JP3595493B2 - 無線受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の端末が基地局と通信を行う多重型無線通信システムにおける受信方式に関するものであり、特に複数のユーザに対して個々のアンテナパターンを形成する適応アンテナ技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信、特に移動通信では複数のユーザが１つの基地局を介して通信を行う。基地局では個々の端末（ユーザ）の通信に対してチャネルを確保し、同時に通信が行える環境設定をする。特に、最近ではこのような多重化技術として符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目を集めている。
このＣＤＭＡ方式では、複数のユーザにそれぞれ異なる拡散符号を用いることにより多重化している。例えば、ユーザ１の伝送信号は次のように表される。
Ｓ（ｔ）＝α・ｃ（ｔ）・ｄ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ） （１）
ここで、αは伝搬定数、ｃ（ｔ）は拡散符号、ｄ（ｔ）はデータ、ｆは搬送波周波数を表す。データは時間単位Ｔｂごとにその信号値を変更する。また、拡散符号ｃ（ｔ）は時間Ｔｃごとに符号値を変更し、Ｇ＝Ｔｂ／Ｔｃ（≧１）を拡散利得と呼ぶ。この拡散利得Ｇは通常整数値である。
【０００３】
このように、ＣＤＭＡ方式では、送信データに拡散符号を乗じて送信する。拡散符号はユーザによって異なる。受信機では、拡散符号を識別するための整合フィルタ（Ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒ：ＭＦ）が用意されており、各整合フィルタによってユーザ識別を行う。
ベースバンド帯域におけるユーザ１用整合フィルタ通過後の出力信号は、
Ｓｏｕｔ（ｔ）＝α・Ｇ・ｄ（ｔ） （２）
で与えられる。このように、出力信号はデータ部分だけが検出される。
【０００４】
ＣＤＭＡ方式において複数ユーザが同時に送信を行った場合の様子を図１２に示す。本図において、各ユーザ８１、８２、８３は異なる拡散符号を有している。受信機では、各ユーザに対応した整合フィルタが用意されている。ユーザ１用の整合フィルタ８４を用いた場合にはユーザ１の信号データ８５が検出され、他のユーザからの信号は微小な干渉となる。
このように、ＣＤＭＡ方式では、複数のユーザからの信号を同時に受信できるが、拡散符号数、干渉量からそのユーザ数には限界が生じる。しかし、最近の移動通信では加入者の急激な増大に伴い、さらに多くのユーザの収容が必要とされており、その対応策としてアダプティブアレーアンテナを用いた受信機構成が考えられている。
【０００５】
図１３はアダプティブアレーアンテナを用いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。この図において、１は受信局の受信機、２は受信局に設けられた複数のアンテナ、９０、９１、９２は端末である。
この図に示すように、受信機１では個々の端末９０、９１、９２からの信号を複数のアンテナ２を用いて受信し、各信号を重みづけを行った後合成する。この様子をアンテナパターンとしてみると、端末９０、９１、９２に対して個々に指向性ビーム９３、９４、９５が形成された状態となる。このように、信号到来方向に対応した指向性ビームを形成することにより、各ユーザは互いに干渉を及ぼしあうことなく、よい環境で信号受信を行うことができる。
【０００６】
このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機については、例えば、次の文献１〜３に記載されている。
１．田中，樋口，佐和橋，安達，”ＤＳ−ＣＤＭＡ適応アレイアンテナダイバーシチの屋内伝送実験特性”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９８−５３， ｐｐ．１９−２４， １９９８−０６．
２．田中，原田，佐和橋，安達，”ＤＳ−ＣＤＭＡにおける適応アンテナアレイダイバーシチ受信の屋外伝送実験”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９９−１０， ｐｐ．１９−２４， １９９９−０４．
３．原田，田中，井原，佐和橋，安達，”Ｗ−ＣＤＭＡ下りリンクにおける適応アンテナアレイ送信ダイバーシチの屋外実験結果”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９９−１５７， ｐｐ．１１５−１２１， １９９９−１１．
【０００７】
また、アダプティブアレーアルゴリズムについて現在までに多くのアルゴリズムが提案されているが、
４．大鐘，小川，”アダプティブアレーと移動通信 （ＩＩ）”電子情報通信学会誌、Ｖｏｌ．８２ Ｎｏ．１ ｐｐ５５−６１ １９９９−１
に記載されているように、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）アルゴリズム、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズム、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどがよく用いられている。ここで、ＳＭＩアルゴリズムとＲＬＳアルゴリズムは、いずれも入力信号の相関行列の演算を行うものであり、収束速度は高速であるが、演算量は大きく、ＬＭＳアルゴリズムは演算量は少ないものの収束速度が遅いという性質がある。なお、上述した文献１〜３に記載されたものは、いずれも、ＬＭＳアルゴリズムを用いている。
【０００８】
次に、このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡマルチユーザ受信機構成について説明を行うが、ここでは、ＳＭＩアルゴリズムを用いるものとする。図１４は受信機１の概略構成を示す図であり、図中１００〜１０２は各ユーザ（ユーザ１〜Ｎ）対応に設けられたアダプティブアレー信号処理部を表している。図１５は任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部１１０の詳細を示す図であり、図中１１１はユーザｎ用整合フィルタ、１１２はアダプティブアレーウエイト計算部、１１３はウエイト乗算部、１１４は信号合成部、１１５はユーザｎの出力信号ｚを表す。図１６はアダプティブアレーウエイト計算部１１２におけるウエイト計算手順を表している。
【０００９】
図１４に示されるように、複数のアンテナ２で受信された各信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４は個々のユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２に入力される。各ユーザのアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２は完全に独立に構成され、各ユーザの信号処理は同じアルゴリズムを用いて構成される。
ここでは、任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部の詳細を図１５〜図１６を用いて説明する。図１５において各アンテナからの受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４はそれぞれユーザｎ用整合フィルタ１１１に入力され、ここでこのユーザｎの拡散符号を用いて逆拡散される（図１６のステップＳ４１）。なお、図示していないが、受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４は、各アンテナからの受信信号を周波数変換後同期検波して得られる複素ベースバンド信号であり、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数で表される。整合フィルタ１１１からの各逆拡散出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４に対し、アダプティブアレーウエイト計算部１１２では相関行列Φｎの計算（ステップＳ４２）、および応答ベクトルＵｎの計算を行い（ステップＳ４３）、これらに基づいてウエイトベクトルＷｎを計算する（ステップＳ４４）。
【００１０】
相関行列Φｎは、次に示される計算式で与えられる。
【数１】
ここで、Ｅ｛ ｝は数多くのデータサンプルに対する平均化を表し、＊は共役を表している。行列要素は各整合フィルタ１１１からの信号に関するアンテナ間相関を表しており、各データサンプルに対して平均化処理が行われている。通常、平均化処理は無線伝搬環境の変化の少ない時間内で行われ、伝搬環境が変化した場合には、相関行列Φｎの値が更新される。
一方、応答ベクトルＵｎは出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４のデータに含まれる参照信号を利用して求めることができる。具体的には、データ内に含まれる参照信号に対応する整合フィルタを用意し、信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４を入力する。その出力ｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４をベクトル要素とすることによって応答ベクトルＵｎを計算できる。
【数２】
このように計算された相関行列Φｎと応答ベクトルＵｎを用いると、アダプティブアレーウエイトベクトルＷｎは、
Ｗｎ＝Φｎ−１・Ｕｎ （５）
と表すことができる。本ウエイトベクトルは合成出力の信号品質を最も良くする値であることが知られており、理論的に最適なウエイトベクトルといえる。
アダプティブアレー信号処理部１１０では、ウエイト乗算部１１３で、このようにして計算されたウエイトベクトルＷｎの各要素を信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４に乗じ、合成器１１４で合成することによって合成出力ｚ１１５を得ることができる。
【００１１】
また、ＣＤＭＡ方式はＲＡＫＥ受信を使用できることが特徴である。そこで、ＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信を用いた場合のユーザｎに対応するアダプティブアレー信号処理部の構成を図１７に示す。
図１７において、１２０は第１タップ（第１到来パスに対応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部、１２１、１２２はそれぞれ第２，３タップ（第２、第３の到来パスに対応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部を表しており、前記複数のアンテナ２のそれぞれに対応して設けられたこのユーザｎに対応する整合フィルタ１２３の対応するタップからの逆拡散出力が入力されている。
