることが可能であることを理解されたい。また、回路要素とソフトウェア・ルーチンの組み合わせが、使用されてもよい。また、適応複素チップ推定フィルタを提供する他の重み更新アルゴリズムが、使用されてもよい。

本発明の２つの態様、すなわち、一方で、異なる更新アーキテクチャまたは更新アルゴリズムの段階依存の選択と、他方で、ＤＤ−ＬＭＳ等化器の新たな変種とは、別々の実施形態において実施されることが可能であることに留意されたい。つまり、図６および図８における破線のブロックは、オプションと考えられることが可能であり、図６および図８の破線でないブロックに対応するＤＤ−ＬＭＳ等化器アーキテクチャまたはＤＤ−ＬＭＳ等化器アルゴリズムの残りの新たな変種は、段階依存の切り替えまたは選択なしに、提供されてもよい。さらに、異なる等化器アーキテクチャまたは更新アルゴリズムの間の段階依存の切り替えまたは選択を使用する混成等化器アーキテクチャは、ＤＤ−ＬＭＳ等化器の新たな変種なしに、実施されてもよい。代わりに、切り替えまたは選択は、知られている２つの等化器アーキテクチャまたは更新アルゴリズム、例えば、Ｓｃｈｎｉｔｅｒ他の前述の従来技術において開示されるグリフィス・アルゴリズムと従来のＤＤ−ＬＭＳアルゴリズムの間で実行されてもよい。

要約すると、直交拡散符号を使用する符号多重遠隔通信システムの受信機における重み適応を制御する受信装置および方法が、説明されており、ただし、受信された離散時間信号サンプルは、第１の等化ステップを使用することによってチップ・レベル・フィルタリングされる。さらに、受信された離散時間信号サンプルは、データ・シンボルに相当する期間だけ遅延され、第２の等化ステップにおいて使用される。第１の等化ステップから獲得されたシンボル推定値が、非線形フィルタリングされ、後続のシンボル周期において第２の等化ステップのための所望される応答として使用され、ただし、第２の等化ステップにおいて適応させられた等化器重みが、第１の等化ステップのために使用される。代替として、第２の等化ステップは、省かれてもよく、重み適応は、単一の等化ステップに組み込まれてもよい。追加のオプション、または代替のオプションとして、混成等化器アーキテクチャが提供されてもよく、ただし、前述の２ステップ等化が、チャネルが割り当てられている活性段階中に使用されるのに対して、別の重み更新スキームが、チャネルが全く割り当てられていない非活性段階中に使用される。その結果、干渉電力の悪影響が、複雑度の小さな増加で低減されることが可能である。

最後に、ただし、重要なこととして、特許請求の範囲を含む本明細書で使用される際、「含む」または「含んだ」という語は、述べられる特徴、手段、ステップ、または構成要素の存在を明示することを意図するが、他の特徴、手段、ステップ、構成要素、またはこれらのグループの存在または追加を排除しないことに留意されたい。さらに、特許請求の範囲における要素の前に付く「或る」という語は、複数のそのような要素の存在を排除しない。さらに、いずれの符号も、特許請求の範囲を限定しない。

Claims (4)

1. 直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システム内で使用のための受信装置であって、 ａ．離散時間信号サンプルを受信するため、および前記受信された信号サンプルをチップ・レベル・フィルタリングするためのフィルタリング・ブランチと、
   ｂ．前記受信された信号サンプルの中に含まれる拡散符号間の直交性を復元するための等化器手段と、
   ｃ．前記等化器手段のフィルタ重みを更新するための重み適応手段と、
   ｄ．前記受信装置に少なくとも１つのチャネル符号が割り当てられている活性段階中に、重み適応に関する第１の更新スキームを使用し、前記受信装置にチャネル符号が全く割り当てられていない非活性段階中に、重み適応に関する第２の更新スキームを使用するよう、前記重み適応手段を制御するための選択手段と、を含み、
   前記第２の更新スキームの更新レートは、前記第１の更新スキームの更新レートより低い、受信装置。
2. 前記第１の更新スキームは、判定指向の正規化された最小平均２乗誤差スキームに基づき、前記第２の更新スキームは、グリフィス・アルゴリズムに基づく請求項１に記載の受信装置。
3. 直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システムの受信機において重み適応を制御する方法であって、
   ａ．離散時間信号サンプルを受信し、前記受信された信号サンプルをチップ・レベル・フィルタリングするステップと、
   ｂ．前記受信された信号サンプルを等化して、前記受信された信号サンプルの中に含まれる拡散符号間の直交性を復元するステップと、
   ｃ．前記受信機に少なくとも１つのチャネル符号が割り当てられている活性段階中に、第１の重み更新スキームを使用し、前記受信機にチャネル符号が全く割り当てられていない非活性段階中に、第２の重み更新スキームを使用するよう、前記等化するステップにおいて適用されるフィルタ重みの更新を制御するステップと、を含み、
   前記第２の重み更新スキームの更新レートは、前記第１の重み更新スキームの更新レートより低い、方法。
4. コンピュータ・デバイス上で実行されると、請求項３の方法の前記ステップを生成するように適合された符号手段を含むコンピュータ・プログラム。

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