KR20020006001A - 감소된 계산량으로 가중 벡터들을 구할 수 있는 적응형어레이 안테나-기반 ｃｄｍａ 수신기 - Google Patents

감소된 계산량으로 가중 벡터들을 구할 수 있는 적응형어레이 안테나-기반 ｃｄｍａ 수신기 Download PDF

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가와타 류우시
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다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시
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Abstract

가중 계산(weight calculation)에 포함된 계산량이 적응형 어레이 안테나 CDMA 수신기에서 감소된다. 공통 상관 행렬이 수신 신호들을 사용하여 계산된다. 바람직하게는, 공통 상관 행렬의 역행렬이 또한 계산된다. 공통 상관 행렬 혹은 역행렬은 모든 사용자 혹은 이동국들에 대한 가중 계산에 공통으로 사용된다. 본 발명의 CDMA 수신기는 각 사용자에 대해 제공된 부분을 포함한다. 각각의 부분은, 각각의 역확산 신호들을 얻기위해, 수신 신호들을 각 매칭된 필터들을 통해 통과시키고, 공통 상관 행렬 혹은 역행렬을 사용하여 가중 벡터를 계산하고, 가중된 역확산 신호들을 얻기위해, 가중 벡터로 각 역확산 신호들을 가중하고 가중된 신호를 각 사용자에 관련된 전송 신호에 결합한다.

Description

감소된 계산량으로 가중 벡터들을 구할 수 있는 적응형 어레이 안테나-기반 ＣＤＭＡ 수신기{Adaptive array antenna-based CDMA receiver that can find the weight vectors with a reduced amount of calculations}
본 발명은 일반적으로 CDMA 통신 시스템에서 사용되는 기지국의 적응형 어레이 안테나 기반 무선 수신기에 관한 것으로, 특히 이러한 무선 수신기에 제공된 것으로, 복수(M)의 안테나로부터 수신 신호들을 수신하고, 복수(N)의 사용자 혹은 이동국들 각각으로부터 채널 신호를 검출 및 추출하는 안테나 신호 처리 시스템에 관한 것이다.
일반적으로, 셀룰라 무선 혹은 이동 전화 시스템 사용자는 서비스 영역이 사용자의 위치를 포함하는 기지국을 통해 통신한다. 이러한 기지국은 동시에 다중 통신을 할 수 있는 환경을 설정하기 위해 기지국의 서비스 영역 내 각각의 단말기들 혹은 사용자들과 통신하기 위한 채널을 획득한다. 최근에, CDMA(부호분할 다중접속)이 이러한 다중화 기술 중 하나로서 큰 관심을 끌고 있다.
CDMA 시스템에서, 다중화는 각각의 서로 상이한 확산부호들을 복수의 사용자에 대해 사용함으로써 달성된다. 예를 들면, N명의 사용자들 각각에 대한 전송신호는 다음의 식(1)로 표현되며,
여기서, α는 전파계수이고, ci(t)는 i 번째 사용자에 할당된 확산 부호이고, ci(t)는 전송할 데이터이고, f는 캐리어 웨이브의 주파수이며, i= 1, 2, 3,...N이며, N은 수신기가 무선 전화 서비스로 제공할 수 있는 사용자 수이다. 그러나, 첨자는 생략하고 예를 들면 다른 통신 혹은 채널 간 어떤 관계를 다룰 때만 제외하곤 간단하게 x(t), c(t) 및 d(t)라고 표기한다. 전송신호의 데이터 혹은 값은 매 단위 시간 간격(Td)마다 갱신된다. 마찬가지로, 확산부호 c(t)는 매 단위 시간 간격(Tc)마다 갱신된다. 데이터 갱신기간(Td)과 확산부호 갱신기간(Tc) 간 비를 확산 이득 G라 한다. 확산 이득 G=Td/Tc는 보통 1 이상의 정수로 설정된다.
CDMA 시스템에서, 어떤 기지국에 의해 서비스되는 N 사용자의 전송 데이터 신호 d1(t), d2(t),..., dN(t)은 각각의 확산부호 c1(t), c2(t),..., cN(t)에 의해 곱해진다. 각각의 확산부호(혹은 가능한 채널) ci(t)에 대해서, CDMA 수신기에는 수신된 신호로부터 데이터 di(t)를 추출하기 위해 확산 부호-매칭 필터(MFi)가 구성된다. 추출된 신호 혹은 각각의 매칭 필터(MFi)를 통과한 기저대역의 신호는 다음식(2)으로서 주어진다.
이와 같이, 매칭 필터의 사용으로, 복수의 사용자로부터/의 신호를 동시에 수신할 수 있게 된다. 기지국에 의해 서비스되는 사용자 수가 확산부호의 수 및 채널 간 상호간섭량만큼 제한될지라도, 이동전화 서비스의 가입자 수가 급속히 증가하게 되면 보다 많은 가입자를 수용하기 위해 각각의 기지국을 필요로 한다. 이 상황에 대처하기 위해서, 적응형 어레이 안테나를 채용한 여러 가지 수신기가 지금까지 제안되어 왔다.
다음 문헌에 적응형 어레이 안테나를 구비한 CDMA 수신기에 관한 보고가 있다.
(1) Tanaka, Higuchi, Sawahashi 및 Adachi, "Indoor Transmission Test Characteristics of DS-CDMA Adaptive Array Antenna Diversity", IEICE(The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers), Radio Communication System Society Technical Report RCS98-53, June 1998, pp. 19-24)
(2) Tanaka, Harada, Sawahashi 및 Adachi, "Outdoor Transmission Test of Adaptive Antenna Array Diversity Reception in DS-CDMA" IEICE, Radio Communication System Society Technical Report RCS99-10, April 1999, pp. 19-24.
(3) Harada, Tanaka, Ihara, Sawahashi 및 Adachi, "The results of indoor transmission test of adaptive antenna array transmission diversity in a W-CDMA down link" IEICE, Radio Communication Systme Society Technical Report RCS99-157, November 1999, pp. 115-121.
(4) Ohgane 및 Ogawa, "The adaptive array and Mobile communications (II)", IEICE Trans., Vol. 82, No. 1, January 1999, pp. 55-61.
또한, 여러 가지 적응형 어레이 알고리즘이 지금까지 제안되었어도, SMI(샘플 행렬 역) 알고리즘, RLS(재귀 최소 제곱) 알고리즘 및 LMS(최소 평균 제곱) 알고리즘이 문헌(4)에 기술된 바와 같은 것이 다른 것 중에서도 더 사용된다. 입력 신호의 상관 행렬의 계산을 포함하는 SMI 및 RLS 알고리즘이 수렴되지만 많은 량의 계산을 필요로 하며, LMS 알고리즘은 계산량이 덜 하지만 수렴하는데 느리다. 이에 관련하여, (1) 내지 (8)의 전 문헌은 LMS 알고리즘을 사용한다.
도 1은 다중 사용자 CDMA 수신기 내 종래의 적응형 어레이 안테나부의 구조를 도시한 개략적인 블록도이다. 도 1에서, 적응형 어레이 안테나부(1)는 안테나 어레이(도시없음)을 구성하는 안테나(도시없음)을 각각 포함하는 M 무선부(10-1 내지 10-M)을 포함한다. 안테나 신호 처리 시스템(20)은 CDMA 수신기 또는 CDMA 수신기를 포함하는 기지국에 의해 지원되는 가용 채널(CH1 내지 CHN) 혹은 사용자에 대해 제공되는 N 적응형 어레이 신호 처리기(100-1 내지 100-N)(이 특정의 예에서 M=4)를 포함한다. 각각의 무선부(10)에서, 안테나에 의해 수신된 수신 신호들은 주파수 변환이 되고 동기 검출되어, 실수부로서 동상성분과 허수부로서 쿼드래처 (quadrature)성분을 갖는 복소 기저대 신호(xj(j=1, 2,...M))가 된다. 무선부(10)로부터 출력된 복소 기저대 신호(x1 내지 xM)(이 예에서는 x4)는 각각의 신호 처리기(100-i)에 공급된다.
