KR100239177B1

KR100239177B1 - 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 스마트안테나 수신장치 및 방법

Info

Publication number: KR100239177B1
Application number: KR1019970043738A
Authority: KR
Inventors: 박진수
Original assignee: 윤종용; 삼성전자주식회사
Priority date: 1997-08-30
Filing date: 1997-08-30
Publication date: 2000-01-15
Also published as: CN1135874C; EP0899894B1; US6353643B1; DE69823288T2; KR19990020278A; CN1220562A; EP0899894A2; DE69823288D1; EP0899894A3

Abstract

본 발명은 복수개의 안테나를 통해 수신되는 각 무선신호에 적응 가중치를 곱한 후 총 합산하여 배열 출력 신호로 출력하고, 상기 배열 출력 신호와 의사잡음부호를 곱하여 역확산된 신호를 여파한 후 진폭을 조절하여 상기 진폭 조절된 신호와 상기 의사잡음부호를 곱하여 재확산함에 의해 발생된 기준 신호와 상기 배열 출력 신호의 차를 계산하여 오차 신호를 발생하며, 상기 오차 신호와 상기 무선 신호를 통해 최적의 적응 가중치로 수렴하는 적응 가중치를 발생하는 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신장치 및 방법을 구현하였다.

Description

씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 스마트 안테나 수신장치 및 방법

본 발명은 이동통신시스템에 관한 것으로, 특히 스마트 안테나 방식을 사용하는 부호분할 다원접속(CDMA; Code Division Multiple Access) 이동통신시스템의 수신장치 및 방법에 관한 것이다.

상기 스마트 안테나 방식은 안테나 어레이(antenna array)에서 개개의 소자가 입력신호를 수신하여 얻은 정보에 의해 자동적으로 안테나를 최적의 방향으로 조정하도록 하는 방식을 말한다. 한편, 상기 스마트 안테나 방식은 통상적으로 적응성 안테나 어레이(adaptive antenna array)라 통칭한다.

상술한 스마트 안테나 방식을 채용한 무선 수신기의 공간적 여파기의 구성은 도 1에 도시된 바와 같이 스마트 안테나, 즉 적응적 배열의 안테나 배열, 복수개의 곱셈기(110)와 합산기(120), 적응치를 조절해 주는 적응처리기(130)로 구성된다.

상기 도 1을 참조하여 종래 동작을 간략하게 설명하면, 스마트 안테나, 즉 적응적 배열을 가지는 복수개의 안테나로부터 수신된 배열 입력 벡터 신호(x1∼xn)들은 각각의 곱셈기(110-1∼110-n)로 인가되어 적응처리기(130)에 의해 적응적으로 조절되는 복소수의 가중치(W1∼Wn)들과 곱하여져 출력된다. 상기 출력되는 신호는 합산기(120)으로 인가되어 결합하여 배열 출력(y)를 얻음으로써 수신 빔(beam) 형태 상에서 원하는 신호가 오는 방향으로 이득을 주고 간섭신호가 오는 방향으로 널(null)을 형성하여 공간적으로 선택적인 수신을 가능하게 한다. 이로 인해 상기 도 1에 도시된 회로를 공간적 여파기로 칭하였으며, 상기 공간적 여파기는 CDMA 이동통신시스템에서 동 채널간 간섭을 줄여 주어 시스템의 용량을 늘려주는 역할을 한다.

상술한 바와 같이 종래 스마트 안테나 수신기의 적응 가중치를 조절해 주는 적응처리기(130)는 안테나 배열에 수신된 배열 입력 벡터(x1∼xn)와 배열 출력(y) 만을 가지고 적응 가중치(W1∼Wn)를 조절한다. 이때 최적의 가중치를 구하여 신호원의 방향을 찾아내기 위해 계산, 수신신호 벡터의 자기 상관 행렬 계산, 자기 상관 행렬의 역행렬과 고유 벡터를 구하는 계산 등을 포함하는 복잡한 계산 처리 과정을 거쳐야 한다.