本来、ＣＤＭＡでは、受信できる信号は第１到来パスに対して時間Ｔｃ以内のパスに限定されている。しかし、このようなＲＡＫＥ受信機を用いることにより、Ｔｃ以上の伝搬遅延を有する遅延パスに対して、各遅延パスに対応した受信機を構成することが可能であり、各遅延パスを独立に受信することが可能となる。また、各遅延パスの受信出力をタイミングを合わせて合成器１２７によって合成することにより、遅延パスも有効に活用しつつ受信することが可能となる。
【００１２】
図１７のアダプティブアレー信号処理部では、第１到来パスに対する信号処理部１２０に加えて、遅延パスに対する信号処理部１２１、１２２を含んでいる。各信号処理部１２０〜１２２には、各アンテナに対応して設けられた整合フィルタ１２３からのそのパスに対応する逆拡散出力が供給され、第１到来パス、第２の到来パスあるいは第３の到来パスの受信信号に対して、前記図１５に示したアダプティブアレー信号処理部１１０と同様に、ウエイト乗算部１２５においてウエイト演算部１２４で算出されたウエイトベクトルを乗算し、合成器１２６で合成することにより、そのパスの受信信号の合成出力を得ている。そして、各パスに対して合成された信号はさらに合成器１２７においてすべて合成される。合成器１２７での合成に際しては通常最大比合成方式が用いられる。本信号合成によって遅延パスも有効に活用した受信機構成がとられている。
【００１３】
このように従来方式では、個々のユーザに対し、アダプティブアレー信号処理部においてアルゴリズムを用いてウエイト計算を行い、アンテナ間の信号合成を行う。また、ＲＡＫＥ受信機を用いる場合には、各遅延パスに対応する信号処理回路ごとにアダプティブアレー信号処理部が構成される。
アダプティブアレーは、空間的に見ると各ユーザに対して指向性ビームを形成していることに相当する。すなわち、各ユーザは指向性ビームを用いて他ユーザからの干渉を除去しつつ通信を行うことが可能であり、多くの通信ユーザを収容するにあたって非常に有効な技術とされている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機では、ハードウエア負荷、計算量の多さが大きな問題となっている。特に、アダプティブアレーのウエイト計算を行うにあたって必要とされる相関行列Φｎの計算、及びその逆行列Φｎ−１の演算量は大きく、移動通信においてアダプティブアレーを導入する場合における大きな障害となっている。例えば、ユーザ数をＮ、ＲＡＫＥタップ数をＫとすると、相関行列Φｎの計算がＮ・Ｋ回、相関行列Φｎの逆行列演算がＮ・Ｋ回、ウエイト合成演算がＮ・Ｋ回必要となる。
また、このような大きな演算量は消費電力の増大も招くため、運用コストの観点からも演算量の削減が必須の課題とされている。
さらに、ＬＭＳアルゴリズムを用いたアダプティブアレーでは、ウエイト収束に長い時間を要し、その間良好な受信信号品質が得られないという問題が生じる。また、無線通信では伝搬路の変動が常時発生するため、その変動に追従する制御が必要とされる。しかし、ＬＭＳアルゴリズムではウエイト収束速度が遅いため、伝搬路の変動に十分追従できないという問題も生じる。
【００１５】
そこで本発明は、アダプティブアレーアンテナを用いたＣＤＭＡ方式における無線受信装置において、相関行列演算やその逆行列演算などの演算量を削減することを目的としている。
また、アダプティブアレーアンテナを用い、ＲＡＫＥ受信方式を採用した無線受信装置において、相関行列演算、逆行列演算などの演算量を削減することを目的としている。
さらに、ウエイト収束速度が速く、伝搬路の変動に追従することのできるアダプティブアレーアンテナを用いた無線受信装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の無線受信装置は、１又は複数のユーザから送信される信号を受信するＣＤＭＡ方式における無線受信装置であって、複数のアンテナと、前記各アンテナからの受信信号間の相関行列を算出する行列演算手段と、前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを有し、前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段におけるウエイトの算出に共通に用いるようにしたものである。
また、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらに、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記ウエイト演算部は、ＳＭＩアルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出するようになされているものである。
【００１７】
さらにまた、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとして前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとしてその到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記信号変換手段は、その出力の数がその入力の数よりも少なくなるように信号変換を行うものである。
さらにまた、上述した各場合において、前記各ユーザに割り当てられる拡散符号は、長周期のロング符号とされているものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図であり、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはアンテナ、３〜５は各ユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部、６は行列演算部を表す。なお、複数設けられるアンテナの個数は任意であるが、ここでは２ａ〜２ｄの４個のアンテナが設けられているものとする。図２は行列演算部６における処理手順を表すフローチャートである。図３は任意のユーザｎに対応するアダプティブアレー信号処理部１０の詳細を表す図であり、１１はこのユーザｎに対応する整合フィルタ、１２はウエイト演算部、１３はウエイト乗算部、１４は合成器を表す。図４は前記アダプティブアレー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算の手順を表すフローチャートである。
以下では、図１〜図４を用いて本実施の形態について説明を行う。
【００１９】
本実施の形態では、相関行列に関する計算を各ユーザの信号処理部３〜５の前段の行列演算部６で行う。本方式では、行列演算部６は信号処理部３〜５の前の段階であるため、各ユーザに対して共通である。
行列演算部６では次の式（６）に従って、相関行列Φ０の計算が行われる。
【数３】
ここで、Ｅ｛ ｝は従来方式と同様、数多くのサンプルに対する平均化を表し、＊は共役を表す。すなわち、この行列演算部６では、各アンテナ２ａ〜２ｄからの受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４間の相関の時間平均を要素とする相関行列Φ０を計算している。なお、受信信号ｘ１〜ｘ４は、前述と同様に、複素ベースバンド信号である。
【００２０】
通常、受信機では複数のアンテナを用いて信号を受信した後、ベースバンド帯域に変換するまでの間にサンプリングが行われている。ＣＤＭＡの場合にはベースバンド帯域では、拡散符号の符号時間Ｔｃ単位あるいはそれ以下の時間単位で受信信号のサンプリングが行われている。本実施の形態では相関行列Φ０の演算にあたって時間Ｔｃごとの信号に対し相関値の平均化を行っても構わない。また、それよりも遅い時間間隔で行っても構わない。例えば、データシンボル時間Ｔｄごとに信号の検出を行っても構わない。あるいは、不規則な時間単位で相関値の平均化を行ってもよい。以下では、説明の簡単化のため、データシンボル時間Ｔｄごとに１回、相関行列演算のための信号検出を行うものとする。
【００２１】
図２は行列演算部６で行われる処理手順を表しており、まず上述の相関行列の計算が行われた後（Ｓ１１）、その逆行列Φ０ −１の計算が行われる（Ｓ１２）。一方、各ユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部（図３）では、図４に示すフローチャートのように、まず従来手法と同じくウエイト演算部１２において応答ベクトルＵｎの検出を行う（Ｓ２１）。すなわち、各整合フィルタ１１から出力される逆拡散出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４内に含まれる参照信号を利用して応答ベクトルＵｎを求める。次に、前記共通に設けられている行列演算部６において計算された相関行列Φ０の逆行列Φ０ −１をウエイト演算部１２に入力し（Ｓ２２）、以下の式に従ってウエイトベクトルＷｎ’の計算を行なう（Ｓ２３）。
Ｗｎ’＝Φ０ −１・Ｕｎ （７）
そして、ウエイト乗算部１３において、このように算出したウエイトベクトルＷｎ’の各要素と対応する整合フィルタ１１の出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４とを乗算し、合成器１４で合成することにより、合成出力を得る。
【００２２】
このように、本実施の形態では、従来、整合フィルタ通過後に各ユーザごとに行っていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザに対して演算の共通化を行っている。相関行列演算の共通化によって、ユーザ数Ｎのもとで同時に演算される相関行列及び逆行列演算はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ回、逆行列演算Ｎ回が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減が可能となる。
【００２３】
なお、本実施の形態で計算されたウエイトＷｎ’と従来方式において計算されたウエイト
Ｗｎ＝Φｎ−１・Ｕｎ （５）
は完全に同一のウエイトとはならない。しかし、その違いは一般に小さい。以下ではこの性質について説明する。
まず、複数のアンテナに入力される各ユーザの受信信号ベクトルを
Ｖｎ＝［Ｖｎ１ Ｖｎ２ ．．． ＶｎＭ］ （ｎ＝１，．．．，Ｎ） （８）
と表す。ここで、Ｎはユーザ数、Ｖｎｍ（ｍ＝１，．．．，Ｍ）はユーザｎのアンテナｍでの変調成分を含まない受信レベルを表す。
このとき、整合フィルタ前段の行列演算部６で計算される相関行列Φ０は次式で表されることが知られている。
【数４】
ここで、Σは全てのユーザに対する総和を表している。また、Ｈは行列の転置共役を表す。
【００２４】
一方、従来方式では相関行列Φｎを各ユーザの整合フィルタ通過後に計算する。例えば、ユーザ１に対する整合フィルタ通過後に計算を行なった相関行列Φｎは次式で表される。
【数５】
ここで、ａｎ はユーザ１の拡散符号とユーザｎの拡散符号の相関を表しており、次式で表される。
ａｎ ＝Ｅ｛ｃ１（ｔ）・ｃｎ（ｔ）｝ （１１）
ここで、Ｅ｛ ｝は相関行列演算と同じ時間内での平均化である。ＣＤＭＡ方式では、他ユーザ間の符号間相関ａｎ（ｎ≧２）の値には若干のばらつきはあるものの、ほぼ同一となる場合が多い。例えば、現在導入が検討されているＷ−ＣＤＭＡでは各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に長いロング符号の利用が検討されている。この符号を用いた場合には、各ユーザの拡散符号ｃｎ（ｔ）は十分なランダム性を有しており、Ｅ｛ ｝の時間平均によって各ユーザの相関値はほぼ等しい値となる。
