JP3143247B2 - 符号分割多元接続復調装置 - Google Patents
符号分割多元接続復調装置Info
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
- H04B1/71075—Parallel interference cancellation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、符号分割多元接続（Ｃ
ＤＭＡ）通信、特にパーソナル通信システム（ＰＣＳ）
のような移動通信におけるＣＤＭＡ通信に用いる復調装
置に関するものである。
ＤＭＡ）通信、特にパーソナル通信システム（ＰＣＳ）
のような移動通信におけるＣＤＭＡ通信に用いる復調装
置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】ＣＤＭＡ通信における変復調装置は、例え
ば次記文献に示されている。 文献： BERNARD SKLAR 著、"DIGITAL COMMUNICATIONS
Fundamentals andApplications" pp.571-573、1988
年、Prentice Hall 発行。この文献の変復調装置では、
送信データに拡散コードをかけてスペクトラムを拡散す
る。スペクトラム拡散された信号は、無線機によって高
周波信号に変換され、アンテナから送信される。複数の
送信局は同一の周波数を用い、使用する拡散コードが異
なっている。復調装置では、アンテナからの受信信号
は、高周波からベースバンド信号に変換され、送信局と
同期した拡散コードを乗じ、１シンボル分を加算して復
調信号を取り出す。復調信号には目的とする信号のほか
に、他局からの干渉信号が含まれるが、干渉信号は目的
とする信号に比べて小さいため、復調信号としては、目
的とする局の信号が得られる。
ば次記文献に示されている。 文献： BERNARD SKLAR 著、"DIGITAL COMMUNICATIONS
Fundamentals andApplications" pp.571-573、1988
年、Prentice Hall 発行。この文献の変復調装置では、
送信データに拡散コードをかけてスペクトラムを拡散す
る。スペクトラム拡散された信号は、無線機によって高
周波信号に変換され、アンテナから送信される。複数の
送信局は同一の周波数を用い、使用する拡散コードが異
なっている。復調装置では、アンテナからの受信信号
は、高周波からベースバンド信号に変換され、送信局と
同期した拡散コードを乗じ、１シンボル分を加算して復
調信号を取り出す。復調信号には目的とする信号のほか
に、他局からの干渉信号が含まれるが、干渉信号は目的
とする信号に比べて小さいため、復調信号としては、目
的とする局の信号が得られる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成の装置において、各送信局が非同期で拡散コー
ドとして疑似ランダム符号のような非直交符号を用いた
場合、ある局が送信する信号は他の局にとっては干渉波
として受信データに加算されるため、送信局数が多くな
ると、干渉量が多くなり受信データに誤りが発生すると
いう問題点があった。従って、本発明の目的は、干渉に
よるデータの誤りを低減することにある。
うな構成の装置において、各送信局が非同期で拡散コー
ドとして疑似ランダム符号のような非直交符号を用いた
場合、ある局が送信する信号は他の局にとっては干渉波
として受信データに加算されるため、送信局数が多くな
ると、干渉量が多くなり受信データに誤りが発生すると
いう問題点があった。従って、本発明の目的は、干渉に
よるデータの誤りを低減することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、各送信局に対
応した各記憶領域にベースバンドの受信信号が入力さ
れ、且つ各局の送信信号の推定データ系列で書き換えら
れるメモリ手段と、指定された局に対応したその推定デ
ータ系列とその指定局の拡散コードとの相関を計算しそ
の相関値に基づいて複数シンボル分のシンボル推定値を
作成しそのシンボル推定値を一時的に記憶する推定値計
算手段とを有する。また、指定された局のシンボルデー
タ推定値に対応する、この推定値計算手段に記憶されて
いた前回のシンボル推定値とこの推定値計算手段で作成
した今回のシンボル推定値との差分を計算しそのシンボ
ル推定差分値と指定局の拡散コードの積に対応した干渉
データ系列を作成する干渉量計算手段と、メモリ部にお
ける指定局を除く各局の推定データ系列と干渉データ系
列との差分を計算しこれらの各差分データ系列で各局の
推定データ系列を書換える除去手段とを有する。更に、
シンボルの区切りを検出（１つのシンボルの受信完了の
検出）してその局を前記指定局として指定する機能と、
指定局に関する最先行シンボルの相関値もしくはシンボ
ル推定値を復調データとして出力させる機能とを含み、
装置全体の動作を制御する制御手段を有する。
応した各記憶領域にベースバンドの受信信号が入力さ
れ、且つ各局の送信信号の推定データ系列で書き換えら
れるメモリ手段と、指定された局に対応したその推定デ
ータ系列とその指定局の拡散コードとの相関を計算しそ
の相関値に基づいて複数シンボル分のシンボル推定値を
作成しそのシンボル推定値を一時的に記憶する推定値計
算手段とを有する。また、指定された局のシンボルデー
タ推定値に対応する、この推定値計算手段に記憶されて
いた前回のシンボル推定値とこの推定値計算手段で作成
した今回のシンボル推定値との差分を計算しそのシンボ
ル推定差分値と指定局の拡散コードの積に対応した干渉
データ系列を作成する干渉量計算手段と、メモリ部にお
ける指定局を除く各局の推定データ系列と干渉データ系
列との差分を計算しこれらの各差分データ系列で各局の
推定データ系列を書換える除去手段とを有する。更に、
シンボルの区切りを検出（１つのシンボルの受信完了の
検出）してその局を前記指定局として指定する機能と、
指定局に関する最先行シンボルの相関値もしくはシンボ
ル推定値を復調データとして出力させる機能とを含み、
装置全体の動作を制御する制御手段を有する。
【０００５】