도 2는 도 1의 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100-i0의 구조를 도시한 블록도이다. 신호 처리기(100)는 예를 들면 상기 언급한 SMI 알고리즘을 사용하는 것으로 가정한다. 도 2에서, 신호 처리기(100-i)는 확산부호(ci(t))에 매칭되도록 구성되는 M 개의 매칭 필터(MFi(111)), 적응형 어레이 가중 계산기(112-i), M 가중 곱셈기(113) 및 신호 결합기(114)를 포함한다. 적응형 어레이 신호 처리기(100-1 내지 100-N)는 신호 처리기(100-1 내지 100-N)의 매칭 필터(MF1 내지 MFN)가 각각의 확신부호(c1(t) 내지 cN(t))에 매칭되도록 구성되는 것을 제외하고 구조가 서로 동일하다.
도 2에서, 각각의 신호 처리기(100-i)에서, 무선부(10)로부터 기저대 신호(x1 내지 x4)는 1 대 1 대응으로 매칭된 필터(111)에 인가되어, 역확산 (despread) 신호(yi,1, yi,2, yi,3및 yi,1)로 역확산되고, 적응형 어레이 가중 계산기 (112-i) 및 M개의 가중 곱셈기(113) 각각에 공급된다.
적응형 어레이 가중 계산기(112-i)는 상관 행렬(Φi) 및 응답벡터(Ui)를 계산하고, 다음의 식(3)으로 표현된 가중 벡터(Wi)를 계산한다.
여기서 Φi - 1는 Φi의 역 행렬이다.
상관 행렬 Φi는 다음 식(4)에 의해 주어진다.
여기서, A*는 A에 대한 복소 공액이며, E{B}는 많은 데이터 샘플에 대한 행렬B의 평균을 나타낸다. 각각의 변수(yi,j)(j=1, 2, 3, 4)의 첨자 "i"는 상기 식에서 생략되었음에 유의한다. 식(4)에서, 행렬의 각각의 원소는 매칭된 필터(111)로부터 신호들 간 상관을 나타낸다. 데이터 샘플에 대한 평균화를 포함하는 상관 행렬(Φi)의 계산은 보통 무선 전파 환경이 덜 변경될 수 있는 시간영역에서 행해진다. 상관 행렬(Φi)의 값은 무선 전파 환경이 변경되었을 때 갱신된다.
응답 벡터(Ui)는 역확산 신호들(yi,1내지 yi,4)에 포함된 기준 신호들을 사용하여 계산된다. 구체적으로, 가중 계산기(112-i)는 다음식과 같이 응답 벡터(Ui)를 발생시키는 필터링된 신호(ui,1내지 ui,4)를 얻기 위해 신호들(yi,1내지 yi,4)에 포함된 기준신호들에 매칭되도록 각각 구성된 각각의 필터로 신호들(yi,1내지 yi,4)을 필터링한다.
각각의 변수 ui,j(j=1, 2, 3, 4)의 첨자 "i"는 상기 식에서 생략되었음에 유의한다. 계산된 벡터의 원소(ui,1내지 ui,4)는 각각 역확산 신호들(yi,1내지 yi,4)를 곱하기 위해 가중 곱셈기들(113)에 의해 사용된다. 가중 곱셈기들(113)로부터의 출력신호들은 결합기(114)에 의해 결합되어 i 번째 사용자 혹은 이동국에 연관된 채널 신호(zi)를 출력한다.
그러나, 전술한 바로부터 알 수 있듯이, CDMA 수신기가 N명의 사용자를 지원한다면, N 개의 가중들을 구하기 위해서는 상관 행렬(Φ1내지ΦN)에 대해 N 계산, 응답벡터(U1내지UN)에 대해 N개의 계산, 가중 벡터들(W1내지WN)에 대해 N개의 합성이 필요하여, 총 4N개의 계산을 행한다. 특히, 상관 행렬(Φi)과 역행렬(Φ -1)를 구하는 것은 상당한 량의 계산을 각각 필요로 하여, 이에 따라 큰 회로와 다량의 전력을 필요로 한다. 이것은 이동통신에 적응형 어레이 안테나의 도입에 심각한 장애가 된다. 더욱이, CDMA 수신기가 복수의(예를 들면, K) 무선 경로를 사용하고, 이를 위해서 각각의 K개의 무선 경로에 대해 가중 벡터 계산을 수행하는 레이크 수신기이면, 모든 가중 벡터 계산은 4NㆍK개의 계산을 요하며, 이것은 보다 큰 회로 및 보다 많은 전력을 필요로 한다.
또한, 전파경로들은 항시 이동통신에서 변할 수 있기 때문에, CDMA 수신기는 변화를 추적하는 제어를 필요로 한다. 그러나, LMS 알고리즘은 가중 벡터들(W1내지WN)의 수렴이 느린 문제가 있어 전파경로들에서 변화를 추적할 수 없게 된다.
도 1은 다중(multi) 사용자 CDMA 수신기(도시없음)에서 종래의 적응형 안테나부의 구성을 도시한 블록도.
도 2는 도 1의 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100-i)의 구성을 도시한 블록도.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 다중 사용자 CDMA의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
도 4는 도 3의 상관 행렬 계산기(200)의 동작을 도시한 흐름도.
도 5는 도 3의 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
도 6은 도 5의 적응형 어레이 가중 계산기(120-i)의 동작을 도시한 흐름도.
도 7은 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)로 대치되었을 때, 안테나 신호 처리 시스템(30)이 레이크(RAKE) 수신을 실현할 수 있게 하는 레이크 수신부(300-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 다중 사용자 CDMA 수신기의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
도 9는 도 8의 행렬 계산기의 동작을 도시한 흐름도.
도 10은 도 8의 적응형 어레이 신호 처리기(100c-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
도 11은 도 8에 적응형 어레이 신호 처리기(100a)에 대치될 수 있는 RLS 알고리즘 기반 적응형 어레이 신호 처리기(500)의 구성을 도시한 개략적인 블록도.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*
30: 안테나 신호처리 시스템 35: 검출기
100a: 적응형 어레이 신호 처리기
그러므로, 본 발명의 목적은 안테나 기반 CDMA 수신에서 사용하기 위한 것으로 감소된 계산량으로 가중 벡터를 구할 수 있는 안테나 신호 처리 시스템을 제공하는 것이다. CDMA 수신기는 레이크(RAKE) 수신기일 수 있다.
본 발명의 다른 목적은 안테나 기반 CDMA 수신에서 사용하기 위한 것으로 전파경로들에서 변화를 추적하기 위한 가중 벡터의 수렴이 충분히 빠른 안테나 신호 처리 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 적응형 어레이 안테나 및 이러한 안테나 신호 처리 시스템이 구비된 CDMA 수신기를 제공하는 것이다.
상기 및 그 외 목적은 CDMA 수신기 내 안테나 어레이를 구성하는 제 2 의 복수의 안테나로부터 유도된 수신 신호들로부터 제 1 복수의 사용자 혹은 이동국 각각으로부터 전송된 채널신호를 추출하는 기술에 의해 달성된다. 수신 신호들은 각 사용자의 확산부호에 매칭되게 구성된 각 매칭된 필터를 아직 통과하지 않은 것으로 가정한다.