【００２５】
ここで、仮に他ユーザ間の符号間相関ａｎ（ｎ≧２）が完全に同一であるとする。この場合には、Ｗｎ，Ｗｎ’はそれぞれ以下のように表される。
【数６】
ただし、上式において相関行列内の希望信号成分（ｎ＝１）は、ウエイト値に何ら影響を与えないことが知られているので、記述を省略した。
式（１２）と（１３）において、ウエイトベクトルＷｎとＷｎ’の違いはスカラーのみであり、同一の方向を有する。ウエイト乗算にあたっては、ウエイトベクトルのスカラーは特に意味を持たず、方向のみが重要となる。従って、ＷｎとＷｎ’は等価なウエイトと見なすことができる。
このように、ユーザ間の拡散符号相関ａｎが全て同一である場合には、Ｗｎ’はＷｎと等価なウエイトとなる。また、ユーザ間の拡散符号相関ａｎにばらつきがある場合にはＷｎ’はＷｎと完全には一致しないが、Ｗｎに近いウエイト値を持つ。ここでは、ユーザ１が希望信号である場合を対象に検討を進めたが、他のユーザに対しても同様の性質が成り立つ。
【００２６】
このように、本実施の形態で計算された各ユーザのウエイトベクトルは、従来方式のアダプティブアレーのウエイトベクトルと非常に近い値となる。従って、本発明では少ない演算量で最適状態に近いアダプティブアレーアンテナを構成することができる。
また、前述のように各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に長いロング符号が使用されている場合には、本発明のように整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う方が、従来技術のように整合フィルタ通過後に相関行列演算を行う場合よりも演算の収束が速くなり、演算誤差が少なくなるという効果がある。すなわち、整合フィルタの出力には、他のユーザの拡散符号との相互相関が干渉成分として含まれるが、ロング符号を用いた場合にはそのレベルは各シンボルに対して一定とはならない。従って、整合フィルタ通過後に相関行列演算を行った場合には、相関行列を求める演算の収束時間が長くなってしまう。これに対し、本発明のように整合フィルタを通過する前に相関行列演算を行う場合には、相互相関は発生せず、処理周期内で干渉信号レベルは一定とみなすことができる。したがって、相関行列の収束が速くなり、誤差が少なくなる。
さらに、前述した従来技術において整合フィルタ通過後に求めた相関行列には強い強度の希望信号成分が含まれている。これはウエイトが完全に収束している環境ではウエイトに何ら影響を与えないが、完全に収束していない段階ではウエイト誤差を発生する要因となりうる。これに対して、本実施の形態の構成では相関行列内に含まれる希望信号成分の強度は小さいため、ウエイト誤差を生じにくい。
さらにまた、本実施の形態のように、整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う場合には、その演算周期を１シンボル毎あるいは１チップ単位など任意の周期で行うことが可能となる。従って、演算周期を短くすればするほど収束時間を短くすることができる。
このように、本実施の形態によれば、演算量が少なく済むだけではなく、ロング符号を使用した場合において良好な出力信号特性を得ること、および、任意の周期で相関行列を演算することが可能となる。
【００２７】
本実施の形態では、アダプティブアレー信号処理部１０におけるウエイト計算において、応答ベクトルＵｎはデータ内の参照信号をもとに算出した。本構成によってより正確なウエイト計算が可能となるが、実用段階では便宜的に整合フィルタ出力データの一部をそのままＵｎとして用いる構成も可能である。また、データ区間ではデータを一度判定した判定値を参照信号に見立てて、応答ベクトルを求めることも可能である。さらに、応答ベクトルとして一部の値の小さい要素を０とみなして扱い、信号処理を行う構成も行うことが可能である。さらにまた、従来手法の等利得合成法、選択合成法と同様のウエイトを応答ベクトルとして用いることも可能である。このように、必ずしも応答ベクトルは本実施の形態で記述した方式に従わなくてもよい。
【００２８】
（第２の実施の形態）
上述した第１の実施の形態では、ＲＡＫＥ受信を行わない場合を扱った。次に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第２の実施の形態について説明する。
図５はＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信と組み合わせた前記アダプティブアレー信号処理部３〜５の内部構成を示す図である。なお、これ以外の構成は、前記図１と同一である。
図５において、２０は第１到来パスに対する信号処理部、２１、２２は第２、第３の到来パスに対する信号処理部であり、各アンテナの受信信号とこのユーザｎの拡散符号との相関を検出する整合フィルタ２３からそれぞれの到来パスに対応するタップの逆拡散出力が入力されている。各信号処理部２０〜２２は、いずれも同一の構成とされており、図では第１到来パスに対する信号処理部２０のみが示されている。この信号処理部２０は、前述と同様にウエイトベクトルＷｎ’を算出するウエイト演算部２４、該算出されたウエイトベクトルＷｎ’と前記整合フィルタ２３からのこのパスの逆拡散信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４との乗算を行うウエイト乗算部２５および各乗算部２５の出力を合成する合成器２６を有している。ここで、前記ウエイト演算部２４には、前記行列演算部６で算出された相関行列Φ０の逆行列Φ０ −１が入力されており、本構成においても、遅延タップを用いたＲＡＫＥ受信機部に対して共通の相関行列の逆行列Φ０ −１を用いている。また、応答ベクトルＵｎに関しては各遅延タップごとに個別に計算されている。そして、各信号処理部２０〜２２で合成された合成信号は、さらに、合成器２７においてタイミングを合わせて合成される。
【００２９】
このように、本実施の形態では、従来整合フィルタ通過後に各ユーザ及び各遅延タップごとに行っていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザ及び各遅延タップに対して演算の共通化を行っている。
このように相関行列演算を共通化することによって、ユーザ数Ｎ、ＲＡＫＥタップ数Ｋのもとで同時に演算される相関行列及び相関行列の逆行列はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ・Ｋ回、逆行列演算Ｎ・Ｋ回が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減が可能となる。
なお、本実施の形態では、複数ユーザの場合を例に取り上げたが、１ユーザ、ＲＡＫＥ受信機構成の場合にも同様に相関行列演算を１回にすることができる。
【００３０】
（第３の実施の形態）
図６は本発明の第３の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図である。この図において、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはアンテナ、３０は行列演算部、３１は信号変換器、３２〜３４は各ユーザに対応する信号合成部を表す。図７は行列演算部３０における処理手順を表すフローチャート、図８は信号合成部の詳細を示す図である。
以下、図６〜図８を用いて本実施の形態について説明を行う。
【００３１】
本実施の形態は、前述した第１の実施の形態と同じウエイトベクトルＷｎ’および合成出力を得ることを目的としている。しかし、その回路構成は第１の実施の形態とは異なっている。
本実施の形態では、行列演算部３０において、まず相関行列Φ０の計算を行う（図７のステップＳ３１）。相関行列Φ０の定義および計算手法は前述した第１の実施の形態と同一である。
次に、相関行列Φ０の固有値分解を行い、Ｍ個の固有値λｍと固有ベクトルｅｍ （ｍ＝１，．．．，Ｍ）を導出する（Ｓ３２）。ここで、Ｍはアンテナ数である。アンテナ数と同数の固有値、固有ベクトルを導くことが可能である。
行列演算部３０では、導出された固有値λｍを用いて、次式の行列Λの計算を行う（Ｓ３３）。
【数７】
このように計算された行列Λを用いて、信号変換器３１では各アンテナからの受信信号の変換を行う。この受信信号の変換は次式に従って行われる。
【数８】
ここで、［ｘ１ ｘ２ ．．．． ｘＭ］Ｔはアンテナからの受信信号であり、［ｘ１’ ｘ２’ ．．．． ｘＭ’］Ｔは信号変換器での変換出力である。この信号変換はデジタルベースバンド信号のサンプリング単位で行われる。
【００３２】
このように変換された信号は、各ユーザごとの信号合成部３２〜３４に入力される。ここでは、ユーザｎに対応する信号合成部（図８）の動作について説明を行う。
信号合成部４０では、変換された各信号ｘ１’，ｘ２’，ｘ３’，ｘ４’は、それぞれ、ユーザｎに対応する整合フィルタ４１に入力され、その出力としてユーザｎの逆拡散信号を得る。さらに、一般に広く用いられている最大比合成法に従って、各ブランチの信号合成を行なう。具体的には、ウエイト演算部４２において、信号内に挿入された参照信号を用いてユーザｎの応答ベクトルＵｎを検出し、該応答ベクトルＵｎをウエイトベクトルとして、ウエイト乗算部４３で逆拡散信号と乗算し合成器４４で信号合成を行う。このように各ユーザに対応する信号合成部では、整合フィルタで自信号を検出した後、ブランチ間で最大比合成を行う。
【００３３】
本実施の形態に従って計算された信号合成出力の性質について説明を行う。
ユーザｎのアンテナ受信信号ベクトルを
Ｖｎ・ｓ（ｔ）＝［Ｖｎ１ Ｖｎ２ ．．． ＶｎＭ］・ｓ（ｔ） （１６）
とする。ここで、Ｖｎ１，．．．，ＶｎＭは変調信号を含まない受信レベルである。また、ｓ（ｔ）は信号の変調成分を表す。このとき、信号変換器３１の出力はΛＨ・Ｖｎ・ｓ（ｔ）で与えられる。また、整合フィルタ通過後に計算される応答ベクトルＵｎは
Ｕｎ＝β・ΛＨ・Ｖｎ （１７）
で与えられる。ここで、βは定数である。
従って、信号合成部４０における信号の合成出力ｚは次式で与えられる。
【数９】
ここで、Ｈは行列の転置共役を表す。
上式より、ユーザｎに対する等価的なウエイトはΛ・ΛＨ・Ｖｎと表される。ここで、Λは相関行列Φ０と次式の関係にあることが一般に知られている。
【数１０】
従って、ユーザｎに対する等価的なウエイトはΦ０ −１・Ｖｎで表され、前述した第１の実施の形態におけるウエイトと等しい。すなわち、本実施の形態は第１の実施の形態と回路構成は異なるものの合成信号出力は同じ値となる。
【００３４】
本実施の形態では、信号変換器３１は各ユーザに対して共通であるため、ユーザ数が増加した場合にも信号変換器の負荷は変わらない。
また、相関行列を利用した信号変換部と最大比合成による信号合成部に回路構成が完全に分離されている。従って、従来より用いられていた最大比合成受信機からアダプティブアレー受信機への移行を行なう際に本実施の形態は効率的である。すなわち、従来の信号合成部の前段に共通な信号変換部（３０および３１）を取り付けることによって簡単にアダプティブアレー受信機とすることができる。