【作用】本発明の原理について説明する。スペクトル拡
散通信におけるベースバンドでの送信局ｊの送信信号
は、一般に次式（１）で表わすことができる。 ａｊ（ｔ）・ＰＮｊ（ｔ） 式（１） ここで、ａｊ（ｔ）は時刻ｔにおいてｊ局が送信した送
信データ（シンボル情報のデータ）であり、プラス１あ
るいはマイナス１であらわされる。またシンボルデータ
ａｊ（ｔ）はシンボル長の時間は変化しない。ＰＮｊ
（ｔ）はｊ局が用いている拡散コードである。また、ベ
ースバンドでの受信信号Ｒ（ｔ）は各送信局１〜ｍの送
信信号の和と見ることができ、次式（２）で表わすこと
ができる。 R(t) = a1(t)・PN1(t) + a2(t)・PN2 + ．．．+ am(t)・PNm(t) 式（２） いま、相関検波によってｊ局の信号を検出する場合は、
ベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）とｊ局の拡散コードＰ
Ｎｊとの相関演算を１シンボルの区間（ｔ＝１〜Ｎ、た
だしＮはチップ数）で行うことで復調でき、１つのシン
ボルの相関検波出力（シンボル相関値）ｂｊは、次式
（３）で表わすことができる。 bj = (1/N)Σaj(t)・PNj(t)・PNj(t) + (1/N)ΣΣai(t)・PNi(t)・PNj(t) 式（３） 式（３）において、右辺の第１項の加算範囲はｔ＝１〜
Ｎであり、右辺の第２項の加算範囲は、ｔ＝１〜Ｎ及び
ｉ＝１〜ｍ（ただしｉ≠ｊ）であり、右辺の第１項は送
信データであり、右辺の第２項は干渉信号となる。拡散
コードが互いに直交している場合、相関検波出力は送信
データａｊと等しくなるが、非直交の拡散コードを用い
た場合、拡散コード間の相関に対応した干渉信号が存在
することになり、復調データのビット誤り率は大きくな
る。また、各局が非同期である場合は、式（３）の右辺
の第２項を直接計算することは困難である。
散通信におけるベースバンドでの送信局ｊの送信信号
は、一般に次式（１）で表わすことができる。 ａｊ（ｔ）・ＰＮｊ（ｔ） 式（１） ここで、ａｊ（ｔ）は時刻ｔにおいてｊ局が送信した送
信データ（シンボル情報のデータ）であり、プラス１あ
るいはマイナス１であらわされる。またシンボルデータ
ａｊ（ｔ）はシンボル長の時間は変化しない。ＰＮｊ
（ｔ）はｊ局が用いている拡散コードである。また、ベ
ースバンドでの受信信号Ｒ（ｔ）は各送信局１〜ｍの送
信信号の和と見ることができ、次式（２）で表わすこと
ができる。 R(t) = a1(t)・PN1(t) + a2(t)・PN2 + ．．．+ am(t)・PNm(t) 式（２） いま、相関検波によってｊ局の信号を検出する場合は、
ベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）とｊ局の拡散コードＰ
Ｎｊとの相関演算を１シンボルの区間（ｔ＝１〜Ｎ、た
だしＮはチップ数）で行うことで復調でき、１つのシン
ボルの相関検波出力（シンボル相関値）ｂｊは、次式
（３）で表わすことができる。 bj = (1/N)Σaj(t)・PNj(t)・PNj(t) + (1/N)ΣΣai(t)・PNi(t)・PNj(t) 式（３） 式（３）において、右辺の第１項の加算範囲はｔ＝１〜
Ｎであり、右辺の第２項の加算範囲は、ｔ＝１〜Ｎ及び
ｉ＝１〜ｍ（ただしｉ≠ｊ）であり、右辺の第１項は送
信データであり、右辺の第２項は干渉信号となる。拡散
コードが互いに直交している場合、相関検波出力は送信
データａｊと等しくなるが、非直交の拡散コードを用い
た場合、拡散コード間の相関に対応した干渉信号が存在
することになり、復調データのビット誤り率は大きくな
る。また、各局が非同期である場合は、式（３）の右辺
の第２項を直接計算することは困難である。
【０００６】従って、本発明では、ある局ｉのシンボル
推定値が得られる毎に、ｉ局の送信信号すなわち式
（３）の右辺第２項の信号ａｉ（ｔ）・ＰＮｉ（ｔ）を
推定作成し、他の局が使う受信信号Ｒ（ｔ）から除去
し、このような操作を繰り返すことによって各局の送信
信号を推定し、結果として式（３）の右辺第２項の干渉
量を低減するものである。なお、各局毎に設けたメモリ
領域に記憶されているデータは、極く最新のデータを除
いて受信信信号Ｒ（ｔ）そのものではなく、シンボルを
推定する毎に逐次更新されるものなので、以下、推定デ
ータ系列と言う。
推定値が得られる毎に、ｉ局の送信信号すなわち式
（３）の右辺第２項の信号ａｉ（ｔ）・ＰＮｉ（ｔ）を
推定作成し、他の局が使う受信信号Ｒ（ｔ）から除去
し、このような操作を繰り返すことによって各局の送信
信号を推定し、結果として式（３）の右辺第２項の干渉
量を低減するものである。なお、各局毎に設けたメモリ
領域に記憶されているデータは、極く最新のデータを除
いて受信信信号Ｒ（ｔ）そのものではなく、シンボルを
推定する毎に逐次更新されるものなので、以下、推定デ
ータ系列と言う。
【０００７】本発明のメモリ手段においては、各局対応
の各記憶領域に受信信号が入力され、一連の手段によっ
て、逐次、推定データ系列で書き換えられる。制御手段
によって、シンボル区切りが検出される毎に（１シンボ
ルの受信が完了する毎に）、その局ｉが指定される。指
定局ｉの推定データ系列がメモリ手段から読み出され、
推定値計算手段によって、拡散コードＰＮｉ（ｔ）との
相関が各シンボル毎に計算される。この相関値をシンボ
ル推定値としてもよいが、望ましくは、例えばサイン関
数によって、絶対値を１に近づける補正を行ってシンボ
ル推定値を作成する。この補正は収束速度を速め、干渉
除去効果を高める。このシンボル推定値は一時的に記憶
される。干渉量計算手段において、前回計算されて記憶
されているシンボル推定値と今回計算されたシンボル推
定値との差分が計算される。これは、記憶領域における
推定データ系列は、極く最近の受信データを除き、すで
に前回のシンボル推定値に応じて修正されたものであ
り、今回の修正はその差分で修正する必要があるための
処置である。そして、この差分と拡散コードＰＮｉ
（ｔ）との積を取ることによって、干渉修正データ系列
が作成される。この干渉修正データ系列は、振幅は差分
であるが、ｉ局の送信信号を推定するものである。除去
手段において、メモリ手段からｉ局を除く、各局の推定