본 발명의 일면에 따라서, 수신 신호들을 사용하여 적어도 공통 상관 행렬이 계산된다. 바람직하게, 공통 상관 행렬의 역행렬이 또한 계산된다. 역행렬의 공통 상관 행렬은 모든 사용자에 대한 가중 계산에 공통으로 사용된다. 본 발명의 CDMA 수신기는 각 사용자에 대해 제공된 부분, 즉 적응형 어레이 신호 처리기를 포함한다. 각각의 적응형 어레이 신호 처리기는 수신 신호들을 각 매칭된 필터에 통과시켜 각각의 역확산 신호들을 얻고, 공통 상관 행렬 혹은 역행렬을 사용하여 가중 벡터를 계산하고, 가중 벡터로 각 역확산 신호들에 가중하여 가중된 역확산 신호들을 얻고, 가중된 신호를 각 사용자에 연관된 채널신호에 결합한다.
공통 상관 행렬 및 역행렬은 단지 한 번 계산되고 모든 사용자에 대한 가중 계산에 공통으로 사용되기 때문에, 가중 계산에 연루한 계산량이 대폭 감소된다.
더욱이, 매칭된 필터(111)의 상류측 경로에서 상관 행렬 계산은 상관 행렬 계산 기간을 이를테면 심볼기간, 칩 시간(혹은 부호 기간) 등의 임의의 원하는 값으로 설정될 수 있게 한다. 계산기간이 짧을수록, 가중 수렴에 필요한 시간이 짧아지게 된다.
장 부호(long code)가 확산부호로서 사용된다면, 잡음이 감소된 출력신호가 얻어진다.
본 발명은 레이크 수신기에도 적용될 수 있다. 마찬가지로, 공통 상관 행렬 및 역행렬이 한 번만 계산되고 모든 사용자에 그리고 각 사용자로부터 전송신호의 전파경로들에 공통으로 사용된다. 레이크 수신기는 각 사용자에 대해 제공된 제 1 부분을 포함한다. 각각의 제 1 부분은 각각의 역확산 신호들을 얻기 위해서 각각의 매칭된 필터에 수신 신호들을 통과시킨다. 각각의 제 1 부분은 사용자로부터 전송신호의 전파경로들에 대해 제공된 제 2 부분을 포함한다. 각각의 제 2 부분은 공통 상관 행렬 혹은 역행렬을 사용하여 전파경로들에 맞는 가중 벡터를 계산하고, 가중된 역확산 신호들을 얻기 위해서 가중 벡터로 각각의 역확산 신호들에 가중하고, 가중된 역확산 신호들을 전파경로들을 통과한 채널 신호성분으로 결합한다. 이어서, 채널신호 성분들은 함께 채널신호로 결합된다.
본 실시예는 계산량을 더욱 감소시킬 수 있게 한다.
제 2 실시예에 따라서, 변환행렬은 상기 수신 신호들로부터 계산되고, 수신 신호들은 변환행렬을 사용하여 변환되어 각각의 변환된 신호가 얻어진다. 각 사용자에 대해 제공된 부분은 각각의 변환된 신호를, 각각의 역확산 신호들을 얻도록 가 사용자의 확산부호에 매칭되게 구성된 각 매칭된 필터로 통과시키고, 각 사용자에 연관된 채널신호에 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합한다.
실시예(I)
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에 따라 적응형 어레이 안테나(도시없음)을 사용한 다중 사용자 CDMA 수신기(2)의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 3에서, 적응형 어레이 안테나부(2)는 안테나 어레이(도시없음)을 구성하는 안테나(도시없음)을 각각 포함하는 M 무선부(10-1 내지 10-M); 안테나 신호 처리 시스템(30); 및 M 검출기(35-1 내지 35-M)을 포함한다. M은 도시하지 않은 안테나 어레이의 안테나(도시없음) 수이다. 도 3의 안테나 신호 처리 시스템(30)은 도 3에서 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100-i)이 대응하는 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)로 치환되고 M 적응형 어레이 신호 처리기(100a)에 의해 공유되는 상관 행렬 계산기(200)가 부가된 것을 제외하고 도 1의 시스템(20)과 동일함에 유의한다. 무선부(10) 출력신호(x1 내지 xM)(이 예에서 M=4)은 상관 행렬 계산기(200)의 입력단말에 결합되고, 이 계산기(200)의 출력은 각각의 적응형 행렬 어레이 신호 처리기(100a-1 내지 100a-N)에 공급된다. 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100-i)의 출력신호(zi)는 i 번째 사용자로부터 전송된 데이터를 검출하는 대응하는 검출기(35-i)에 공급된다.
도 4는 상관 행렬 계산기(200)의 동작을 도시한 흐름도이다.
본 발명의 원리에 따라서, 모든 사용자 혹은 이동국에 공통인 상관 행렬(Φ)는 무선부(10-1 내지 10-M)의 출력신호(x1 내지 x4)로부터 계산된다. 구체적으로, 상관 행렬 계산기(200)는 단계 202와 같이 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100a-1 내지 100a-N)에 입력되는 신호(x1 내지 x4)로부터 공통 상관 행렬(Φ)를 계산한다. 이 경우, 공통 상관 Φ행렬은 다음과 같이 표현된다.
여기서 A*는 A의 복소 공액이고, E{B}는 많은 데이터 샘플에 대한 행렬(B)의 평균을 의미한다. 따라서, 공통 상관 행렬(Φ)의 각각의 원소는 안테나(도시없음) 혹은 무선부(10-a 내지 104)로부터의 신호(x1 내지 x4)로부터 쌍(단일 신호의 복제를 포함하는) 간에, 일정 시간 기간에 대해 취해진, 상관의 평균이다.
보통, 안테나에 의해 수신되는 신호는 각각의 기저대 신호로 변환되기 전에 샘플링된다. CDMA 시스템에서, 기저대 수신 신호들은 확산부호의 갱신간격(Tc)와 같거나 이보다 짧은 간격으로 샘플링되었다. 이 실시예에서 상관값들을 평균하는 것은 공통 상관 행렬(Φ)의 계산에서 매 기간(Tc) 동안 무선부(10) 출력 신호(x1내지 x4)에 대해 수행될 수 있다. 평균하는 것은 예를 들면 전송 데이터의 매 심볼 간격(Td)와 같이 보다 긴 간격으로 행해질 수도 있다. 또한, 상관값들을 평균하는 것은 불규칙한 간격으로 행해질 수 있다. 간단히 하기 위해서, 무선부(10) 출력신호는 상관 행렬 계산을 위해 매 심볼 간격(Td) 검출되는 것으로 가정한다.
상관 행렬 계산에 이어, 상관 행렬 계산기(200)는 단계 204에서 공통 상관 행렬(Φ)의 역 행렬(Φ-1)을 계산한다. 계산된 역 행렬(Φ-1)의 값은 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100a-1 내지 100a-N)에 공급된다.
도 5는 도 3의 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 5의 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)는 도 5에서 적응형 어레이 가중 계산치(112-i)가 적응형 어레이 가중 계산기(120-i)로 대치된 것을 제외하고 도 2의 처리기(100-i)와 동일하다. 적응형 어레이 가중 계산기(10-i)의 동작을 도 6에 나타내었다. 도 6에서, 가중 계산기(120-i)는 단계 122에서 각각의 매칭 필터(111)로부터 역확산 출력(yi,1내지 yi,4)에 포함된 참조 코드를 사용함으로써 응답 벡터(Ui)를 검출한다. 이어서, 가중 계산기(120-i)는 단계 124에서 역행렬 (Φ-1)을 입력하고, 단계 126에서 다음 식에 따라 가중 벡터(Wi')를 계산한다.
나머지는 도 1의 대응하는 부분과 동일하기 때문에, 나머지 부분의 동작은 도 2의 대응하는 부분과 동일하다.
전술한 바로부터 알 수 있듯이, 본 실시예는 공통 상관 매트릭스(Φ)와 이의 역행렬(Φ-1)만을 계산하는데, 종래 기술의 시스템에서는 N 상관 행렬(Φ1 내지 ΦN과 이의 N 역행렬(Φ-1)을 계산한다. 따라서, 본 실시예는 계산량을 대폭 감소시킬 수 있다.