このように、本実施の形態では従来構成をそのまま利用できるという利点を有する。
【００３５】
なお、本実施の形態では信号合成部４０において最大比合成法を用いる場合を取り上げたが、その他の合成方法に対しても適用可能である。
また、応答ベクトルＵｎはデータ内の参照信号をもとに算出したが、第１の実施の形態と同様他の手法により応答ベクトルを算出しても構わない。
【００３６】
（第４の実施の形態）
上記第３の実施の形態では、ＲＡＫＥ受信のない場合を扱った。次に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第４の実施の形態について説明する。
図９はＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信とアダプティブアレーを組み合わせた場合における前記信号合成部の構成を示す図である。これ以外の構成は、前記図６と同様であり、本構成においても全てのＲＡＫＥ受信遅延タップに対して共通の信号変換器３１を用いている。
図９において、５０、５１および５２はそれぞれ第１到来パス、第２到来パスおよび第３到来パスに対応する信号合成部であり、前記信号変換器３１からの出力ｘ１’、ｘ２’、ｘ３’、ｘ４’とこのユーザｎの拡散符号との相関を検出する整合フィルタ５３の各パスに対応するタップの逆拡散出力が供給され、それぞれのパスの受信信号に対する最大比合成が行われている。ここで、５４はウエイト演算部、５５はウエイト乗算部、５６は合成器であり、前記図８に関して説明したものと同様の処理が行われる。各信号合成部５０〜５２からの合成信号は、さらに、合成器５７でタイミングを合わせて合成されて合成出力が得られる。
【００３７】
このように、本実施の形態では、従来のＲＡＫＥ受信付き最大比合成受信機構成に対して信号変換部を挿入することによって、アダプティブアレー受信機への変更が可能となる。また、各ユーザ及び各遅延タップに対して信号変換部における演算の共通化を行っている。このような共通化によって、少ない演算量でアダプティブアレー受信機を構成することが可能となる。
【００３８】
（第５の実施の形態）
前述した第３の実施の形態および第４の実施の形態では行列演算部３０において相関行列Φ０を計算した後、その固有値λｍと固有ベクトルｅｍを計算し、行列Λの導出を行った。しかし、固有値λｍが雑音電力と同レベルの値である場合には、固有ベクトルｅｍに対応して得られる信号変換器３１の出力は雑音成分が主体となり、信号成分をほとんど含んでいないことが知られている。
そこで、このような雑音成分を出力しないようにしてウエイト演算の演算量を少なくした本発明の第５の実施の形態について、図１０を参照して説明する。
図１０は、この実施の形態における行列演算部６０および信号変換器６１を示す図である。本実施の形態では、値の小さい固有値、およびそれに対応する固有ベクトルを要素から除外した行列Λ’を用いて信号変換器６１の処理を行う。例えば、固有値λ２の値が雑音レベルと同程度となるほど小さい場合には、行列演算部６０は、Λに代えて次式であらわすΛ’を信号変換器６１に出力する。
【数１１】
上式では固有値λ２の値は小さいものとして行列要素から除外されている。
信号変換器６１では次式に従って信号の変換を行う。
【数１２】
従って、信号変換器６１の出力にはｘ２’は含まれず、出力個数はＭ個よりも少なくなる。このように変換出力個数を少なくすることによって、後段での信号合成処理負荷を少なくすることが可能となる。
この実施の形態は、前記図８に示した実施の形態および前記図９に示した実施の形態のいずれも場合にも適用することができる。
【００３９】
（第６の実施の形態）
なお、上述した実施の形態１および２ではＳＭＩアルゴリズムを採用した場合を例にとって説明したが、本発明は、ＲＬＳアルゴリズムを採用した場合にも同様に適用することができる。
図１１は、前述した第１の実施の形態にＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の各ユーザに対するアダプティブアレー信号処理部（図１におけるアダプティブアレー信号処理部３〜５）の構成を示す図である。なお、これ以外の構成は前記図１と同一であり、前述の場合と同様に、各ユーザに対して共通に設けられた行列演算部６の出力を用いるようにしている。
【００４０】
図１１に示す任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部７０において、７１は、図１に示した複数のアンテナ２ａ〜２ｄに対応して設けられた整合フィルタであり、それぞれ対応するアンテナからの受信信号ｘ１〜ｘ４をこのユーザｎの拡散符号で逆拡散して信号ｙ１〜ｙ４を出力する。７２はＲＬＳアルゴリズムにより前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４に対するウエイトベクトルＷ（ｍ）を算出するウエイト演算部、７３は前記ウエイト演算部７２において算出されたウエイトベクトルＷ（ｍ）の各要素を前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４に乗算するウエイト乗算部、７４は各乗算部７３の出力を加算する合成器である。
【００４１】
前記ウエイト演算部７２には、前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４、前記行列演算部６（図１）において演算された相関行列の逆行列Φ０ −１、および、前記合成器７４の出力（アダプティブ合成信号）が入力され、ＲＬＳアルゴリズムによりウエイトベクトルを算出している。
ＲＬＳアルゴリズムでは、前記合成器７４から出力されるアダプティブ合成信号を用いて次式によりｍ＝１， ２， ．．．と逐次的にウエイト更新を行なう。
【数１３】
ここで、Ｗ（ｍ）＝［ｗ１，ｗ２，ｗ３，ｗ４］Ｔはｍ回更新されたウエイトベクトルであり、Ｙ（ｍ）＝［ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４］Ｔはｍ番目のシンボルにおける逆拡散信号の値を表す。また、ｒ（ｍ）はこのユーザｎに対応する参照信号のｍ番目のシンボルの値を表す。
【００４２】
このように、本実施の形態では、ＲＬＳアルゴリズムにおける相関行列逆行列Φ０ −１を各ユーザ受信機において共通化している。本構成により、ＲＬＳアルゴリズムにおいても相関行列逆行列を各ユーザの受信機に対して共通化することが可能であり、演算量を削減することが可能となる。
なお、本実施の形態では、ＲＬＳアルゴリズムにおいて逆拡散信号ベクトルＹ（ｍ）を用いたが、Ｙ（ｍ）の代わりに逆拡散前のｍ番目の信号ベクトルＸ（ｍ）＝［ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４］Ｔを用いてもアダプティブアレーを構成することができる。この場合には、ユーザ間でΦ０ −１・Ｘ（ｍ）の値を共通化できるため、さらに演算量を削減することが可能となる。
また、前記第２の実施の形態（図５）の場合にも、同様にＲＬＳアルゴリズムを採用することができる。
なお、以上の説明において、アンテナ数が４、ＲＡＫＥ受信におけるパス数が３として説明したが、これは一例にすぎず、任意のアンテナ数およびパス数を採用することができることは明らかである。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、相関行列演算およびその逆行列演算を複数のユーザおよび遅延パスに対して共通化することができ、ＲＡＫＥ受信におけるウエイト演算量および多ユーザ環境におけるウエイト演算量を削減することができる。
また、整合フィルタ通過前の信号に対して受信信号間相関行列を演算しているため、拡散符号としてロング符号を用いた場合であっても誤差の少ない出力信号を得ることができる。
さらに、希望信号成分の少ない相関行列を求めることによって、収束速度の速いウエイト演算を行うことができる。
さらにまた、信号変換手段を用いた本発明によれば、従来機器からのバージョンアップが容易にできる。
さらにまた、出力の数が入力の数よりも少なくなるように信号変換を行う本発明によれば、より演算量を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機の一構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の行列演算部６の処理手順を表すフローチャートである。
【図３】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算手順を表すフローチャートである。
【図５】本発明の第２の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機のアダプティブアレー信号処理部の構成例を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態の行列演算部６の処理手順を表すフローチャートである。
【図８】本発明の第３の実施の形態の信号合成部の構成を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機の信号合成部を示す図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機における行列演算部及び信号変換部を示す図である。
【図１１】ＲＬＳアルゴリズムを用いた本発明の第６の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図１２】一般的なＣＤＭＡ伝送方式を表す図である。
【図１３】アダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。
【図１４】従来方式におけるアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
【図１５】従来方式におけるアダプティブアレー信号処理部を示す図である。
【図１６】従来方式におけるアダプティブアレー信号処理部の処理手順を表す図である。
【図１７】従来方式におけるアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成にＲＡＫＥ受信機を負荷した場合の構成図である。
【符号の説明】
１ 受信機
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ アンテナ
３、４、５、１０ アダプティブアレー信号処理部
６、３０ 行列演算部
１１、２３、４１、５３ 整合フィルタ
１２、２４、４２、５４ ウエイト演算部
１３、２５、４３、５５ ウエイト乗算部
１４、２６、２７、４４、５６、５７ 合成器
２０、２１、２２ 信号処理部
３１ 信号変換部
３２、３３、３４、４０、５０、５１、５２ 信号合成部