データ系列が読み出され、それぞれ、ｉ局の干渉データ
系列が減算され、干渉データ系列が除去されたこの指定
データ系列でｉ局を除く各記憶領域のデータが書き換え
られる。
の各記憶領域に受信信号が入力され、一連の手段によっ
て、逐次、推定データ系列で書き換えられる。制御手段
によって、シンボル区切りが検出される毎に（１シンボ
ルの受信が完了する毎に）、その局ｉが指定される。指
定局ｉの推定データ系列がメモリ手段から読み出され、
推定値計算手段によって、拡散コードＰＮｉ（ｔ）との
相関が各シンボル毎に計算される。この相関値をシンボ
ル推定値としてもよいが、望ましくは、例えばサイン関
数によって、絶対値を１に近づける補正を行ってシンボ
ル推定値を作成する。この補正は収束速度を速め、干渉
除去効果を高める。このシンボル推定値は一時的に記憶
される。干渉量計算手段において、前回計算されて記憶
されているシンボル推定値と今回計算されたシンボル推
定値との差分が計算される。これは、記憶領域における
推定データ系列は、極く最近の受信データを除き、すで
に前回のシンボル推定値に応じて修正されたものであ
り、今回の修正はその差分で修正する必要があるための
処置である。そして、この差分と拡散コードＰＮｉ
（ｔ）との積を取ることによって、干渉修正データ系列
が作成される。この干渉修正データ系列は、振幅は差分
であるが、ｉ局の送信信号を推定するものである。除去
手段において、メモリ手段からｉ局を除く、各局の推定
データ系列が読み出され、それぞれ、ｉ局の干渉データ
系列が減算され、干渉データ系列が除去されたこの指定
データ系列でｉ局を除く各記憶領域のデータが書き換え
られる。
【０００８】一連の手段によるこのような干渉量除去操
作は、制御手段によって、受信データがシンボルの区切
りに達した局があると、該当する局に対して行われる。
従って、例えば、第１局が指定され次に再び第１局が指
定されるまでの間に、第２局から第ｍ局までの全ての局
のシンボルの区切りが１回ずつあるので、第２局から第
ｍ局までの送信信号に基づく干渉が、第１局が使用する
記憶領域の推定データ系列から除去されることになる。
この関係は第１局以外の他の局についても同じなので、
各局が使用する記憶領域の推定データ系列から、他局の
送信信号に基づく干渉が、除去されることになる。この
場合、各局の送信信号が正しく再生されていれば、各局
の記憶領域には、その局の送信信号のみが残り、拡散コ
ードとの相関を計算すれば、その局のシンボルを正確に
復調することができる。他方、再生信号の推定（シンボ
ルの推定）に誤差が生じていれば、他の局による干渉新
信号が残ることになる。本発明では、一連の手段による
このような干渉除去操作を複数のシンボルについて行わ
せることによって、実質上、再生信号の推定（シンボル
の推定）を反復して行わせ、これにより推定誤差を少な
くする。復調データの出力は、指定局の最先行（古い）
シンボルの相関値またはシンボル指定で行う。
作は、制御手段によって、受信データがシンボルの区切
りに達した局があると、該当する局に対して行われる。
従って、例えば、第１局が指定され次に再び第１局が指
定されるまでの間に、第２局から第ｍ局までの全ての局
のシンボルの区切りが１回ずつあるので、第２局から第
ｍ局までの送信信号に基づく干渉が、第１局が使用する
記憶領域の推定データ系列から除去されることになる。
この関係は第１局以外の他の局についても同じなので、
各局が使用する記憶領域の推定データ系列から、他局の
送信信号に基づく干渉が、除去されることになる。この
場合、各局の送信信号が正しく再生されていれば、各局
の記憶領域には、その局の送信信号のみが残り、拡散コ
ードとの相関を計算すれば、その局のシンボルを正確に
復調することができる。他方、再生信号の推定（シンボ
ルの推定）に誤差が生じていれば、他の局による干渉新
信号が残ることになる。本発明では、一連の手段による
このような干渉除去操作を複数のシンボルについて行わ
せることによって、実質上、再生信号の推定（シンボル
の推定）を反復して行わせ、これにより推定誤差を少な
くする。復調データの出力は、指定局の最先行（古い）
シンボルの相関値またはシンボル指定で行う。
【０００９】図１は本発明の一実施例を示すブロック図
であり、１１は受信アンテナ、１２は無線機、１３は受
信シフトレジスタ部、１４は相関計算部、１５は拡散コ
ード発生部、１６は補正計算部、１７は干渉量計算部、
１８は除去量計算部、１９は復調装置全体の制御を行う
制御部である。また、受信シフトレジスタ部１３は、想
定される最大接続局数に対応した個数の受信シフトレジ
スタからなり、図１ではｍ個の移動局が接続されている
場合を示していて、１３−１、１３−２、・・・、１３
−ｍはそれぞれ、第１送信局、第２送信局、・・・、第
ｍ送信局に対応し、受信シフトレジスタ１３−１〜１３
−ｍの容量はそれぞれＫシンボル長分（この実施例では
Ｋ＝９）である。
であり、１１は受信アンテナ、１２は無線機、１３は受
信シフトレジスタ部、１４は相関計算部、１５は拡散コ
ード発生部、１６は補正計算部、１７は干渉量計算部、
１８は除去量計算部、１９は復調装置全体の制御を行う
制御部である。また、受信シフトレジスタ部１３は、想
定される最大接続局数に対応した個数の受信シフトレジ
スタからなり、図１ではｍ個の移動局が接続されている
場合を示していて、１３−１、１３−２、・・・、１３
−ｍはそれぞれ、第１送信局、第２送信局、・・・、第
ｍ送信局に対応し、受信シフトレジスタ１３−１〜１３
−ｍの容量はそれぞれＫシンボル長分（この実施例では
Ｋ＝９）である。
【００１０】次に、図２のフローチャートを参照して、
図１の復調装置の動作を説明する。図１において、受信
アンテナ１１から受診された受信信号は、無線機１２で
ベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）に変換される。無線機
１２から出力されるベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）
は、チップ周期毎にサンプリングされ、全ての受信シフ
トレジスタ１３−１〜１３−ｍに入力される（図２のス
テップＳＴＰ１）。ある局の受信データがシンボルの区