또한, 제 1 실시예에 따라 계산된 가중 벡터(Wi')(i=1, 2,...,N)은 종래 기술 시스템에서 계산된 가중 벡터(Wi)와 동일하지 않음에 유의한다. 그러나, 벡터(Wi)와 (Wi) 간 차이는 일반적으로 매우 작다. 다음에 가중 벡터의 특징에 대해 논한다.
M개의 안테나들로부터 얻어진 사용자의 수신 신호는 수신 신호 벡터로 표현된다고 가정한다.
여기서 Vi,j는 안테나 j로부터 얻어진 것이지만 캐리어 성분은 포함하지 않는 사용자 i의 수신 신호의 레벨을 나타낸다. 상관 매트릭스(Φ)이 다음 식(9)로 주어진다는 것은 이 기술에 공지된 것이다.
여기서, AH는 행렬 A의 전치 공액이다.
한편, 종래기술에서, 상관 행렬(Φ1 내지 ΦN)는 매칭 필터(111)를 거친 신호에 대해서 계산된다. 예를 들면, 매칭된 필터(111)을 통과한 사용자(1)의 신호에 대해 계산된 상관 행렬(Φi)은 다음 식(10)으로 표현된다.
여기서 ai는 사용자(1)의 확산부호와 사용자(i)의 확산부호 간 상관을 나타내며 다음 식(11)로 표현된다.
여기서 E{A}는 상관 행렬 계산에 평균화 기간과 동일한 기간 동안의 A의 평균이다. CDMA에서, 사용자(1)의 확산부호와 다른 사용자(i)의 확산부호사이의 상관 ai(i≥2)이 사용자(i)에 따라 약간 다를지라도, 상관(a2내지 aN) 서로 거의 동일하다. 예를 들면, W-CDMA에서 이의 도입이 일본에서 검토 중에 있는 데, 사용자의 확산부로서 기간이 매우 긴 부호를 사용할 것인지 여부가 고찰 중에 있다. 이러한 부호가 사용된다면, 각 사용자의 확산부호 ci(t)는 충분한 무작위성을 가지므로, E{}의 시간 평균화한 것이 사용자들의 상관들을 서로 동일하게 한다.
사용자(1)와 다른 사용자(i)(i≠1) 간 확산부호의 상관이 서로 완전히 동일하다면, 가중 벡터(Wi,Wi')는 다음의 식으로 표현된다.
원하는 신호성분(i=1)은 식(12, 13)에서 상관 행렬 내 가중치상에 전혀 영향을 미치지 않기 때문에, i=1에 대한 표기는 생략되었음에 유의한다. 식(12, 13)에서 알 수 있듯이, 가중 벡터(Wi,Wi')는 스칼라만이 서로 다르고 방향은 동일하다. 가중 동작에서, 가중의 스칼라는 의미가 없으며, 중요한 것은 가중의 방향이다. 이 때문에, 가중 벡터(Wi,Wi')는 서로 동일한 것으로 간주될 수 있다.
즉, N의 서로 다른 사용자 간 확산부호 상관(a2내지 aN)이 서로 간에 완전히 동일하다면, 가중 벡터(Wi')는Wi와 동일하다. 또한, 확산부호 상관(a2내지 aN)이 사용자에 따라 다르다면, 가중 벡터(Wi')는 가중 벡터(Wi)와 일치하지 않고Wi에 가까운 값을 갖는다. 원하는 신호가 사용자(1)로부터의 신호인 경우에 관련하여 설명되었지만, 전술한 특징은 다른 사용자에게 적용된다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 따라 계산된 각 사용자에 대한 가중 벡터는 종래 기술의 적응형 어레이 안테나의 값에 매우 가까운 값을 갖는다. 따라서, 본 발명은 계산량이 감소된 거의 최적 상태의 적응형 어레이 안테나 시스템을 실현할 수 있다.
또한, 기간이 매우 긴 장 부호가 사용자에 대한 확산부호로 사용된다면, 본 발명에서 행해지는 바와 같이 매칭된 필터에 선행하는 스테이지에서 상관 매트릭스를 계산하는 것에 의해 계산의 수렴은, 매칭된 필터를 통과한 신호에 대해 상관 행렬을 계산하는 것에 비해 고속으로 될 수 있고 계산 에러가 감소된다. 즉, 각각의 매칭된 필터(111)의 출력은 상호간섭 성분으로서 다른 사용자와의 상호 상관을 포함한다. 장 부호가 사용된다면, 상호 상관의 레벨은 심볼에 따라 변한다. 이 때문에, 매칭된 필터(111)의 출력신호를 사용하여 상관 행렬(Φ1내지 ΦN)을 계산하게 되면 상관 행렬에서 수렴시간이 길어지게 된다. 반면, 상관 행렬의 계산이 본 발명에 따라 매칭된 필터(111)에 앞선 스테이지에서 수행된다면, 어떠한 상호 상관도 일어나지 않기 때문에, 상호간섭 신호의 레벨은 프로세스 기간 동안 일정한 것으로 간주되어 있고, 따라서 상관 행렬(Φ)이 고속으로 수렴되고 에러가 줄어될 수 있다.
더욱이, 매칭된 필터(111)의 하류측 경로에서 계산된 상관 행렬은 큰 크기의 원하는 신호성분을 포함하는데, 이것은 가중 벡터가 완전히 수렴되거나 불변상태에 도달하였을 때 가중 벡터에 영향을 미치지 않지만 가중 벡터가 아직 수렴되지 않았다면 가중 벡터에서 에러를 야기할 수 있다. 반면, 본 발명에 따라 얻어진 상관 행렬(Φ)은 크기가 덜한 원하는 신호성분을 포함하는데, 이것은 가중 벡터에 에러를 거의 야기하지 않는다.
매칭된 필터(111)의 상류측 경로에서 상관 행렬(Φ)을 계산하는 것은 이를테면 심볼 기간, 칩 시간(chip time)(혹은 부호 기간) 등과 같은 임의의 원하는 값으로 상관 행렬 계산의 기간을 설정할 수 있게 함에 유의해야 한다.
요약하여, 안테나 신호 처리 시스템(30), 본 발명에 따른 다중 사용자 CDMA 수신기의 적응형 어레이 안테나부(2)는 가중 벡터 계산에서 계산량을 감소시킬 뿐만 아니라 장 부호가 사용될 경우 원하는 출력신호 특성을 나타내며, 원하는 시간 내에 상관 매트릭스가 계산될 수 있게 한다.
본 실시예에서, 응답벡터(Ui)는 각각의 적응형 어레이 가중 계산기(120-i) 내 매칭된 필터(111)의 출력에 포함된 기준신호들에 의거하여 계산된다. 그러나, 기준신호 전송기간 이외의 사용자 데이터 전송기간에, 매칭된 필터(111)로부터 출력된 신호가 검출될 수 있고 검출된 신호는 응답벡터를 얻기 위해 기준신호로서 사용될 수 있다.
적응형 어레이 가중 계산기(120-i)는 응답벡터의 일부 원소들의 값이 충분히 작다면 이들 원소를 제로로서 취급함으로써 신호처리를 수행하도록 구성될 수 있다.
종래 기술의 동등 이득 결합기 혹은 선택 결합(Equal Gain Combining or Selection Combining)과 동일한 가중이 응답 벡터로서 사용될 수 있다.
전술한 바로부터 알 수 있듯이, 응답 벡터(Ui)는 반드시 전술한 실시예에 기수된 형태일 필요는 없다.