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の端末が基地局と通信を行う多重型無線通信システムにおける受信方式に関するものであり、特に複数のユーザに対して個々のアンテナパターンを形成する適応アンテナ技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信、特に移動通信では複数のユーザが１つの基地局を介して通信を行う。基地局では個々の端末（ユーザ）の通信に対してチャネルを確保し、同時に通信が行える環境設定をする。特に、最近ではこのような多重化技術として符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目を集めている。
このＣＤＭＡ方式では、複数のユーザにそれぞれ異なる拡散符号を用いることにより多重化している。例えば、ユーザ１の伝送信号は次のように表される。
Ｓ（ｔ）＝α・ｃ（ｔ）・ｄ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ） （１）
ここで、αは伝搬定数、ｃ（ｔ）は拡散符号、ｄ（ｔ）はデータ、ｆは搬送波周波数を表す。データは時間単位Ｔｂごとにその信号値を変更する。また、拡散符号ｃ（ｔ）は時間Ｔｃごとに符号値を変更し、Ｇ＝Ｔｂ／Ｔｃ（≧１）を拡散利得と呼ぶ。この拡散利得Ｇは通常整数値である。
【０００３】
このように、ＣＤＭＡ方式では、送信データに拡散符号を乗じて送信する。拡散符号はユーザによって異なる。受信機では、拡散符号を識別するための整合フィルタ（Ｍａｔｃｈｅｄ ｆｉｌｔｅｒ：ＭＦ）が用意されており、各整合フィルタによってユーザ識別を行う。
ベースバンド帯域におけるユーザ１用整合フィルタ通過後の出力信号は、
Ｓｏｕｔ（ｔ）＝α・Ｇ・ｄ（ｔ） （２）
で与えられる。このように、出力信号はデータ部分だけが検出される。
【０００４】
ＣＤＭＡ方式において複数ユーザが同時に送信を行った場合の様子を図１２に示す。本図において、各ユーザ８１、８２、８３は異なる拡散符号を有している。受信機では、各ユーザに対応した整合フィルタが用意されている。ユーザ１用の整合フィルタ８４を用いた場合にはユーザ１の信号データ８５が検出され、他のユーザからの信号は微小な干渉となる。
このように、ＣＤＭＡ方式では、複数のユーザからの信号を同時に受信できるが、拡散符号数、干渉量からそのユーザ数には限界が生じる。しかし、最近の移動通信では加入者の急激な増大に伴い、さらに多くのユーザの収容が必要とされており、その対応策としてアダプティブアレーアンテナを用いた受信機構成が考えられている。
【０００５】
図１３はアダプティブアレーアンテナを用いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。この図において、１は受信局の受信機、２は受信局に設けられた複数のアンテナ、９０、９１、９２は端末である。
この図に示すように、受信機１では個々の端末９０、９１、９２からの信号を複数のアンテナ２を用いて受信し、各信号を重みづけを行った後合成する。この様子をアンテナパターンとしてみると、端末９０、９１、９２に対して個々に指向性ビーム９３、９４、９５が形成された状態となる。このように、信号到来方向に対応した指向性ビームを形成することにより、各ユーザは互いに干渉を及ぼしあうことなく、よい環境で信号受信を行うことができる。
【０００６】
このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機については、例えば、次の文献１〜３に記載されている。
１．田中，樋口，佐和橋，安達，”ＤＳ−ＣＤＭＡ適応アレイアンテナダイバーシチの屋内伝送実験特性”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９８−５３， ｐｐ．１９−２４， １９９８−０６．
２．田中，原田，佐和橋，安達，”ＤＳ−ＣＤＭＡにおける適応アンテナアレイダイバーシチ受信の屋外伝送実験”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９９−１０， ｐｐ．１９−２４， １９９９−０４．
３．原田，田中，井原，佐和橋，安達，”Ｗ−ＣＤＭＡ下りリンクにおける適応アンテナアレイ送信ダイバーシチの屋外実験結果”，電子情報通信学会， 無線通信システム研究会技術報告， ＲＣＳ９９−１５７， ｐｐ．１１５−１２１， １９９９−１１．
【０００７】
また、アダプティブアレーアルゴリズムについて現在までに多くのアルゴリズムが提案されているが、
４．大鐘，小川，”アダプティブアレーと移動通信 （ＩＩ）”電子情報通信学会誌、Ｖｏｌ．８２ Ｎｏ．１ ｐｐ５５−６１ １９９９−１
に記載されているように、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）アルゴリズム、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅｓ）アルゴリズム、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムなどがよく用いられている。ここで、ＳＭＩアルゴリズムとＲＬＳアルゴリズムは、いずれも入力信号の相関行列の演算を行うものであり、収束速度は高速であるが、演算量は大きく、ＬＭＳアルゴリズムは演算量は少ないものの収束速度が遅いという性質がある。なお、上述した文献１〜３に記載されたものは、いずれも、ＬＭＳアルゴリズムを用いている。
【０００８】
次に、このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡマルチユーザ受信機構成について説明を行うが、ここでは、ＳＭＩアルゴリズムを用いるものとする。図１４は受信機１の概略構成を示す図であり、図中１００〜１０２は各ユーザ（ユーザ１〜Ｎ）対応に設けられたアダプティブアレー信号処理部を表している。図１５は任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部１１０の詳細を示す図であり、図中１１１はユーザｎ用整合フィルタ、１１２はアダプティブアレーウエイト計算部、１１３はウエイト乗算部、１１４は信号合成部、１１５はユーザｎの出力信号ｚを表す。図１６はアダプティブアレーウエイト計算部１１２におけるウエイト計算手順を表している。
【０００９】
図１４に示されるように、複数のアンテナ２で受信された各信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４は個々のユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２に入力される。各ユーザのアダプティブアレー信号処理部１００〜１０２は完全に独立に構成され、各ユーザの信号処理は同じアルゴリズムを用いて構成される。
ここでは、任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部の詳細を図１５〜図１６を用いて説明する。図１５において各アンテナからの受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４はそれぞれユーザｎ用整合フィルタ１１１に入力され、ここでこのユーザｎの拡散符号を用いて逆拡散される（図１６のステップＳ４１）。なお、図示していないが、受信信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４は、各アンテナからの受信信号を周波数変換後同期検波して得られる複素ベースバンド信号であり、同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数で表される。整合フィルタ１１１からの各逆拡散出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４に対し、アダプティブアレーウエイト計算部１１２では相関行列Φｎの計算（ステップＳ４２）、および応答ベクトルＵｎの計算を行い（ステップＳ４３）、これらに基づいてウエイトベクトルＷｎを計算する（ステップＳ４４）。
【００１０】
相関行列Φｎは、次に示される計算式で与えられる。
【数１】
一方、応答ベクトルＵｎは出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４のデータに含まれる参照信号を利用して求めることができる。具体的には、データ内に含まれる参照信号に対応する整合フィルタを用意し、信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４を入力する。その出力ｕ１，ｕ２，ｕ３，ｕ４をベクトル要素とすることによって応答ベクトルＵｎを計算できる。
【数２】
Ｗｎ＝Φｎ−１・Ｕｎ （５）
と表すことができる。本ウエイトベクトルは合成出力の信号品質を最も良くする値であることが知られており、理論的に最適なウエイトベクトルといえる。
アダプティブアレー信号処理部１１０では、ウエイト乗算部１１３で、このようにして計算されたウエイトベクトルＷｎの各要素を信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４に乗じ、合成器１１４で合成することによって合成出力ｚ１１５を得ることができる。
【００１１】
また、ＣＤＭＡ方式はＲＡＫＥ受信を使用できることが特徴である。そこで、ＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信を用いた場合のユーザｎに対応するアダプティブアレー信号処理部の構成を図１７に示す。
図１７において、１２０は第１タップ（第１到来パスに対応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部、１２１、１２２はそれぞれ第２，３タップ（第２、第３の到来パスに対応）に相当するＲＡＫＥ受信機構成部を表しており、前記複数のアンテナ２のそれぞれに対応して設けられたこのユーザｎに対応する整合フィルタ１２３の対応するタップからの逆拡散出力が入力されている。
本来、ＣＤＭＡでは、受信できる信号は第１到来パスに対して時間Ｔｃ以内のパスに限定されている。しかし、このようなＲＡＫＥ受信機を用いることにより、Ｔｃ以上の伝搬遅延を有する遅延パスに対して、各遅延パスに対応した受信機を構成することが可能であり、各遅延パスを独立に受信することが可能となる。また、各遅延パスの受信出力をタイミングを合わせて合成器１２７によって合成することにより、遅延パスも有効に活用しつつ受信することが可能となる。
【００１２】
図１７のアダプティブアレー信号処理部では、第１到来パスに対する信号処理部１２０に加えて、遅延パスに対する信号処理部１２１、１２２を含んでいる。各信号処理部１２０〜１２２には、各アンテナに対応して設けられた整合フィルタ１２３からのそのパスに対応する逆拡散出力が供給され、第１到来パス、第２の到来パスあるいは第３の到来パスの受信信号に対して、前記図１５に示したアダプティブアレー信号処理部１１０と同様に、ウエイト乗算部１２５においてウエイト演算部１２４で算出されたウエイトベクトルを乗算し、合成器１２６で合成することにより、そのパスの受信信号の合成出力を得ている。そして、各パスに対して合成された信号はさらに合成器１２７においてすべて合成される。合成器１２７での合成に際しては通常最大比合成方式が用いられる。本信号合成によって遅延パスも有効に活用した受信機構成がとられている。