切りに達したときすなわち１つのシンボルの受信が完了
したとき（図２のステップＳＴＰ２）、その局を指定局
ｉとして指定する（図２のステップＳＴＰ３）。局ｉの
指定は、シンボルの区切りに達した局を順次循環的に行
い、また、ある局の最新の１つのシンボルに着目した場
合、それが受信シフトレジスタ１３−ｉの最終部に達す
るまでに、９回（レジスタ長）指定されることになる。
ｉ局が指定されると、その９シンボル分の推定データ系
列Ｄｉ（ｔ）が受信シフトレジスタ１３−ｉから、相関
計算部１４に出力される。
図１の復調装置の動作を説明する。図１において、受信
アンテナ１１から受診された受信信号は、無線機１２で
ベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）に変換される。無線機
１２から出力されるベースバンドの受信信号Ｒ（ｔ）
は、チップ周期毎にサンプリングされ、全ての受信シフ
トレジスタ１３−１〜１３−ｍに入力される（図２のス
テップＳＴＰ１）。ある局の受信データがシンボルの区
切りに達したときすなわち１つのシンボルの受信が完了
したとき（図２のステップＳＴＰ２）、その局を指定局
ｉとして指定する（図２のステップＳＴＰ３）。局ｉの
指定は、シンボルの区切りに達した局を順次循環的に行
い、また、ある局の最新の１つのシンボルに着目した場
合、それが受信シフトレジスタ１３−ｉの最終部に達す
るまでに、９回（レジスタ長）指定されることになる。
ｉ局が指定されると、その９シンボル分の推定データ系
列Ｄｉ（ｔ）が受信シフトレジスタ１３−ｉから、相関
計算部１４に出力される。
【００１１】相関計算部１４では、第ｉ番目の受信シフ
トレジスタ１３−ｉから出力される各シンボルに関する
推定データ系列Ｄｉ（ｔ）と、拡散コード発生部１５か
ら出力される第ｉ局の拡散コードＰＮｉ（ｔ）との相関
を、内積計算によって１シンボル分ずつ計算する（図２
のステップＳＴＰ４）。式で示すと、１つのシンボルの
相関値をｂｉ（ｋ）として、次式（４）となる。 ｂｉ（ｋ）＝（ｉ／Ｎ）ΣＤｉ（ｔ）・ＰＮｉ（ｔ） 式（４） ここで、加算範囲はｔ＝１〜Ｎであり、ｋはシンボル番
号（０〜８）、Ｎはチップ数（この実施例ではＮ＝１
０）である。この計算結果の各相関値ｂｉ（ｋ）は、各
シンボルａｉ（ｋ）の推定値となりえるが、この実施例
では、補正計算部１６に出力する。また、相関計算部１
４では、その受信受信シフトレジスタ１３−ｉの最終段
部に存在する最先行シンボル（最も古いシンボル）の相
関値ｂｉ（８）は、復調シンボルデータとして出力する
（図２のステップＳＴＰ４）。補正計算部１６では、各
シンボル相関値ｂｉ（ｋ）に対応して、次式（５）の補
正演算を行ない、シンボル推定値ｃｉ（ｋ）を計算する
（図２のステップＳＴＰ５）。 ｃｉ（ｋ） ← ｓｉｇｎ（ｂｉ（ｋ））ｓｑｒｔ（｜ｂｉ（ｋ）｜） 式（５） ここで、｜ ｜は絶対値、ｓｑｒｔ（ ）は平方根、ｓ
ｉｇｎ（ ）は符号であり±１を表わす。この補正は、
絶対値をシンボルの真の値である１に近づけ、受信シフ
トレジスタ１３−ｉの容量に対応した回数の反復計算に
おいて、より良い近似を与える。補正計算部１６で計算
された各シンボル推定値ｃｉ（ｋ）は、一時的に記憶さ
れるとともに、干渉量計算部１７に入力される。この各
シンボル推定値は、指定局ｉにとってはシンボルデータ
の推定値であるとともに、他の局にとっては干渉量の推
定値である。
トレジスタ１３−ｉから出力される各シンボルに関する
推定データ系列Ｄｉ（ｔ）と、拡散コード発生部１５か
ら出力される第ｉ局の拡散コードＰＮｉ（ｔ）との相関
を、内積計算によって１シンボル分ずつ計算する（図２
のステップＳＴＰ４）。式で示すと、１つのシンボルの
相関値をｂｉ（ｋ）として、次式（４）となる。 ｂｉ（ｋ）＝（ｉ／Ｎ）ΣＤｉ（ｔ）・ＰＮｉ（ｔ） 式（４） ここで、加算範囲はｔ＝１〜Ｎであり、ｋはシンボル番
号（０〜８）、Ｎはチップ数（この実施例ではＮ＝１
０）である。この計算結果の各相関値ｂｉ（ｋ）は、各
シンボルａｉ（ｋ）の推定値となりえるが、この実施例
では、補正計算部１６に出力する。また、相関計算部１
４では、その受信受信シフトレジスタ１３−ｉの最終段
部に存在する最先行シンボル（最も古いシンボル）の相
関値ｂｉ（８）は、復調シンボルデータとして出力する
（図２のステップＳＴＰ４）。補正計算部１６では、各
シンボル相関値ｂｉ（ｋ）に対応して、次式（５）の補
正演算を行ない、シンボル推定値ｃｉ（ｋ）を計算する
（図２のステップＳＴＰ５）。 ｃｉ（ｋ） ← ｓｉｇｎ（ｂｉ（ｋ））ｓｑｒｔ（｜ｂｉ（ｋ）｜） 式（５） ここで、｜ ｜は絶対値、ｓｑｒｔ（ ）は平方根、ｓ
ｉｇｎ（ ）は符号であり±１を表わす。この補正は、
絶対値をシンボルの真の値である１に近づけ、受信シフ
トレジスタ１３−ｉの容量に対応した回数の反復計算に
おいて、より良い近似を与える。補正計算部１６で計算
された各シンボル推定値ｃｉ（ｋ）は、一時的に記憶さ
れるとともに、干渉量計算部１７に入力される。この各
シンボル推定値は、指定局ｉにとってはシンボルデータ
の推定値であるとともに、他の局にとっては干渉量の推
定値である。
【００１２】干渉量計算部１７では、今回計算された第
ｉ局の各シンボル推定値ｃｉ（ｋ）と、前回計算された
第ｉ局の各シンボル推定値ｃｉ（ｋ−１）（但し、ｃｉ
（−１）＝０とする）との差分ｆｉ（ｋ）を、１シンボ
ル分ずつ計算する（図２のステップＳＴＰ６）。つい
で、各シンボルのこのシンボル推定差分値ｆｉ（ｋ）と
拡散コード発生部１５から出力される第ｉ局の拡散コー
ドＰＮｉ（ｔ）の各積を計算し（図２のステップＳＴＰ
７）、除去量計算部１８へ出力する。今、この積を干渉
修正データ系列Ｅｉ（ｔ）と名付け、式で示すと、次式
（６）のようになる。 Ｅｉ（ｋ）＝ｆｉ（ｋ）・ＰＮｉ（ｔ） 式（６）
ｉ局の各シンボル推定値ｃｉ（ｋ）と、前回計算された
第ｉ局の各シンボル推定値ｃｉ（ｋ−１）（但し、ｃｉ
（−１）＝０とする）との差分ｆｉ（ｋ）を、１シンボ
ル分ずつ計算する（図２のステップＳＴＰ６）。つい
で、各シンボルのこのシンボル推定差分値ｆｉ（ｋ）と
拡散コード発生部１５から出力される第ｉ局の拡散コー
ドＰＮｉ（ｔ）の各積を計算し（図２のステップＳＴＰ