이로 인해 스마트 안테나 시스템의 적응처리기가 처리 시간과 회로의 복잡도가 매우 큼으로 인해 실제적인 이동통신시스템에 적용하는데 많은 어려움이 있다.

상술한 종래 스마트 안테나 시스템의 적응처리기가 복잡한 이유는 원하는 신호와 간섭 신호와의 알려진 차이점에 관한 정보를 전부 활용하지 못했기 때문이다.

따라서 상기한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 역방향 파일럿 신호를 이용하여 적응처리기에서 이루어지는 계산을 간단하게 하여 복잡도를 간소화하는 수신장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 역방향 파일럿 신호를 이용하여 적응처리기에서 이루어지는 계산을 간단하게 하여 복잡도를 간소화하는 수신방법을 제공함에 있다.

도 1은 종래 공간적 여파기의 회로도.

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 공간적 여파기의 회로도.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.

우선 CDMA 시스템의 역방향 링크에서 파일럿 신호를 사용한 동기(coherent) 수신을 하면 별 다른 처리 없이도 원하는 사용자의 파일럿 PN 코드를 자연스럽게 알게 됨을 밝혀둔다. 이때 상기 파일럿 신호는 원하는 신호와는 상관이 크고 간섭 신호와는 상관이 없는 신호이기 때문에 상기 역방향 파일럿 신호를 스마트 안테나에 구비된 적응처리기에 활용할 수 있다.

상기한 적응처리기를 가지는 본 발명에 따른 공간적 여파기의 회로는 도 2에 도시된 바와 같이 복수개로 구성된 곱셈기(210), 합산기(220), 적응처리기(230), 곱셈기(240), 여파기(250), PN 코드 발생기(260), 제한기(270), 곱셈기(280), 합산기(290)으로 구성된다.

복수개로 구성된 안테나는 선형 또는 원형으로 배열되어 무선 신호(x1∼xn)를 수신하는 기능을 수행한다. 곱셈기(210)는 210-1∼210-n 복수개로 구성되어 상기 안테나와 일대일 접속되어 상기 무선 신호(x1∼xn)와 적응 가중치(W1∼Wn)를 곱하여 출력한다. 합산기(220)는 상기 복수개의 곱셉기(210-1∼210-n)로부터 각각 입력되는 신호를 합산하여 배열 출력신호(y)를 출력한다. 적응처리기(230)는 합산기(290)로부터 인가되는 오차신호(ε)와 상기 무선 신호(x1∼xn)에 의해 적응 알고리즘을 수행하여 상기 적응 가중치(W1∼Wn)를 조절한다. PN 코드 발생기(260)는 수신된 역방향 파일럿 신호로부터 의사잡음부호(PN code; Pseudo-Noise Code)를 발생한다. 곱셈기(240)는 상기 파일럿 PN 코드를 상기 합산기(220)의 배열 출력 신호(y)와 곱한다. 기준신호 발생루프는 데이터 대역 여파기(250), 제한기(270)와 상기 제한기(270)의 출력과 PN 코드를 곱하는 곱셈기(280)로 구성되어 상기 적응처리기(230)의 적응 알고리듬에 사용되는 기준 신호(y_d)를 발생시킨다. 합산기(290)는 상기 기준 신호 y_d와 상기 배열 출력 신호 y의 차에 의한 오차신호(ε)를 출력한다.

이하 본 발명에 따른 일 실시 예를 상술한 구성을 참조하여 상세히 설명한다.

원하는 신호와 간섭 신호들이 각각 서로 다른 방향의 안테나를 통해 수신될 때 원하는 신호 방향으로는 안테나의 수신 빔 패턴의 주 로브를 향하게 하고 간섭 신호 방향으로는 안테나의 수신 빔 패턴의 널을 형성하도록 적응 가증치 벡터 W를 조절한다. 상기 적응 가중치 W를 조절해 주기 위해서는 무선 신호(x1∼xn)의 데이터 벡터 x 성분들의 선형적 결합 y가 원하는 신호 y_d에 근사화 할 수 있도록 한다.