【００１３】
このように従来方式では、個々のユーザに対し、アダプティブアレー信号処理部においてアルゴリズムを用いてウエイト計算を行い、アンテナ間の信号合成を行う。また、ＲＡＫＥ受信機を用いる場合には、各遅延パスに対応する信号処理回路ごとにアダプティブアレー信号処理部が構成される。
アダプティブアレーは、空間的に見ると各ユーザに対して指向性ビームを形成していることに相当する。すなわち、各ユーザは指向性ビームを用いて他ユーザからの干渉を除去しつつ通信を行うことが可能であり、多くの通信ユーザを収容するにあたって非常に有効な技術とされている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなアダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ受信機では、ハードウエア負荷、計算量の多さが大きな問題となっている。特に、アダプティブアレーのウエイト計算を行うにあたって必要とされる相関行列Φｎの計算、及びその逆行列Φｎ−１の演算量は大きく、移動通信においてアダプティブアレーを導入する場合における大きな障害となっている。例えば、ユーザ数をＮ、ＲＡＫＥタップ数をＫとすると、相関行列Φｎの計算がＮ・Ｋ回、相関行列Φｎの逆行列演算がＮ・Ｋ回、ウエイト合成演算がＮ・Ｋ回必要となる。
また、このような大きな演算量は消費電力の増大も招くため、運用コストの観点からも演算量の削減が必須の課題とされている。
さらに、ＬＭＳアルゴリズムを用いたアダプティブアレーでは、ウエイト収束に長い時間を要し、その間良好な受信信号品質が得られないという問題が生じる。また、無線通信では伝搬路の変動が常時発生するため、その変動に追従する制御が必要とされる。しかし、ＬＭＳアルゴリズムではウエイト収束速度が遅いため、伝搬路の変動に十分追従できないという問題も生じる。
【００１５】
そこで本発明は、アダプティブアレーアンテナを用いたＣＤＭＡ方式における無線受信装置において、相関行列演算やその逆行列演算などの演算量を削減することを目的としている。
また、アダプティブアレーアンテナを用い、ＲＡＫＥ受信方式を採用した無線受信装置において、相関行列演算、逆行列演算などの演算量を削減することを目的としている。
さらに、ウエイト収束速度が速く、伝搬路の変動に追従することのできるアダプティブアレーアンテナを用いた無線受信装置を提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の無線受信装置は、１又は複数のユーザから送信される信号を受信するＣＤＭＡ方式における無線受信装置であって、複数のアンテナと、前記各アンテナからの受信信号間の相関行列を算出する行列演算手段と、前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを有し、前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段におけるウエイトの算出に共通に用いるようにしたものである。
また、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらに、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記ウエイト演算部は、ＳＭＩアルゴリズムあるいはＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出するようになされているものである。
【００１７】
さらにまた、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとして前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとしてその到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力を合成するようになされているものである。
さらにまた、前記信号変換手段は、その出力の数がその入力の数よりも少なくなるように信号変換を行うものである。
さらにまた、上述した各場合において、前記各ユーザに割り当てられる拡散符号は、長周期のロング符号とされているものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図であり、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはアンテナ、３〜５は各ユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部、６は行列演算部を表す。なお、複数設けられるアンテナの個数は任意であるが、ここでは２ａ〜２ｄの４個のアンテナが設けられているものとする。図２は行列演算部６における処理手順を表すフローチャートである。図３は任意のユーザｎに対応するアダプティブアレー信号処理部１０の詳細を表す図であり、１１はこのユーザｎに対応する整合フィルタ、１２はウエイト演算部、１３はウエイト乗算部、１４は合成器を表す。図４は前記アダプティブアレー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算の手順を表すフローチャートである。
以下では、図１〜図４を用いて本実施の形態について説明を行う。
【００１９】
本実施の形態では、相関行列に関する計算を各ユーザの信号処理部３〜５の前段の行列演算部６で行う。本方式では、行列演算部６は信号処理部３〜５の前の段階であるため、各ユーザに対して共通である。
行列演算部６では次の式（６）に従って、相関行列Φ０の計算が行われる。
【数３】
【００２０】
通常、受信機では複数のアンテナを用いて信号を受信した後、ベースバンド帯域に変換するまでの間にサンプリングが行われている。ＣＤＭＡの場合にはベースバンド帯域では、拡散符号の符号時間Ｔｃ単位あるいはそれ以下の時間単位で受信信号のサンプリングが行われている。本実施の形態では相関行列Φ０の演算にあたって時間Ｔｃごとの信号に対し相関値の平均化を行っても構わない。また、それよりも遅い時間間隔で行っても構わない。例えば、データシンボル時間Ｔｄごとに信号の検出を行っても構わない。あるいは、不規則な時間単位で相関値の平均化を行ってもよい。以下では、説明の簡単化のため、データシンボル時間Ｔｄごとに１回、相関行列演算のための信号検出を行うものとする。
【００２１】
図２は行列演算部６で行われる処理手順を表しており、まず上述の相関行列の計算が行われた後（Ｓ１１）、その逆行列Φ０ −１の計算が行われる（Ｓ１２）。一方、各ユーザに対応するアダプティブアレー信号処理部（図３）では、図４に示すフローチャートのように、まず従来手法と同じくウエイト演算部１２において応答ベクトルＵｎの検出を行う（Ｓ２１）。すなわち、各整合フィルタ１１から出力される逆拡散出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４内に含まれる参照信号を利用して応答ベクトルＵｎを求める。次に、前記共通に設けられている行列演算部６において計算された相関行列Φ０の逆行列Φ０ −１をウエイト演算部１２に入力し（Ｓ２２）、以下の式に従ってウエイトベクトルＷｎ’の計算を行なう（Ｓ２３）。
Ｗｎ’＝Φ０ −１・Ｕｎ （７）
そして、ウエイト乗算部１３において、このように算出したウエイトベクトルＷｎ’の各要素と対応する整合フィルタ１１の出力ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４とを乗算し、合成器１４で合成することにより、合成出力を得る。
【００２２】
このように、本実施の形態では、従来、整合フィルタ通過後に各ユーザごとに行っていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザに対して演算の共通化を行っている。相関行列演算の共通化によって、ユーザ数Ｎのもとで同時に演算される相関行列及び逆行列演算はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ回、逆行列演算Ｎ回が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減が可能となる。
【００２３】
なお、本実施の形態で計算されたウエイトＷｎ’と従来方式において計算されたウエイト
Ｗｎ＝Φｎ−１・Ｕｎ （５）
は完全に同一のウエイトとはならない。しかし、その違いは一般に小さい。以下ではこの性質について説明する。
まず、複数のアンテナに入力される各ユーザの受信信号ベクトルを
Ｖｎ＝［Ｖｎ１ Ｖｎ２ ．．． ＶｎＭ］ （ｎ＝１，．．．，Ｎ） （８）
と表す。ここで、Ｎはユーザ数、Ｖｎｍ（ｍ＝１，．．．，Ｍ）はユーザｎのアンテナｍでの変調成分を含まない受信レベルを表す。
このとき、整合フィルタ前段の行列演算部６で計算される相関行列Φ０は次式で表されることが知られている。
【数４】
【００２４】
一方、従来方式では相関行列Φｎを各ユーザの整合フィルタ通過後に計算する。例えば、ユーザ１に対する整合フィルタ通過後に計算を行なった相関行列Φｎは次式で表される。
【数５】
ａｎ ＝Ｅ｛ｃ１（ｔ）・ｃｎ（ｔ）｝ （１１）
ここで、Ｅ｛ ｝は相関行列演算と同じ時間内での平均化である。ＣＤＭＡ方式では、他ユーザ間の符号間相関ａｎ（ｎ≧２）の値には若干のばらつきはあるものの、ほぼ同一となる場合が多い。例えば、現在導入が検討されているＷ−ＣＤＭＡでは各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に長いロング符号の利用が検討されている。この符号を用いた場合には、各ユーザの拡散符号ｃｎ（ｔ）は十分なランダム性を有しており、Ｅ｛ ｝の時間平均によって各ユーザの相関値はほぼ等しい値となる。
【００２５】
ここで、仮に他ユーザ間の符号間相関ａｎ（ｎ≧２）が完全に同一であるとする。この場合には、Ｗｎ，Ｗｎ’はそれぞれ以下のように表される。
【数６】
式（１２）と（１３）において、ウエイトベクトルＷｎとＷｎ’の違いはスカラーのみであり、同一の方向を有する。ウエイト乗算にあたっては、ウエイトベクトルのスカラーは特に意味を持たず、方向のみが重要となる。従って、ＷｎとＷｎ’は等価なウエイトと見なすことができる。
このように、ユーザ間の拡散符号相関ａｎが全て同一である場合には、Ｗｎ’はＷｎと等価なウエイトとなる。また、ユーザ間の拡散符号相関ａｎにばらつきがある場合にはＷｎ’はＷｎと完全には一致しないが、Ｗｎに近いウエイト値を持つ。ここでは、ユーザ１が希望信号である場合を対象に検討を進めたが、他のユーザに対しても同様の性質が成り立つ。
【００２６】
このように、本実施の形態で計算された各ユーザのウエイトベクトルは、従来方式のアダプティブアレーのウエイトベクトルと非常に近い値となる。従って、本発明では少ない演算量で最適状態に近いアダプティブアレーアンテナを構成することができる。