실시예(I)에 따른 레이크 수신기
도 7은 도 3에서 적응형 어레이 신호 처리기(100a-i)에 대해 대치되었을 때 안테나 신호 처리 시스템(30)이 레이크 수신을 실현할 수 있게 하는 레이크 수신부(300-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 7에서, 사용자(혹은 이동국)(i)에 연관된 레이크 수신부(300-i)는 사용자 i의 확산부호에 일치하도록 각각 구성된 M 매칭된 필터(111); 복수의 (P) 적응형 어레이 신호 처리기(100b-i-1 내지 100b-i-P)(P는 서로 상이한 무선 경로들을 통해 전파된 추출할 신호 수); 및P 적응형 어레이 신호 처리기(100b-i)로부터의 출력신호(zi,1내지 zi,P)를 결합하여 결합된 신호(zi)를 제공하는 신호 결합기(302)를 포함한다. 수신할 서로 다른 신호의 전파경로들의 수, P는 1 이상의 임의의 적합한 정수로 설정될 수 있다. 이 예에서, P는 3으로 설정된다. 매칭된 필터(111)를 통과한 신호는 3 개의 적응형 어레이 신호 처리기(100b-i-1 내지 100b-i-3) 각각에 공급된다. 도 7의 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100b)는 매칭된 필터(111)는 제거하였으나 매칭된 필터(111)의 출력은 적응형 어레이 가중 계산기(120-i) 입력단자와 각각의 곱셈기 (113)의 입력단자에 접속된 것을 제외하고 도 5의 처리기(100a)와 동일하다.
적응형 어레이 신호 처리기(100b)는 구조가 서로 동일하다. 레이크 수신기(도시없음) 혹은 이 레이크 수신부(300)를 채용한 안테나 신호 처리 시스템(30)에서, 공통 상관 행렬(Φ)의 역행렬(Φ-1)은 지연 탭을 사용하는 각각의 레이크 수신부(300-i)용으로 그리고 각각의 적응형 어레이 신호 처리기(100b-i-p)(이 예에서 p=1, 2, 3)용으로 사용된다. 응답벡터(Ui,p)는 각각의 레이크 수신부(300-i)의 각각의 적응형 어레이 가중 계산기(120-i-p) 내 대응하는 지연 탭에 대해 계산된다.
본 발명에 따라서, 안테나 신호 처리 시스템(30) 혹은 레이크 수신부(300)를 채용한 적응형 어레이 안테나부(2)는 공통 상관 행렬의 계산 및 역행렬 계산을 필요로 할뿐이다. 종래 기술의 레이크 수신기가 상관 행렬의 NㆍP 계산 및 NㆍP 역행렬 계산을 요한다는 것을 고려하여, 안테나 신호 처리 시스템(30) 혹은 레이크 수신부(300)를 채용한 적응형 어레이 안테나부(2)가 가중 벡터 계산에 포함된 계산량을 대폭 감소시킬 수 있음이 명백하다.
상기 예에서 다중 사용자 경우를 논했지만, 본 발명은 단일 사용자 레이크 수신기에도 적용될 수 있다.
확산부호용으로 전술한 장 부호를 사용하는 것에 의해 본 발명의 레이크 수신기는 전술한 바와 같은 바람직한 출력신호 특성을 갖게 할 수 있음에 유의한다.
실시예 (II)
도 8은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 다중 사용자 CDMA 수신기의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 8에서, 다중 사용자 CDMA 수신기(3)은 안테나 신호 처리 시스템이 30에서 40으로 변경된 것을 제외하고 도 3의 수신기(2)와 동일하다. 도 8의 안테나 신호 처리 시스템(40)은 도 8에서,
행렬 계산기가 200에서 420으로 바뀌었고;
신호 변환기(440)가 행렬 계산기(420)의 입력점의 하류측 상의 무선부(10)로부터 출력신호(x1 내지 x40) 경로에 삽입되었고;
행렬 계산기(420)의 출력이 신호 변환기(440)에 접속되었으며;
적응형 어레이 신호 처리기가 100a에서 100c로 바뀌었다는 것을 제외하고는 도 3의 시스템(30)과 동일하다.
도 9는 도 8의 행렬 계산기(420)의 동작을 도시한 흐름도이다. 도 9에서, 행렬 계산기(420)는 먼저 단계 422에서 제 1 실시예에서 기술된 바와 동일한 방식으로 무선부(10) 출력신호(x1 내지 x4)를 사용하여 공통 상관 행렬(Φ)을 계산한다. 단계 424에서, 행렬 계산기(420)는 고유치{λj|j=1, 2, ...M} 및 고유벡터{ej|j=1, 2, ...M}을 얻기 위해서 상관 행렬(Φ)의 고유분석(eigen-analysis)을 수행한다. 이어서, 단계 426에서, 행렬 계산기(420)는 다음과 같이 변환행렬 Λ를 계산한다.
이와 같이 하여 얻어진 변환행렬(Λ)을 사용하여, 신호 변환기(440)는 무선부(10)로부터 출력되는 복소 기저대 신호(x1 내지 xM)을 다음과 같이 변환한다.
여기서 [x1 x2 ....xM]은 입력된 복소 기저대 신호를 나타내며, [x1' x2' ... xM]은 변환된 신호를 나타내고, [A]T는A의 전치행렬을 나타낸다. 이러한 변환은 기저대 신호의 매 샘플링 기간 수행된다. 변환된 신호(x1' x2' ... xM')은 각각의 사용자(1 내지 N)에 연관된 적응형 어레이 신호 처리기(100c-1 내지 100c-N) 각각에 공급된다.
도 10은 도 8의 적응형 어레이 신호 처리기(100c-i)의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 8의 적응형 어레이 신호 처리기(100c-i)는 도 10에서, 적응형 어레이 가중 계산기(120-i)가 응답 벡터 검출기(130)로 대치된 것을 제외하고 도 5의 처리기(100a-i)와 동일하다. 이 때문에, 동일 구성요소의 설명은 생략한다
응답 벡터 검출기(130)는 매칭된 필터(111)로부터 역확산 신호들 각각에 삽입된 기준신호를 사용하여 응답벡터(Ui)를 얻고 이 얻어진 응답벡터(Ui)를 가중 벡터 (Wi)로서 출력한다. 가중-곱셉기들(113)은 각각의 역확산 신호들을 응답 벡터(Ui)로 곱한다. 가중-곱해진 역확산 신호들은 결합기(114)에 의해 결합된다. 그러므로, 사용자(i)에 연관된 적응형 어레이 신호 처리기(100c-i)는 매칭된 필터(111)를 사용하여 그 자신의 신호를 검출하고 검출된 신호들의 최대-비(maximum-ratio) 결합을 수행한다.
다음에 본 발명의 제 2 실시예에 따라 얻어진 결합된 신호 출력(zi)의 특성을 논한다. 먼저 사용자(i)에 대한 수신 신호들이 벡터로서 다음과 같이 표현되는 것으로 가정한다.
여기서 [Vi,1, Vi,2, ..., Vi,M]는 어떠한 변조신호도 포함하지 않는 수신 신호들의 레벨이고, s(t)는 수신 신호들의 변조성분이다. 다음에, 신호 변환기(440)의 출력은 ΛHㆍViㆍs(t)에 의해 주어진다. 또한, 응답 벡터 검출기(130)에서 얻어진 응답 벡터(Ui)는 다음 식으로 표현된다.
여기서 β는 상수이다.
이에 따라, 사용자(i)에 대해 결합된 신호(zi)는 다음 식으로 주어진다.
여기서 ΛH는 A의 전치 공액이다.
식(18)로부터 알 수 있듯이, 사용자 i에 대한 등가 가중은 ΛㆍΛHㆍVi로 표현된다. 변환행렬(Λ)와 상관 행렬(Φ)간에 다음의 관계가 존재한다는 것이 알려져 있다. 즉,
따라서, 등가 가중 벡터는 Φ-1ㆍVi로 표현되는데, 이것은 제 1 실시예에서 사용된 가중 벡터(Wi)와 동일하다. 요약하여, 본 발명의 제 2 실시예는 제 1 실시예와 구성면에서 상이하나 결합된 신호 출력을 제 1 실시예의 출력으로서 제공한다.