상기 선형적 결합 y는

y = W⋅x^T

와 같이 수학식으로 나타낼 수 있다.

다음과 같이 표현되는 LMS 알고리즘은 반복 가중치 갱신을 통해 적응 가중치W가 자승 평균 오차(MSE)를 최소화 하는 최적의 적응 가중치 W로 수렴하게 된다.

상기 최적의 적응 가중치 W를 얻기 위한 적응처리기(230)가 수행하는 동작은 아래 <수학식 1>로 나타낼 수 있다.

W(k+1) = W(k)+2με^*(k)⋅x(k)

상기 <수학식 1>에 도시된 k는 적응 주기와 같은 이산적인 시간, μ는 적응 속도와 안정성을 조절해 주는 스칼라 상수, ε는 오차 신호(y_d-y), *는 공액 복소수를 나타낸다.

상기 오차 신호 ε를 구하기 위해 출력 신호 y를 얻는 동작을 보면, 각 안테나를 통해 수신되는 무선신호 x1∼xn은 n개의 곱셈기(210-1∼210-n)로 각각 인가된다. 상기 무선신호 x1∼xn은 상기 각 곱셈기(210-1∼210-n)에서 적응처리기(230)로부터 인가되는 적응 가중치 W1∼Wn과 각각 곱하여 진다. 상기 각 곱셈기(210-1∼210n)에서 출력되는 신호는 합산기(220)로 인가되어 총 합된 신호가 출력된다. 상기 합산기(220)로부터 출력되는 신호가 출력신호 y가 된다.

한편 오차 신호 ε을 구하기 위해 요구되는 기준 신호 y_d를 상기 y를 이용하여 구하는 동작을 보면, 상기 y는 합산기(290)와 곱셈기(240)으로 인가되며, 상기 곱셈기(240)로 인가된 y는 PN 코드 발생기(260)로부터 인가되는 파일럿 PN 코드와 곱하여져 출력된다. 상기 파일럿 PN 코드는 배열 출력 신호에 송신단에서 원하는 사용자의 신호에 곱해졌던 PN 코드와 동일한 PN 코드를 의미한다. 상기 곱셈기(240)에 의해 원하는 신호는 역확산되어 대역폭이 데이터 대역폭으로 축소되고, 간섭 성분은 확산 대역폭에 남아있게 된다. 한편, 상기 곱셈기(240)를 통과한 신호가 데이터 대역폭 여파기(250)를 통과하면 원하는 신호는 통과하고, 간섭 성분은 중간 대역폭만 제외하고 제거된다. 상기 여파기(250)를 통과한 신호는 기준 신호 y_d의 진폭 조절을 위해 제한기에 가해지고, 상기 제한기(270)의 출력은 곱셈기(280)로 인가되어 다시 상기 파일럿 PN 코드와 곱해져서 재 확산되어 기준 신호 y_d가 출력된다.

상기 합산기(220)로부터 출력된 y와 상기 곱셈기(280)로부터 출력된 y_d는 오차 신호 ε를 얻기 위해 합산기(290)로 인가되어 상기 y와 y_d의 차에 의한 오차 신호 ε가 출력된다.

결과적으로 원하는 신호는 상기 두 개의 곱셈기(240,280), 여파기(250),제한기(270), 합산기(290)로 구성된 루프를 비교적 변하지 않고 통과하게 되지만 간섭은 그 파형이 완전히 변화되어 기준 신호와 배열 출력에서의 간섭과의 상관이 실질적으로 없어진다.

상기 오차 신호 ε는 상기 안테나를 통해 수신되는 무선 신호 x1∼xn의 데이터 벡터 x와 함께 상기한 <수학식 1>에 의해 적응 가중치 W를 얻을 수 있도록 상기 적응처리기(230)로 인가된다.