また、前述のように各ユーザの拡散符号として符号周期の非常に長いロング符号が使用されている場合には、本発明のように整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う方が、従来技術のように整合フィルタ通過後に相関行列演算を行う場合よりも演算の収束が速くなり、演算誤差が少なくなるという効果がある。すなわち、整合フィルタの出力には、他のユーザの拡散符号との相互相関が干渉成分として含まれるが、ロング符号を用いた場合にはそのレベルは各シンボルに対して一定とはならない。従って、整合フィルタ通過後に相関行列演算を行った場合には、相関行列を求める演算の収束時間が長くなってしまう。これに対し、本発明のように整合フィルタを通過する前に相関行列演算を行う場合には、相互相関は発生せず、処理周期内で干渉信号レベルは一定とみなすことができる。したがって、相関行列の収束が速くなり、誤差が少なくなる。
さらに、前述した従来技術において整合フィルタ通過後に求めた相関行列には強い強度の希望信号成分が含まれている。これはウエイトが完全に収束している環境ではウエイトに何ら影響を与えないが、完全に収束していない段階ではウエイト誤差を発生する要因となりうる。これに対して、本実施の形態の構成では相関行列内に含まれる希望信号成分の強度は小さいため、ウエイト誤差を生じにくい。
さらにまた、本実施の形態のように、整合フィルタ通過前に相関行列演算を行う場合には、その演算周期を１シンボル毎あるいは１チップ単位など任意の周期で行うことが可能となる。従って、演算周期を短くすればするほど収束時間を短くすることができる。
このように、本実施の形態によれば、演算量が少なく済むだけではなく、ロング符号を使用した場合において良好な出力信号特性を得ること、および、任意の周期で相関行列を演算することが可能となる。
【００２７】
本実施の形態では、アダプティブアレー信号処理部１０におけるウエイト計算において、応答ベクトルＵｎはデータ内の参照信号をもとに算出した。本構成によってより正確なウエイト計算が可能となるが、実用段階では便宜的に整合フィルタ出力データの一部をそのままＵｎとして用いる構成も可能である。また、データ区間ではデータを一度判定した判定値を参照信号に見立てて、応答ベクトルを求めることも可能である。さらに、応答ベクトルとして一部の値の小さい要素を０とみなして扱い、信号処理を行う構成も行うことが可能である。さらにまた、従来手法の等利得合成法、選択合成法と同様のウエイトを応答ベクトルとして用いることも可能である。このように、必ずしも応答ベクトルは本実施の形態で記述した方式に従わなくてもよい。
【００２８】
（第２の実施の形態）
上述した第１の実施の形態では、ＲＡＫＥ受信を行わない場合を扱った。次に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第２の実施の形態について説明する。
図５はＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信と組み合わせた前記アダプティブアレー信号処理部３〜５の内部構成を示す図である。なお、これ以外の構成は、前記図１と同一である。
図５において、２０は第１到来パスに対する信号処理部、２１、２２は第２、第３の到来パスに対する信号処理部であり、各アンテナの受信信号とこのユーザｎの拡散符号との相関を検出する整合フィルタ２３からそれぞれの到来パスに対応するタップの逆拡散出力が入力されている。各信号処理部２０〜２２は、いずれも同一の構成とされており、図では第１到来パスに対する信号処理部２０のみが示されている。この信号処理部２０は、前述と同様にウエイトベクトルＷｎ’を算出するウエイト演算部２４、該算出されたウエイトベクトルＷｎ’と前記整合フィルタ２３からのこのパスの逆拡散信号ｙ１，ｙ２，ｙ３，ｙ４との乗算を行うウエイト乗算部２５および各乗算部２５の出力を合成する合成器２６を有している。ここで、前記ウエイト演算部２４には、前記行列演算部６で算出された相関行列Φ０の逆行列Φ０ −１が入力されており、本構成においても、遅延タップを用いたＲＡＫＥ受信機部に対して共通の相関行列の逆行列Φ０ −１を用いている。また、応答ベクトルＵｎに関しては各遅延タップごとに個別に計算されている。そして、各信号処理部２０〜２２で合成された合成信号は、さらに、合成器２７においてタイミングを合わせて合成される。
【００２９】
このように、本実施の形態では、従来整合フィルタ通過後に各ユーザ及び各遅延タップごとに行っていた相関行列演算を整合フィルタ通過前に行い、各ユーザ及び各遅延タップに対して演算の共通化を行っている。
このように相関行列演算を共通化することによって、ユーザ数Ｎ、ＲＡＫＥタップ数Ｋのもとで同時に演算される相関行列及び相関行列の逆行列はそれぞれ１回のみとなる。従来方式では、アダプティブアレーの構成に際して、相関行列演算Ｎ・Ｋ回、逆行列演算Ｎ・Ｋ回が必要とされていたことを考えると大幅な計算量の削減が可能となる。
なお、本実施の形態では、複数ユーザの場合を例に取り上げたが、１ユーザ、ＲＡＫＥ受信機構成の場合にも同様に相関行列演算を１回にすることができる。
【００３０】
（第３の実施の形態）
図６は本発明の第３の実施の形態の概要を説明する最も基本的な図である。この図において、１はＣＤＭＡ受信局の受信機、２ａ〜２ｄはアンテナ、３０は行列演算部、３１は信号変換器、３２〜３４は各ユーザに対応する信号合成部を表す。図７は行列演算部３０における処理手順を表すフローチャート、図８は信号合成部の詳細を示す図である。
以下、図６〜図８を用いて本実施の形態について説明を行う。
【００３１】
本実施の形態は、前述した第１の実施の形態と同じウエイトベクトルＷｎ’および合成出力を得ることを目的としている。しかし、その回路構成は第１の実施の形態とは異なっている。
本実施の形態では、行列演算部３０において、まず相関行列Φ０の計算を行う（図７のステップＳ３１）。相関行列Φ０の定義および計算手法は前述した第１の実施の形態と同一である。
次に、相関行列Φ０の固有値分解を行い、Ｍ個の固有値λｍと固有ベクトルｅｍ （ｍ＝１，．．．，Ｍ）を導出する（Ｓ３２）。ここで、Ｍはアンテナ数である。アンテナ数と同数の固有値、固有ベクトルを導くことが可能である。
行列演算部３０では、導出された固有値λｍを用いて、次式の行列Λの計算を行う（Ｓ３３）。
【数７】
【数８】
【００３２】
このように変換された信号は、各ユーザごとの信号合成部３２〜３４に入力される。ここでは、ユーザｎに対応する信号合成部（図８）の動作について説明を行う。
信号合成部４０では、変換された各信号ｘ１’，ｘ２’，ｘ３’，ｘ４’は、それぞれ、ユーザｎに対応する整合フィルタ４１に入力され、その出力としてユーザｎの逆拡散信号を得る。さらに、一般に広く用いられている最大比合成法に従って、各ブランチの信号合成を行なう。具体的には、ウエイト演算部４２において、信号内に挿入された参照信号を用いてユーザｎの応答ベクトルＵｎを検出し、該応答ベクトルＵｎをウエイトベクトルとして、ウエイト乗算部４３で逆拡散信号と乗算し合成器４４で信号合成を行う。このように各ユーザに対応する信号合成部では、整合フィルタで自信号を検出した後、ブランチ間で最大比合成を行う。
【００３３】
本実施の形態に従って計算された信号合成出力の性質について説明を行う。
ユーザｎのアンテナ受信信号ベクトルを
Ｖｎ・ｓ（ｔ）＝［Ｖｎ１ Ｖｎ２ ．．． ＶｎＭ］・ｓ（ｔ） （１６）
とする。ここで、Ｖｎ１，．．．，ＶｎＭは変調信号を含まない受信レベルである。また、ｓ（ｔ）は信号の変調成分を表す。このとき、信号変換器３１の出力はΛＨ・Ｖｎ・ｓ（ｔ）で与えられる。また、整合フィルタ通過後に計算される応答ベクトルＵｎは
Ｕｎ＝β・ΛＨ・Ｖｎ （１７）
で与えられる。ここで、βは定数である。
従って、信号合成部４０における信号の合成出力ｚは次式で与えられる。
【数９】
上式より、ユーザｎに対する等価的なウエイトはΛ・ΛＨ・Ｖｎと表される。ここで、Λは相関行列Φ０と次式の関係にあることが一般に知られている。
【数１０】
【００３４】
本実施の形態では、信号変換器３１は各ユーザに対して共通であるため、ユーザ数が増加した場合にも信号変換器の負荷は変わらない。
また、相関行列を利用した信号変換部と最大比合成による信号合成部に回路構成が完全に分離されている。従って、従来より用いられていた最大比合成受信機からアダプティブアレー受信機への移行を行なう際に本実施の形態は効率的である。すなわち、従来の信号合成部の前段に共通な信号変換部（３０および３１）を取り付けることによって簡単にアダプティブアレー受信機とすることができる。
このように、本実施の形態では従来構成をそのまま利用できるという利点を有する。
【００３５】
なお、本実施の形態では信号合成部４０において最大比合成法を用いる場合を取り上げたが、その他の合成方法に対しても適用可能である。
また、応答ベクトルＵｎはデータ内の参照信号をもとに算出したが、第１の実施の形態と同様他の手法により応答ベクトルを算出しても構わない。
【００３６】
（第４の実施の形態）
上記第３の実施の形態では、ＲＡＫＥ受信のない場合を扱った。次に、ＲＡＫＥ受信を行う場合に適用した本発明の第４の実施の形態について説明する。
図９はＣＤＭＡの特徴であるＲＡＫＥ受信とアダプティブアレーを組み合わせた場合における前記信号合成部の構成を示す図である。これ以外の構成は、前記図６と同様であり、本構成においても全てのＲＡＫＥ受信遅延タップに対して共通の信号変換器３１を用いている。
図９において、５０、５１および５２はそれぞれ第１到来パス、第２到来パスおよび第３到来パスに対応する信号合成部であり、前記信号変換器３１からの出力ｘ１’、ｘ２’、ｘ３’、ｘ４’とこのユーザｎの拡散符号との相関を検出する整合フィルタ５３の各パスに対応するタップの逆拡散出力が供給され、それぞれのパスの受信信号に対する最大比合成が行われている。ここで、５４はウエイト演算部、５５はウエイト乗算部、５６は合成器であり、前記図８に関して説明したものと同様の処理が行われる。各信号合成部５０〜５２からの合成信号は、さらに、合成器５７でタイミングを合わせて合成されて合成出力が得られる。
【００３７】
このように、本実施の形態では、従来のＲＡＫＥ受信付き最大比合成受信機構成に対して信号変換部を挿入することによって、アダプティブアレー受信機への変更が可能となる。また、各ユーザ及び各遅延タップに対して信号変換部における演算の共通化を行っている。このような共通化によって、少ない演算量でアダプティブアレー受信機を構成することが可能となる。
【００３８】
（第５の実施の形態）
前述した第３の実施の形態および第４の実施の形態では行列演算部３０において相関行列Φ０を計算した後、その固有値λｍと固有ベクトルｅｍを計算し、行列Λの導出を行った。しかし、固有値λｍが雑音電力と同レベルの値である場合には、固有ベクトルｅｍに対応して得られる信号変換器３１の出力は雑音成分が主体となり、信号成分をほとんど含んでいないことが知られている。
そこで、このような雑音成分を出力しないようにしてウエイト演算の演算量を少なくした本発明の第５の実施の形態について、図１０を参照して説明する。
図１０は、この実施の形態における行列演算部６０および信号変換器６１を示す図である。本実施の形態では、値の小さい固有値、およびそれに対応する固有ベクトルを要素から除外した行列Λ’を用いて信号変換器６１の処理を行う。例えば、固有値λ２の値が雑音レベルと同程度となるほど小さい場合には、行列演算部６０は、Λに代えて次式であらわすΛ’を信号変換器６１に出力する。