신호 변환기(440)는 모든 사용자가 공유하기 때문에, 변환기(440)는 사용자 수가 변하더라도 효과적이다.
안테나 신호 처리 시스템(40)은 공통 상관 행렬과 최대-비 결합에 의거한 신호 결합비(110a)를 사용하는 신호 변환부(420, 440)로 완전히 분리됨에 유의한다. 이러한 면에서, 본 발명의 제 2 실시예는 현재 사용되는 최대-비 결합 수신기를 적응형 어레이 안테나 수신기로 변경한다면 매우 잇점이 있다. 즉, 적응형 어레이 안테나 수신기는 종래의 신호 결합기의 상류측 경로에 변환 행렬 계산기(420) 및 신호 변환기(440)를 삽입시킴으로서 실현될 수 있다.
따라서, 본 발명의 제 2 실시예는 종래의 수신기를 사용함으로써 실현될 수 있다.
실시예(II)에 따른 레이크 수신기
본 발명의 제 2 실시예에 따른 레이크 수신기는 도 8에서 적응형 어레이 신호 처리기(100c)에 도 7의 레이크 수신부(300)를 사용함으로써 실현될 수 있다.
본 발명의 제 2 실시예에 따라, 종래의 레이스 수신 및 최대-비 결합 수신기는 변환 행렬 계산기(420) 및 신호 변환기(440)를 부가함으로써 적응형 어레이 안테나 수신기로 변경될 수 있다. 변환 행렬 계산기(420) 및 신호 변환기(440)는 모든 사용자 및 지연 탭에 의해 공유되고, 그럼으로써, 감소된 계산량으로 적응형 어레이 수신이 될 수 있다.
그러나, 이 기술에 공지된 바와 같이, 고유치(λj)의 레벨이 잡음의 레벨에 가깝다면, 신호 변환기(440)의 출력은 대부분이 잡음이고 신호성분은 거의 포함하지 않는다. 필요로 한 것은 잡은 레벨을 억제하면서 계산량을 줄이는 것이다. 이것은 이 실시예의 다음 수정에 의해 달성된다.
수정예
본 수정예에 따라서, 소정의 값보다 레벨이 낮은 어떤 고유치(들)가 존재한다면, 저 레벨 고유치로 변환된 신호(들) 및 대응하는 고유벡터(들)은 다음 연이은 처리기에 사용되지 않는다. 구체적으로, 고유치(λ2)의 레벨이 잡음 레벨만큼 낮다면, 변환 벡터 계산기(440)는 다음과 같이 고유치(λ2)를 사용하여 원소가 없는 변환 벡터를 출력한다.
변환벡터(Λ')에 응하여, 신호 변환기(440)는 다음과 같이 신호변환을 수행한다.
신호 변환기(440)의 출력 신호, 즉, 본 예에서 λ2에 연관된 신호가 저 레벨 고유치로 판정된 고유치(들)에 연관된 신호(들)를 포함하지 않기 때문에, 적응형 어레이 신호 처리기(110a)에 의해 처리될 신호 수는 M 이하이다. 이것은 적응형 어레이 신호 처리기(100a)에서 처리부하의 감소에 기여한다.
이러한 약(weak) 신호 제외 방법은 임의의 적응형 어레이 안테나 기반 시스템에서 매칭된 필터의 상류측 경로에 사용될 수 있음에 유의한다. 구체적으로, 매칭된 필터 각각에 인가된 신호레벨이 잡음만큼 낮은지 알기 위한 테스트가 행해지고, 낮다면 이와 같이 판정된 신호(들)이, 예를 들면 이들 신호가 매칭된 필터로 전달되지 않게 함으로써, 다음 연이은 단계에서 사용되지 못하게 하는 것이 바람직하다.
전술한 실시예에서 SMI(샘플 행렬 역)이 사용되었을지라도, 본 발명은 RLS(재귀 최소 제곱) 알고리즘에 적용될 수 있다.
실시예(III)
도 11은 도 3에서 적응형 어레이 신호 처리기(100a)에 대치될 수 있는 RLS 알고리즘 기반 적응형 어레이 신호 처리기(500)의 구성을 도시한 개략적인 블록도이다. 도 11에서, RLS 알고리즘 기판 적응형 어레이 신호 처리기(500)는 적응형 어레이 가중 계산기가 120-i에서 520-i로 바뀌었고 신호 결합기(114)의 출력이 적응형 어레이 가중 계산기(520-i)로 피드백된 것을 제외하고 도 5의 처리기(100a)와 동일하다.
설명 및 이해의 용이성을 위해서, 무선부(10)에서 매칭된 필터(111)로 공급되는 신호를 x1(k), x2(k),...,xM(k)로 표현한다. M은 안테나 수(이 예에서 M=4)이고, k는 입력되는 심볼에 할당된 일련번호이다. 각각의 매칭된 필터(111)를 통과한 신호 x1(k) 내지 x4(k)는 이하,Y(k)로 표기되는 신호 y1(k) 내지 y4(k)를 각각 출력한다.
다음에, 적응형 어레이 가중 계산기(520-i)는 역확산 신호 벡터(Y(k)), 상관 행렬 계산기(200)로부터 역행렬(Φ-1) 및 피드백된 결합된 신호(zi(k))를 사용하여 다음 식에 따라 현재의 가중(W(m))을 갱신한다.
여기서,
여기서,r(k)는 매칭된 필터(111)의 출력(Y(k))에 삽입된 현재의 기준신호에 대한 벡터표현이다.
본 발명의 제 3 실시예가 RLS 알고리즘을 사용할지라도, 본 실시예는 제 1 실시예가 갖는 것과 동일한 잇점을 갖는다.
본 예에서, RLS 알고리즘 혹은 적응형 어레이 가중 계산기(520-i)는 역확산 신호들(Y(k))을 사용하였다. 그러나, 무선부(10)는 도 8에 도시한 제 2 실시예의 경우와 같이 가중 계산에 사용될 수 있다. 이 경우, 값 Φ-1ㆍX(k)가 사용자들에 공통으로 사용될 수 있기 때문에, 계산량이 더욱 감소될 수 있게 한다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 따라서, 안테나 신호 처리 시스템(30) 혹은 레이크 수신부(300)를 채용한 적응형 어레이 안테나부(2)는 공통 상관 행렬의 계산 및 역행렬 계산을 필요로 할뿐이므로, 가중 벡터 계산에 연류된 계산량을 대폭으로 감소시킬 수 있게 된다.
확산부호에 대해 장 부호를 사용하는 것에 의해 본 발명의 레이크 수신기는 바람직한 출력 신호특성을 가질 수 있게 된다.
매칭된 필터의 상류측 경로에서 상관 행렬의 계산으로, 상관 행렬의 원하는 신호성분의 레벨이 낮아질 수 있게 되고, 따라서 가중 계산에서 변환시간이 단축된다.
본 발명의 정신 및 범위 내에서 본 발명의 광범하게 다른 많은 실시예가 구성될 수 있다. 본 발명은 첨부한 청구범위에 정한 것을 제외하고, 본 명세서에 기술된 구체적인 실시예로 제한되지 않음을 알아야 할 것이다.
본 발명은 안테나 기반 CDMA 수신에서 사용하기 위한 것으로 감소된 계산량으로 가중 벡터를 구할 수 있는 안테나 신호 처리 시스템을 제공하고, 안테나 기반 CDMA 수신에서 사용하기 위한 것으로 전파경로들에서 변화를 추적하기 위한 가중 벡터의 수렴이 충분히 빠른 안테나 신호 처리 시스템을 제공하며, 적응형 어레이 안테나 및 이러한 안테나 신호 처리 시스템이 구비된 CDMA 수신기를 제공한다.