７）、除去量計算部１８へ出力する。今、この積を干渉
修正データ系列Ｅｉ（ｔ）と名付け、式で示すと、次式
（６）のようになる。 Ｅｉ（ｋ）＝ｆｉ（ｋ）・ＰＮｉ（ｔ） 式（６）
【００１３】除去量計算部１８の動作（図２のステップ
ＳＴＰ８）を図３を参照して説明する。なお、図３は第
１局と第ｊ局についてのみ、推定データ系列を示してい
る。図３において、Ｅｉ（０）〜Ｅｉ（８）は指定局ｉ
のシンボル対応で表示した干渉修正データ系列、Ｅｉ00
〜Ｅｉ99は記憶段対応（チップ対応）で表示した干渉修
正データ系列、Ｄ１（０）〜Ｄ１（９）及びＤｊ（０）
〜Ｄｊ（９）は受信シフトレジスタ１３に記憶されてい
たシンボル対応で表示した推定データ系列、Ｄj00〜Ｄj
99は記憶段対応（チップ対応）で表示した推定データ系
列を示している。なお、推定データ系列Ｄj00〜Ｄj99
は、最初の１０チップデータと最後の１０チップデータ
の部分を示している。除去量計算部１８では、指定局ｉ
に関する干渉修正データ系列Ｅｉ00〜Ｅｉ99を干渉修正
量として、シフトレジスタ１３の中の１３−ｉを除く受
信シフトレジスタの推定データ系列Ｄｊ00〜Ｄｊ99（ｊ
＝１〜ｍ、ただしｊ≠ｉ）から、時間軸対応で除去し、
受信シフトレジスタの値を書き換える（図２のステップ
ＳＴＰ８）。式で表わすと次式（７）のようになる。 Ｄｊt ← Ｄｊt ーＥｊt 式（７） ここで、ｔは時間軸を表わし、ｔ＝００〜９９である。
書き換えられたデータ系列は、今回推定した干渉量が除
去された後の値となる。換言するに、各局のシンボル区
間はまちまちなので、図３の第１局では、データ系列Ｄ
１（０）とＤ１（１）の一部とがデータ系列Ｅ（０）で
修正され、データ系列Ｄ１（０）とＤ１（１）とのそれ
ぞれ一部がデータ系列Ｅ（１）で修正され、同様にして
最後にデータ系列Ｄ１（８）とＤ１（９）とのそれぞれ
一部がデータ系列Ｅ（８）で修正される。他の任意の局
ｊも同様に、指定局ｉの９個のシンボルに関する干渉デ
ータ系列Ｅｉ（０）〜Ｅｉ（８）によって、他の局にお
けるシンボルの位置に関係なく、時間対応で修正され
る。
ＳＴＰ８）を図３を参照して説明する。なお、図３は第
１局と第ｊ局についてのみ、推定データ系列を示してい
る。図３において、Ｅｉ（０）〜Ｅｉ（８）は指定局ｉ
のシンボル対応で表示した干渉修正データ系列、Ｅｉ00
〜Ｅｉ99は記憶段対応（チップ対応）で表示した干渉修
正データ系列、Ｄ１（０）〜Ｄ１（９）及びＤｊ（０）
〜Ｄｊ（９）は受信シフトレジスタ１３に記憶されてい
たシンボル対応で表示した推定データ系列、Ｄj00〜Ｄj
99は記憶段対応（チップ対応）で表示した推定データ系
列を示している。なお、推定データ系列Ｄj00〜Ｄj99
は、最初の１０チップデータと最後の１０チップデータ
の部分を示している。除去量計算部１８では、指定局ｉ
に関する干渉修正データ系列Ｅｉ00〜Ｅｉ99を干渉修正
量として、シフトレジスタ１３の中の１３−ｉを除く受
信シフトレジスタの推定データ系列Ｄｊ00〜Ｄｊ99（ｊ
＝１〜ｍ、ただしｊ≠ｉ）から、時間軸対応で除去し、
受信シフトレジスタの値を書き換える（図２のステップ
ＳＴＰ８）。式で表わすと次式（７）のようになる。 Ｄｊt ← Ｄｊt ーＥｊt 式（７） ここで、ｔは時間軸を表わし、ｔ＝００〜９９である。
書き換えられたデータ系列は、今回推定した干渉量が除
去された後の値となる。換言するに、各局のシンボル区
間はまちまちなので、図３の第１局では、データ系列Ｄ
１（０）とＤ１（１）の一部とがデータ系列Ｅ（０）で
修正され、データ系列Ｄ１（０）とＤ１（１）とのそれ
ぞれ一部がデータ系列Ｅ（１）で修正され、同様にして
最後にデータ系列Ｄ１（８）とＤ１（９）とのそれぞれ
一部がデータ系列Ｅ（８）で修正される。他の任意の局
ｊも同様に、指定局ｉの９個のシンボルに関する干渉デ
ータ系列Ｅｉ（０）〜Ｅｉ（８）によって、他の局にお
けるシンボルの位置に関係なく、時間対応で修正され
る。
【００１４】この一連の動作は、受信シフトレジスタ１
３に入力される受信信号が、シンボルの区切りに達する
度に繰り返される。すなわち、第１局のシンボルの区切
りでは、第１局の送信信号が再生され、第２局から第ｍ
局の受信シフトレジスタから除去される。第２局のシン
ボルの区切りでは、同様に第１局及び第３局から第ｍ局
の受信シフトレジスタから除去され、局を順次循環的に
指定して繰り返される。結果として、任意の局の任意の
チップデータは、その受信シフトレジスタの入力端に入
力され、最終段部に至るまでに、（Ｍ−１）・Ｋ回の反
復的干渉修正除去作用を他の局から受け、各局の送信シ
ンボルが推定される。受信シフトレジスタ１３−ｉの最
終段部に存在する指定局の再先行シンボルの推定データ
系列Ｄｉ（８）は、（Ｍ−１）・Ｋ回の反復的干渉修正
除去作用を受けることによって、そのシンボルのベース
バンドの送信信号を近似するものとなり、その相関値ま
たはシンボル推定値を復調データとして出力することに
よって、ビット誤り率が減少する。
３に入力される受信信号が、シンボルの区切りに達する
度に繰り返される。すなわち、第１局のシンボルの区切
りでは、第１局の送信信号が再生され、第２局から第ｍ
局の受信シフトレジスタから除去される。第２局のシン
ボルの区切りでは、同様に第１局及び第３局から第ｍ局
の受信シフトレジスタから除去され、局を順次循環的に
指定して繰り返される。結果として、任意の局の任意の
チップデータは、その受信シフトレジスタの入力端に入
力され、最終段部に至るまでに、（Ｍ−１）・Ｋ回の反
復的干渉修正除去作用を他の局から受け、各局の送信シ
ンボルが推定される。受信シフトレジスタ１３−ｉの最
終段部に存在する指定局の再先行シンボルの推定データ
系列Ｄｉ（８）は、（Ｍ−１）・Ｋ回の反復的干渉修正
除去作用を受けることによって、そのシンボルのベース
バンドの送信信号を近似するものとなり、その相関値ま
たはシンボル推定値を復調データとして出力することに
よって、ビット誤り率が減少する。
【００１５】図４は、拡散コードとして擬似ランダム符
号（ＰＮ符号）を用いた場合の、送信局間の干渉による
誤りを評価した計算機シミュレーション結果を示す特性
図であり、横軸は送信局数、縦軸は復調後のビット誤り