상기 <수학식 1>에 의해 적응 가중치 W를 얻는데 필요한 적응 주기와 같은 이산적인 시간 k, 스칼라 상수 μ는 설정된 상수이다.

상기한 바와 같이 본 발명은 스마트 안테나에서 파일럿 신호를 사용한 기준 신호 발생기와 LMS 적용 처리기를 사용함으로써 종래 파일럿 신호를 사용하지 않는 적응 처리기에 비해 계산량과 복잡도를 크게 줄일 수 있는 효과가 있다.

또한 상기 파일럿 신호는 CDMA 시스템의 역방향 동기 수신을 위해 사용되므로 이를 스마트 안테나에도 적용하면 하나의 파일럿 신호를 이용하여 두가지 기능을 서비스할 수 있는 효과가 있다.

Claims

스마트 안테나 방식을 채용한 씨디엠에이 이동통신시스템의 기지국 수신기에 있어서,

복수개의 안테나를 통해 수신되는 각 무선신호에 적응 가중치를 곱하는 복수개의 곱샘기와,

상기 복수개의 곱셈기로부터 각각 출력되는 신호를 합산하여 배열 출력 신호로 출력하는 합산기와,

송신단에서 사용되어진 의사잡음부호를 발생하는 의사잡음부호 발생기와,

상기 배열 출력 신호와 상기 의사잡음부호를 곱하여 역확산된 신호를 발생하는 곱셈기와,

상기 역확산된 신호를 여파하여 간섭 성분을 제거하는 데이터 대역폭 여파기와,

상기 간섭 성분이 제거된 신호의 진폭을 조절하는 제한기와,

상기 진폭 조절된 신호와 상기 의사잡음부호를 곱하여 재확산된 기준 신호를 발생하는 곱셈기와,

상기 기준 신호와 상기 배열 출력 신호의 차를 계산하여 오차 신호를 발생하는 합산기와,

상기 오차 신호와 상기 무선 신호를 통해 최적의 적응 가중치로 수렴하는 적응 가중치를 발생하는 적응처리기로 구성됨을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신장치.
제1항에 있어서, 상기 적응처리기는 상기 오차 신호와 상기 무선 신호를 제공받아 하기와 같은 <수학식 2>를 이용하여 최적의 적응 가중치로 수렴하는 적응 가중치를 발생함을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신장치.

W(k+1) = W(k)+2με^*(k)⋅x(k)

여기서, k는 적응 주기와 같은 이산적인 시간, μ는 적응 속도와 안정성을 조절해 주는 스칼라 상수, ε는 상기 오차 신호, *는 공액 복소수, x(k)는 무선신호의 데이터 벡터 성분을 의미한다.
스마트 안테나 방식을 채용한 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신방법에 있어서,

복수개의 안테나를 통해 수신되는 각 무선신호에 적응 가중치를 곱한 후 총 합산하여 배열 출력 신호로 출력하는 제1과정과,

상기 배열 출력 신호와 의사잡음부호를 곱하여 역확산된 신호를 여파한 후 진폭을 조절하여 상기 진폭 조절된 신호와 상기 의사잡음부호를 곱하여 재확산함에 의해 발생된 기준 신호와 상기 배열 출력 신호의 차를 계산하여 오차 신호를 발생하는 제2과정과,

상기 오차 신호와 상기 무선 신호를 통해 최적의 적응 가중치로 수렴하는 적응 가중치를 발생하는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신방법.
제3항에 있어서, 상기 제3과정은 상기 오차 신호와 상기 무선 신호를 제공받아 하기와 같은 <수학식 3>을 이용하여 최적의 적응 가중치로 수렴하는 적응 가중치를 발생함을 특징으로 하는 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 수신방법.

W(k+1) = W(k)+2με^*(k)⋅x(k)

여기서, k는 적응 주기와 같은 이산적인 시간, μ는 적응 속도와 안정성을 조절해 주는 스칼라 상수, ε는 상기 오차 신호, *는 공액 복소수, x(k)는 무선신호의 데이터 벡터 성분을 의미한다.