Claims (31)

  1. 제 1 의 복수의 사용자로부터 전송된 전송신호들을 수신하고 상기 각각의 전송신호들에 포함된 메시지 신호들을 추출하는 CDMA 수신기에 있어서,
    제 2 복수의 안테나;
    각각의 안테나들에 의해 공급되는 것으로, 상기 각각의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들을 제공하는 무선부들;
    적어도 공통 상관 행렬을 제공하도록 상기 수신 신호들을 사용하여 행렬계산을 수행하는 행렬 계산수단들;
    각각의 사용자들에 대해 제공되며, 상기 무선부들로부터 상기 수신 신호들이 각각 공급되는, 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들; 및
    각각의 사용자들에 대해 제공되며, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들의 출력신호들로부터 상기 메시지 신호를 검출하는 검출기를 포함하며, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부 각각은:
    역확산(despread) 신호를 제공하도록 각각의 사용자의 확산부호에 매칭되게 각각 구성된 제 2 의 복수의 매칭된 필터;
    상기 행렬계산 결과를 사용하여 가중 벡터를 계산하기 위한 수단;
    상기 매칭된 필터들로부터의 상기 역확산 신호들에 상기 가중 벡터의 각각의 원소들로 가중하여 가중된 역확산 신호들을 제공하는 상기 제 2 의 복수의 곱셈기; 및
    상기 가중된 역확산 신호들을 각각의 사용자에 연관된 상기 출력신호들 중 하나로 결합하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 행렬 계산수단은 상기 상관 행렬의 역행렬을 계산하는 수단을 포함하며, 상기 CDMA 수신기는 상기 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을 사용하여 응답벡터를 얻는 수단을 더 포함하고, 상기 가중 벡터를 계산하는 수단은 상기 역행렬 및 상기 응답벡터를 사용하여 상기 가중 벡터를 계산하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  3. 각각의 적어도 하나의 사용자로부터 전송된 전송신호를 수신하고 상기 전송신호에 포함된 메시지 신호를 추출하는 CDMA 수신기에 있어서,
    제 1 의 복수의 안테나;
    각각의 안테나들에 의해 공급되는 것으로, 상기 각각의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들을 제공하는 무선부들;
    적어도 공통 상관 행렬을 제공하도록 상기 수신 신호들을 사용하여 행렬계산을 수행하는 행렬 계산수단;
    상기 적어도 한 사용자에 대해 제공되며, 상기 무선부들로부터 상기 수신 신호들이 각각 공급되는 적어도 하나의 레이크(RAKE) 수신부;
    상기 적어도 한 사용자에 대해 제공되며, 상기 적어도 한 레이크 수신부(들)의 출력신호(들)로부터의 상기 메시지 신호(들)를 검출하는, 하나 이상의 검출기(들)을 포함하며, 상기 적어도 한 레이크 수신부 각각은:
    상기 무선부들로부터의 상기 수신 신호들이 각각 공급되고 역확산 신호를 제공하도록 각각의 사용자의 확산부호에 매칭되게 구성된 매칭된 필터;
    각각의 전송 신호의 제 2 의 복수의 전파경로에 대해 제공된 것으로, 상기 매칭된 필터들로부터의 상기 역확산 신호들이 각각 공급되는, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들; 및
    상기 적어도 한 레이크 수신부(들)의 상기 출력신호(들) 중 한 신호를 제공하도록, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들로부터 출력된 신호들을 결합하는 수단을 포함하며, 상기 적어도 하나의 레이크 수신부(들) 각각은:
    상기 행렬계산 결과를 사용하여 상기 전파경로들 중 한 경로에 적응된 가중 벡터를 계산하는 수단;
    상기 역확산 신호들을 상기 가중 벡터의 각각의 원소들로 가중을 부여하여 가중된 역확산 신호들을 얻는 제 1 의 복수의 곱셈기; 및
    상기 가중된 역확산 신호들을 상기 전파경로들 중 상기 한 경로를 통과한 전송 신호성분으로 결합하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 행렬 계산수단은 상기 상관 행렬의 역행렬을 계산하는 수단을 포함하며, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들 각각은 상기 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을 상기 전파경로들 중 상기 한 경로를 통과한 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된 각각의 필터로 통과시켜 응답벡터를 얻는 수단을 더 포함하며, 가중 벡터를 계산하는 상기 수단은 상기 역행렬 및 상기 응답벡터를 사용하여 상기 가중 벡터를 계산하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  5. 제 1 의 복수의 사용자 각각으로부터 전송된 전송신호를 수신하고 상기 전송신호에 포함된 메시지 신호를 추출하는 CDMA 수신기에 있어서,
    제 2 복수의 안테나;
    각각의 안테나들에 의해 공급되며, 상기 각각의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들을 제공하는 무선부들;
    상기 수신 신호들로부터 변환행렬을 계산하는 수단; 및
    각각의 변환된 신호들을 얻도록 상기 변환행렬을 사용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 수단;
    각각의 사용자들에 대해 제공된 것으로, 상기 무선부들로부터 상기 수신 신호들이 각각 공급되는 적응형 어레이 안테나 신호 처리부;
    각각의 사용자들에 대해 제공된 것으로, 각각 적응형 어레이 안테나 신호 처리부의 출력신호로부터 상기 메시지 신호를 각각 검출하는 검출기들을 포함하며, 상기 적응형 어레이 안테나 신호 처리부들 각각은:
    각각의 역확산 신호들을 제공하도록 각각의 사용자의 확산부호에 매칭되게 각각 구성된 상기 제 2 의 복수의 매칭된 필터;
    상기 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합하여 각각의 적응형 어레이 안테나 신호 처리부의 상기 출력신호를 제공하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합하는 상기 수단은:
    응답벡터를 얻도록 상기 각각의 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을, 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된, 각각의 필터들로 통과시키는 수단;
    가중된 역확산 신호들을 얻도록 상기 각각의 역확산 신호들을 상기 응답벡터로 가중하는 수단;
    상기 가중된 역확산 신호들을 각각의 사용자에 연관된 상기 전송신호에 결합하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  7. 제 5 항에 있어서,
    변환행렬을 계산하는 상기 수단은:
    상기 수신 신호들로부터 상관 행렬을 계산하고, 고유치들{λj|j=1, 2, ...M} 및 고유벡터들{ej|j=1, 2, ...M}(여기서, M은 안테나들의 수)을 얻기 위해서 상기 상관 행렬을 고유분석(eigen-analyzing)하는 수단; 및
    인,
    상기 식에 의해 정의되는 상기 변환행렬 Λ을 계산하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 수신 신호들을 변환하는 상기 수단은 상기 각각의 변환된 신호들로 구성된 원소들을 갖는 결과적인 행렬을 얻도록 ΛH[x1 x2 ... xM]T(여기서, x1, x2,...,xM은 상기 수신 신호들)를 계산하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합하는 상기 수단은 레이크 수신을 수행하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  10. 제 1 항, 제 3 항, 및 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 매칭된 필터들 각각에 인가되는 신호 레벨이 잡음들만큼 낮은지 여부를 알기 위한 테스트를 행하는 수단; 및
    상기 테스트의 긍정결과에 응답하여, 상기 신호가 다음에 사용되지 못하게 하는 수단을 더 포함하는, CDMA 수신기.
  11. 제 7 항에 있어서,
    각각의 고유치의 레벨이 잡음만큼 낮은지 여부를 알기 위한 테스트를 행하는수단; 및
    상기 테스트의 긍정결과에 응답하여, 상기 변환벡터로부터 상기 저 레벨 고유치로부터 유도된 원소를 제외시키는 수단을 더 포함하는, CDMA 수신기.