率、△印は本発明による誤り率、×印は従来技術（拡散
コードとの相関のみによる復調）による誤り率である。
図４のように、本発明は、従来技術と比べて、多くの送
信局数をとることが可能である。なお、図２のシュミレ
ーションにおいては、拡散コード：４２次のＰＮ符号
（周期は２の４２乗ー１）、拡散度：６４度、送信デー
タ：９次のＰＮ符号（周期は５１１）、雑音：他局から
の干渉のみとした。
号（ＰＮ符号）を用いた場合の、送信局間の干渉による
誤りを評価した計算機シミュレーション結果を示す特性
図であり、横軸は送信局数、縦軸は復調後のビット誤り
率、△印は本発明による誤り率、×印は従来技術（拡散
コードとの相関のみによる復調）による誤り率である。
図４のように、本発明は、従来技術と比べて、多くの送
信局数をとることが可能である。なお、図２のシュミレ
ーションにおいては、拡散コード：４２次のＰＮ符号
（周期は２の４２乗ー１）、拡散度：６４度、送信デー
タ：９次のＰＮ符号（周期は５１１）、雑音：他局から
の干渉のみとした。
【００１６】なお、前記実施例では、受信シフトレジス
タ１３−１〜１３−ｍに同一の受信信号を入力するもの
として示したが、各局毎に中間周波のそれぞれの拡散コ
ードを用いてベースバンドの受信信号に復調し、それぞ
れのベースバンド信号を入力するようにしてもよい。
タ１３−１〜１３−ｍに同一の受信信号を入力するもの
として示したが、各局毎に中間周波のそれぞれの拡散コ
ードを用いてベースバンドの受信信号に復調し、それぞ
れのベースバンド信号を入力するようにしてもよい。
【００１７】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、目的とする信号に用いられる符号と他局で用い
ている符号の干渉量を計算し、他局からの信号を除去す
るので、送信局が多くても干渉による誤りが少ない通信
を行うことが可能である。
よれば、目的とする信号に用いられる符号と他局で用い
ている符号の干渉量を計算し、他局からの信号を除去す
るので、送信局が多くても干渉による誤りが少ない通信
を行うことが可能である。
【図１】本発明の一実施例を示すＣＤＭＡ復調装置のブ
ロック図
ロック図
【図２】図１の動作を説明するためのフローチャート
【図３】図１のメモリ部におけるデータ配列を示す説明
図
図
【図４】本発明のシミュレーション結果を示す特性図
１１ 受信アンテナ １２ 無線機 １３ 受信シフトレジスタ １４ 相関計算部 １５ 拡散コード発生部 １６ 補正計算部 １７ 干渉量計算部 １８ 除去量計算部 １９ 制御部
フロントページの続き (72)発明者 川橋 明世志 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (72)発明者 深澤 敦司 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電 気工業株式会社内 (56)参考文献 特開 平６−177854（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−164538（ＪＰ，Ａ) 国際公開92／11722（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06
Claims (1)
- 【請求項１】 各送信局に対応した各記憶領域にベース
バンドの受信信号が入力され、且つ前記各局の送信信号
の推定データ系列で書き換えられるメモリ手段と、 指定された局に対応した前記推定データ系列とその指定
局の拡散コードとの相関を計算し、その相関値に基づい
て複数シンボル分のシンボル推定値を作成し、そのシン
ボル推定値を一時的に記憶する推定値計算手段と、指定された局のシンボルデータ推定値に対応する、 当該
推定値計算手段に記憶されていた前回のシンボル推定値
と当該推定値計算手段で作成した今回のシンボル推定値
との差分を計算し、そのシンボル推定差分値と前記指定
局の拡散コードの積に対応した干渉データ系列を作成す
る干渉量計算手段と、 前記メモリ部における当該指定局を除く各局の推定デー
タ系列と前記干渉データ系列との差分を計算し、これら
の各差分データ系列で当該各局の推定データ系列を書き
換える除去手段と、 シンボルの区切りを検出してその局を前記指定局として
指定する機能と、当該指定局に関する最先行シンボルの
相関値もしくはシンボル推定値を復調データとして出力
させる機能とを含み、装置全体の動作を制御する制御手
段とを、 備えていることを特徴とした符号分割多元接続復調装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP266093A JP3143247B2 (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | 符号分割多元接続復調装置 |
| CA 2109257 CA2109257C (en) | 1993-01-11 | 1993-10-26 | Code-division multiple-access demodulator with improved interference cancelation |
| US08/141,665 US5394434A (en) | 1993-01-11 | 1993-10-26 | Code-division multiple-access demodulator with improved interference cancelation |
| EP19930117494 EP0606546B1 (en) | 1993-01-11 | 1993-10-28 | Code-division multiple-access demodulator with interference cancellation |