【数１１】
信号変換器６１では次式に従って信号の変換を行う。
【数１２】
この実施の形態は、前記図８に示した実施の形態および前記図９に示した実施の形態のいずれも場合にも適用することができる。
【００３９】
（第６の実施の形態）
なお、上述した実施の形態１および２ではＳＭＩアルゴリズムを採用した場合を例にとって説明したが、本発明は、ＲＬＳアルゴリズムを採用した場合にも同様に適用することができる。
図１１は、前述した第１の実施の形態にＲＬＳアルゴリズムを用いた場合の各ユーザに対するアダプティブアレー信号処理部（図１におけるアダプティブアレー信号処理部３〜５）の構成を示す図である。なお、これ以外の構成は前記図１と同一であり、前述の場合と同様に、各ユーザに対して共通に設けられた行列演算部６の出力を用いるようにしている。
【００４０】
図１１に示す任意のユーザｎのアダプティブアレー信号処理部７０において、７１は、図１に示した複数のアンテナ２ａ〜２ｄに対応して設けられた整合フィルタであり、それぞれ対応するアンテナからの受信信号ｘ１〜ｘ４をこのユーザｎの拡散符号で逆拡散して信号ｙ１〜ｙ４を出力する。７２はＲＬＳアルゴリズムにより前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４に対するウエイトベクトルＷ（ｍ）を算出するウエイト演算部、７３は前記ウエイト演算部７２において算出されたウエイトベクトルＷ（ｍ）の各要素を前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４に乗算するウエイト乗算部、７４は各乗算部７３の出力を加算する合成器である。
【００４１】
前記ウエイト演算部７２には、前記各整合フィルタ７１からの逆拡散出力ｙ１〜ｙ４、前記行列演算部６（図１）において演算された相関行列の逆行列Φ０ −１、および、前記合成器７４の出力（アダプティブ合成信号）が入力され、ＲＬＳアルゴリズムによりウエイトベクトルを算出している。
ＲＬＳアルゴリズムでは、前記合成器７４から出力されるアダプティブ合成信号を用いて次式によりｍ＝１， ２， ．．．と逐次的にウエイト更新を行なう。
【数１３】
【００４２】
このように、本実施の形態では、ＲＬＳアルゴリズムにおける相関行列逆行列Φ０ −１を各ユーザ受信機において共通化している。本構成により、ＲＬＳアルゴリズムにおいても相関行列逆行列を各ユーザの受信機に対して共通化することが可能であり、演算量を削減することが可能となる。
なお、本実施の形態では、ＲＬＳアルゴリズムにおいて逆拡散信号ベクトルＹ（ｍ）を用いたが、Ｙ（ｍ）の代わりに逆拡散前のｍ番目の信号ベクトルＸ（ｍ）＝［ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４］Ｔを用いてもアダプティブアレーを構成することができる。この場合には、ユーザ間でΦ０ −１・Ｘ（ｍ）の値を共通化できるため、さらに演算量を削減することが可能となる。
また、前記第２の実施の形態（図５）の場合にも、同様にＲＬＳアルゴリズムを採用することができる。
なお、以上の説明において、アンテナ数が４、ＲＡＫＥ受信におけるパス数が３として説明したが、これは一例にすぎず、任意のアンテナ数およびパス数を採用することができることは明らかである。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、相関行列演算およびその逆行列演算を複数のユーザおよび遅延パスに対して共通化することができ、ＲＡＫＥ受信におけるウエイト演算量および多ユーザ環境におけるウエイト演算量を削減することができる。
また、整合フィルタ通過前の信号に対して受信信号間相関行列を演算しているため、拡散符号としてロング符号を用いた場合であっても誤差の少ない出力信号を得ることができる。
さらに、希望信号成分の少ない相関行列を求めることによって、収束速度の速いウエイト演算を行うことができる。
さらにまた、信号変換手段を用いた本発明によれば、従来機器からのバージョンアップが容易にできる。
さらにまた、出力の数が入力の数よりも少なくなるように信号変換を行う本発明によれば、より演算量を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機の一構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の行列演算部６の処理手順を表すフローチャートである。
【図３】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部内のウエイト演算部１２で行われる演算手順を表すフローチャートである。
【図５】本発明の第２の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機のアダプティブアレー信号処理部の構成例を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態の行列演算部６の処理手順を表すフローチャートである。
【図８】本発明の第３の実施の形態の信号合成部の構成を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機の信号合成部を示す図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態のアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機における行列演算部及び信号変換部を示す図である。
【図１１】ＲＬＳアルゴリズムを用いた本発明の第６の実施の形態のアダプティブアレー信号処理部の構成を示す図である。
【図１２】一般的なＣＤＭＡ伝送方式を表す図である。
【図１３】アダプティブアレーを用いたＣＤＭＡ方式の利用環境を示す図である。
【図１４】従来方式におけるアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成を示す図である。
【図１５】従来方式におけるアダプティブアレー信号処理部を示す図である。
【図１６】従来方式におけるアダプティブアレー信号処理部の処理手順を表す図である。
【図１７】従来方式におけるアダプティブアレーＣＤＭＡ受信機構成にＲＡＫＥ受信機を負荷した場合の構成図である。
【符号の説明】
１ 受信機
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ アンテナ
３、４、５、１０ アダプティブアレー信号処理部
６、３０ 行列演算部
１１、２３、４１、５３ 整合フィルタ
１２、２４、４２、５４ ウエイト演算部
１３、２５、４３、５５ ウエイト乗算部
１４、２６、２７、４４、５６、５７ 合成器
２０、２１、２２ 信号処理部
３１ 信号変換部
３２、３３、３４、４０、５０、５１、５２ 信号合成部
Claims (9)
- １又は複数のユーザから送信される信号を受信するＣＤＭＡ方式における無線受信装置であって、
複数のアンテナと、
前記各アンテナからの受信信号間の相関行列を算出する行列演算手段と、
前記各ユーザ対応に設けられ、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザに割り当てられた拡散符号で逆拡散した出力をウエイトを付けて合成する信号処理手段とを有し、
前記行列演算手段による演算結果を前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段におけるウエイトの算出に共通に用いるようにしたことを特徴とする無線受信装置。 - 前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いて前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされていることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の逆行列を算出するようになされており、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力と前記行列演算手段において算出された前記相関行列の逆行列とに基づいて、ウエイトベクトルを算出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で算出したウエイトベクトルを用いてその到来パスに関する前記各アンテナからの受信信号を逆拡散した出力を合成するようになされていることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 前記ウエイト演算部は、ＳＭＩアルゴリズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出することを特徴とする請求項２あるいは３に記載の無線受信装置。
- 前記ウエイト演算部は、ＲＬＳアルゴリズムを用いて前記ウエイトベクトルを算出することを特徴とする請求項２あるいは３に記載の無線受信装置。
- 前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、
前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は、前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとして前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザに割り当てられた拡散信号で逆拡散した出力を合成するようになされていることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 前記行列演算手段は、さらに前記相関行列の固有値および固有ベクトルを算出するようになされており、
前記複数のアンテナからの受信信号を前記行列演算手段により算出された前記相関行列の固有値および固有ベクトルを用いて変換する信号変換手段を有し、
前記各ユーザ対応に設けられた信号処理手段は複数の到来パスそれぞれに対応して設けられた信号処理部を有し、該各ユーザの各到来パスに対応する信号処理部は、その到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力から応答ベクトルを検出するウエイト演算部を有し、該ウエイト演算部で検出した応答ベクトルをウエイトベクトルとしてその到来パスに関する前記信号変換手段で変換された信号をそのユーザの拡散符号で逆拡散した出力を合成するようになされていることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 前記信号変換手段は、その出力の数がその入力の数よりも少なくなるように信号変換を行うことを特徴とする請求項６又は７記載の無線受信装置。
- 前記各ユーザに割り当てられる拡散符号は、長周期のロング符号であることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の無線受信装置。
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