  12. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    가중 벡터를 계산하는 상기 수단은 SMI 알고리즘을 사용하는, CDMA 수신기.
  13. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,
    가중 벡터를 계산하는 상기 수단은 RLS 알고리즘을 사용하는, CDMA 수신기.
  14. 제 2 항에 있어서,
    응답벡터를 얻는 상기 수단은 상기 기준신호들을, 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된 각각의 필터들로 통과시키는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  15. 제 2 항에 있어서,
    응답벡터를 얻는 상기 수단은 상기 응답벡터로서 상기 기준신호들을 사용하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  16. 제 2 항에 있어서,
    응답벡터를 얻는 상기 수단은:
    기준신호 전송기간 이외의 사용자 데이터 전송기간에 상기 역확산 신호들을 검출하는 수단; 및
    상기 응답벡터를 얻기 위해 상기 기준신호들로서 상기 검출된 역확산 신호들을 사용하는 수단을 포함하는, CDMA 수신기.
  17. 제 1 항, 제 3 항, 및 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    장(long) 부호가 상기 확산부호로서 사용되는, CDMA 수신기.
  18. CDMA 수신기 내 안테나 어레이를 구성하는 제 2 의 복수의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들로부터, 제 1 의 복수의 사용자들 각각으로부터 전송된 전송신호를 추출하는 방법으로서, 상기 수신 신호들이 각각의 매칭된 필터들을 아직 통과하지 않은 상기 방법에 있어서,
    적어도 공통의 상관 행렬을 제공하도록 상기 수신 신호들을 사용하여 행렬계산을 수행하는 단계와; 각각의 사용자에 대해 실행되는 단계들로서:
    각각의 역확산 신호들을 얻도록 각각의 사용자의 확산부호에 매칭되게 구성된 각각의 매칭된 필터들로 상기 수신 신호들을 통과시키는 단계;
    상기 행렬계산 결과를 사용하여 가중 벡터를 계산하는 단계;
    가중된 역확산 신호들을 얻도록 상기 가중 벡터로 상기 각각의 역확산 신호들에 가중하는 단계; 및
    상기 가중된 역확산 신호들을 각각의 사용자에 연관된 상기 전송신호로 결합하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 행렬계산은 상기 상관 행렬의 역행렬을 계산하는 단계를 포함하며, 상기 방법은 상기 각각의 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을 사용하여, 응답벡터를 얻는 단계를 더 포함하며, 가중 벡터를 계산하는 상기 단계는 상기 역행렬 및 상기 응답벡터를 사용하여 상기 가중 벡터를 계산하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  20. CDMA 수신기 내 안테나 어레이를 구성하는 제 2 의 복수의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들로부터, 적어도 한 사용자 각각으로부터 전송된 전송신호를 추출하는 방법으로서, 상기 수신 신호들이 각각의 매칭된 필터들을 아직 통과하지 않은, 상기 추출 방법에 있어서:
    적어도 공통의 상관 행렬을 제공하도록 상기 수신 신호들을 사용하여 행렬계산을 수행하는 단계;
    각각의 역확산 신호들을 얻도록 상기 적어도 한 사용자 각각에 할당된 확산부호에 매칭되게 구성된 각각의 매칭된 필터들로 상기 수신 신호들을 통과시키는 단계를 포함하고, 상기 방법은, 상기 전송신호의 복수의 전파경로들 각각에 대해 실행되는 단계들, 즉:
    상기 행렬계산 결과를 사용하여 상기 전파경로들 중 한 경로에 적응된 가중 벡터를 계산하는 단계;
    가중된 역확산 신호들을 얻도록 상기 가중 벡터로 상기 각각의 역확산 신호들에 가중하는 단계; 및
    상기 가중된 역확산 신호들을, 상기 전파경로들 중 상기 한 경로를 통과한 전송신호 성분으로 결합하는 단계를 더 포함하고, 상기 방법은 상기 적어도 한 사용자에 대한 상기 전송신호 성분들을 상기 전송신호에 결합하는 단계를 더 포함하는, 전송신호 추출방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 행렬 계산은 상기 상관 행렬의 역행렬을 계산하는 단계를 포함하며, 상기 방법은, 응답벡터를 얻도록, 상기 각각의 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을 상기 전파경로들 중 상기 한 경로를 통과한 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된 각각의 필터들로 통과시키는 단계를 더 포함하며, 가중 벡터를 계산하는 상기 단계는 상기 역행렬 및 상기 응답벡터를 사용하여 상기 가중 벡터를 계산하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  22. CDMA 수신기 내 안테나 어레이를 구성하는 제 2 의 복수의 안테나들로부터 유도된 수신 신호들로부터, 제 1 의 복수의 사용자들 각각으로부터 전송된 전송신호를 추출하는 방법으로서, 상기 수신 신호들은 각각의 매칭된 필터들을 아직 통과하지 않은, 상기 추출방법에 있어서,
    상기 수신 신호들로부터 변환행렬을 계산하는 단계; 및
    각각의 변환된 신호들을 얻도록 상기 변환행렬을 사용하여 상기 수신 신호들을 변환하는 단계를 포함하고, 상기 방법은, 각각의 사용자에 대해 실행되는 다음 단계들 즉:
    각각의 역확산 신호들을 얻도록 각각의 사용자의 확산부호에 매칭되도록 구성된 각각의 매칭된 필터들로 상기 각각의 변환된 신호들을 통과시키는 단계;
    상기 각각의 역확산 신호들을 각각의 사용자에 연관된 상기 전송신호로 최대-비로 결합하는 단계를 더 포함하는, 전송신호 추출방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합하는 상기 단계는:
    응답벡터를 얻도록 상기 각각의 역확산 신호들에 삽입된 기준신호들을 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된 각각의 필터들로 통과시키는 단계;
    가중된 역확산 신호들을 얻도록 상기 각각의 역확산 신호들을 상기 응답벡터로 가중하는 단계;
    상기 가중된 역확산 신호들을 각각의 사용자에 연관된 상기 전송신호로 결합하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 각각의 역확산 신호들을 최대-비로 결합하는 상기 단계는 레이크 수신을 수행하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  25. 제 18 항, 제 20 항, 및 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 매칭된 필터들 각각에 인가된 신호 레벨이 잡음들만큼 낮은지 여부를 알기 위한 테스트를 행하는 단계; 및
    상기 테스트의 긍정결과에 응답하여, 상기 신호가 다음에 사용되지 못하게 하는 단계를 더 포함하는, 전송신호 추출방법.
  26. 제 18 항 또는 제 20 항에 있어서,
    가중 벡터를 계산하는 상기 단계는 SMI 알고리즘을 사용하는, 전송신호 추출방법.
  27. 제 18 항 또는 제 20 항에 있어서,
    가중 벡터를 계산하는 상기 단계는 RLS 알고리즘을 사용하는, 전송신호 추출방법.
  28. 제 19 항에 있어서,
    응답벡터를 얻는 상기 단계는 상기 기준신호들을, 상기 기준신호들에 매칭되게 구성된 각각의 필터들로 통과시키는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  29. 제 19 항에 있어서,
    응답벡터를 얻는 상기 단계는 상기 응답벡터로서 상기 기준신호들을 사용하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  30. 제 19 항에 있어서, 응답벡터를 얻는 상기 단계는, 기준신호 전송기간 이외의 사용자 데이터 전송기간에 상기 역확산 신호들을 검출하는 단계; 및
    상기 응답벡터를 얻도록 상기 기준신호들로서 상기 검출된 역확산 신호들을 사용하는 단계를 포함하는, 전송신호 추출방법.
  31. 제 18 항, 제 20 항, 및 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
    장 부호가 상기 확산부호로서 사용되는, 전송신호 추출방법.
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