| DE1993631436 DE69331436T2 (de) | 1993-01-11 | 1993-10-28 | Demodulator eines Kodemultiplexvielfachzugriffkommunikationssystems mit Interferenzunterdrückung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP266093A JP3143247B2 (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | 符号分割多元接続復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06209303A JPH06209303A (ja) | 1994-07-26 |
| JP3143247B2 true JP3143247B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=11535496
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP266093A Expired - Fee Related JP3143247B2 (ja) | 1993-01-11 | 1993-01-11 | 符号分割多元接続復調装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5394434A (ja) |
| EP (1) | EP0606546B1 (ja) |
| JP (1) | JP3143247B2 (ja) |
| CA (1) | CA2109257C (ja) |
| DE (1) | DE69331436T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2732783B2 (ja) * | 1993-08-31 | 1998-03-30 | 沖電気工業株式会社 | 符号分割多元接続復調装置 |
| WO1995022209A1 (en) * | 1994-02-10 | 1995-08-17 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for multiuser-interference reduction |
| JP3202125B2 (ja) * | 1994-03-10 | 2001-08-27 | 沖電気工業株式会社 | 符号分割多元接続システム |
| KR950035142A (ko) * | 1994-03-10 | 1995-12-30 | 가나미야지 준 | 수신장치, 기지국 수신 시스템 및 이동국 수신시스템 |
| US5724378A (en) * | 1994-12-13 | 1998-03-03 | Nit Mobile Communications Network, Inc. | CDMA multiuser receiver and method |
| FI97581C (fi) * | 1995-02-10 | 1997-01-10 | Nokia Telecommunications Oy | Vastaanotin ja menetelmä hajotuskoodien generoimiseksi vastaanottimessa |
| DE19509867C2 (de) * | 1995-03-17 | 1997-05-15 | Siemens Ag | Übertragungsverfahren zum gleichzeitigen synchronen oder asynchronen Übertragen von K aus Datensymbolen bestehenden Datenfolgen |
| US5682382A (en) * | 1995-09-05 | 1997-10-28 | Massachusetts Institute Of Technology | Scalable, self-organizing packet radio network having decentralized channel management providing collision-free packet transfer |
| EP0767543A3 (de) * | 1995-10-06 | 2000-07-26 | Siemens Aktiengesellschaft | Kodemultiplexnachrichtenübertragung mit Interferenzunterdrückung |
| JP3476987B2 (ja) * | 1996-01-12 | 2003-12-10 | 株式会社日立国際電気 | マルチユーザ復調方法および装置 |
| JP3323067B2 (ja) | 1996-07-12 | 2002-09-09 | 沖電気工業株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| US6252535B1 (en) | 1997-08-21 | 2001-06-26 | Data Fusion Corporation | Method and apparatus for acquiring wide-band pseudorandom noise encoded waveforms |
| US6430216B1 (en) | 1997-08-22 | 2002-08-06 | Data Fusion Corporation | Rake receiver for spread spectrum signal demodulation |
| FI104020B (fi) * | 1997-06-23 | 1999-10-29 | Nokia Telecommunications Oy | Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin |
| SG77607A1 (en) | 1997-08-26 | 2001-01-16 | Univ Singapore | A multi-user code division multiple access receiver |
| KR100239177B1 (ko) | 1997-08-30 | 2000-01-15 | 윤종용 | 씨디엠에이 이동통신시스템에서 파일럿 신호를 이용한 스마트안테나 수신장치 및 방법 |
| US6539009B1 (en) * | 1997-12-26 | 2003-03-25 | Yozan, Inc. | Signal reception apparatus for DS-CDMA cellular system |
| JP3335900B2 (ja) | 1998-02-27 | 2002-10-21 | 松下電器産業株式会社 | 干渉除去装置及び干渉除去方法 |
| US6445692B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-09-03 | The Trustees Of The Stevens Institute Of Technology | Blind adaptive algorithms for optimal minimum variance CDMA receivers |
| JP2991196B1 (ja) * | 1998-08-24 | 1999-12-20 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信方法および受信機 |
| JP3957973B2 (ja) * | 1999-04-30 | 2007-08-15 | 富士通株式会社 | 干渉キャンセラを実装する符号多重無線装置 |
| JP3486133B2 (ja) * | 1999-05-31 | 2004-01-13 | 独立行政法人通信総合研究所 | 擬似雑音系列の出力システム、出力装置、出力方法、および、情報記録媒体 |
| AU2990700A (en) * | 1999-10-19 | 2001-04-30 | Interdigital Technology Corporation | Receiver for multiuser detection of cdma signals |
| EP1300972B1 (en) * | 2000-07-11 | 2010-09-08 | Fujitsu Limited | Code division multiplex communication system and code division multiplex communication device |
| JP4326218B2 (ja) | 2000-07-11 | 2009-09-02 | 富士通株式会社 | 符号分割多重信号受信装置及び受信方法 |
| WO2003023444A1 (en) | 2001-09-12 | 2003-03-20 | Data Fusion Corporation | Gps near-far resistant receiver |
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| GB2438347B8 (en) * | 2005-02-25 | 2009-04-08 | Data Fusion Corp | Mitigating interference in a signal |
| US20090323777A1 (en) * | 2008-06-26 | 2009-12-31 | Yi-Pin Eric Wang | Methods and Apparatus for Sharing Signal Correlation Data in a Receiver |
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|---|---|---|---|---|
| US4528674A (en) * | 1983-08-22 | 1985-07-09 | E-Systems, Inc. | Method and apparatus for baseband generation of a spread spectrum reference signal for use in an LMS adaptive array processor |
| US5151919A (en) * | 1990-12-17 | 1992-09-29 | Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. | Cdma subtractive demodulation |
| US5218619A (en) * | 1990-12-17 | 1993-06-08 | Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. | CDMA subtractive demodulation |
| US5136612A (en) * | 1990-12-31 | 1992-08-04 | At&T Bell Laboratories | Method and apparatus for reducing effects of multiple access interference in a radio receiver in a code division multiple access communication system |
-
1993
- 1993-01-11 JP JP266093A patent/JP3143247B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 1993-10-26 CA CA 2109257 patent/CA2109257C/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-10-28 EP EP19930117494 patent/EP0606546B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-10-28 DE DE1993631436 patent/DE69331436T2/de not_active Expired - Fee Related
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| US5394434A (en) | 1995-02-28 |
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