JP2007228434A - アンテナダイバーシチ受信機 - Google Patents
アンテナダイバーシチ受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007228434A JP2007228434A JP2006049220A JP2006049220A JP2007228434A JP 2007228434 A JP2007228434 A JP 2007228434A JP 2006049220 A JP2006049220 A JP 2006049220A JP 2006049220 A JP2006049220 A JP 2006049220A JP 2007228434 A JP2007228434 A JP 2007228434A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- unit
- path
- path weight
- channel estimation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0891—Space-time diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
【課題】低速移動時及び高速移動時の双方で良好な受信品質が得られるアンテナダイバーシチ受信機の提供。
【解決手段】アンテナダイバーシチ受信機は、複数のアンテナと、複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号が夫々入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部とを備え、各復調装置は、各アンテナに対する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、相関を用いた合成係数が乗算され且つパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を復調結果として合成部に出力する出力部とを含む。
【選択図】図3
【解決手段】アンテナダイバーシチ受信機は、複数のアンテナと、複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号が夫々入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部とを備え、各復調装置は、各アンテナに対する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、相関を用いた合成係数が乗算され且つパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を復調結果として合成部に出力する出力部とを含む。
【選択図】図3
Description
本発明は、移動通信・無線通信において、複数アンテナを用いたアンテナダイバーシチ受信機に関する。
代表的な無線通信方式として、CDMA(Code Division Multiple Access)方式がある
。CDMA方式では、受信品質を向上させるため、複数の伝搬路(パス)について、RAKE合成を行っている。RAKE合成には、最大比合成となるように、各パスの雑音電力(雑音の自己相関)の逆数で合成係数に重み付けを行ったSIR−RAKEがある。より高速な通信を実現する為には、SIR−RAKEよりも受信品質に優れた受信方式が必要である。
。CDMA方式では、受信品質を向上させるため、複数の伝搬路(パス)について、RAKE合成を行っている。RAKE合成には、最大比合成となるように、各パスの雑音電力(雑音の自己相関)の逆数で合成係数に重み付けを行ったSIR−RAKEがある。より高速な通信を実現する為には、SIR−RAKEよりも受信品質に優れた受信方式が必要である。
図1は、従来におけるアンテナダイバーシチ受信機(RAKE受信機)の構成例(従来方
式1)を示す図である。従来方式1は、複数のアンテナを備えた場合に可能な方式である
。図1に示す受信機では、複数のアンテナ(図1ではアンテナ1及び2)が設けられている。また、到来パス数Nに応じたフィンガF(図1の例では、パス数Nに応じたF1乃至F
N)が設けられている。
式1)を示す図である。従来方式1は、複数のアンテナを備えた場合に可能な方式である
。図1に示す受信機では、複数のアンテナ(図1ではアンテナ1及び2)が設けられている。また、到来パス数Nに応じたフィンガF(図1の例では、パス数Nに応じたF1乃至F
N)が設けられている。
フィンガFは同じ構成を有している。フィンガF1を例として説明すると、フィンガF1は、アンテナ1及び2に対応する逆拡散データ算出部5及び6と、チャネル推定部7及び8と、雑音相関算出部9と、合成係数(重み)算出部10と、乗算器11及び12と、合成器13とを備えている。なお、本明細書において、ベクトルを表す文字は、〔 〕で囲むか又は太字によって表されている。
図1において、アンテナ1で受信され、A/D変換器3を経た受信信号X1は、各フィンガF1乃至FNに入力される。同様に、アンテナ2で受信され、A/D変換器4を経た受信信号X2は、各フィンガF1乃至FNに入力される。ここに、フィンガF1は、第1到来パス(パス1)用の復調部であり、フィンガF2乃至FNは、パス1に遅れて到来した第2到来パス乃至第N到来パス(パス2乃至パスN)用の復調部である。
フィンガF1において、逆拡散データ算出部5は、アンテナ1の受信信号X1中のデータ信号を所定のデータ信号用の拡散符号レプリカを用いて逆拡散処理し、逆拡散データ信号V1を出力する。一方、チャネル推定部7は、受信信号X1中の共通パイロット信号の逆拡散処理を行い、逆拡散された共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定処理を行い、チャネル推定値(又はチャネル推定値の平均値)h1を出力する。逆拡散データ算出部6及びチャネル推定部8は、逆拡散データ算出部5及びチャネル推定部7と同様に、アンテナ2の受信信号X2に係る逆拡散データ信号V2及びチャネル推定値h2を出力する。
各チャネル推定値h1及びh2と、共通パイロット信号の逆拡散値とは、雑音相関算出部9に入力される。雑音相関算出部9は、チャネル推定値と共通パイロット信号の逆拡散値との差分を雑音とした場合における自己相関及び相互相関からなる雑音相関行列〔M〕_{i}を算出し、合成係数算出部10に入力する。
合成係数算出部10は、チャネル推定値h1及びh2を成分とするチャネル推定値ベクトル〔h〕と、雑音相関算出部9から入力される雑音相関行列〔M〕_[i]の逆行列とを
乗算することで合成係数ベクトル〔w〕_[i]=(w1,w2)を算出して出力する。その
後、各乗算器11及び12にて、逆拡散データ信号V1及びV2に対し、これらに応じた合成係数(重み)が乗じられ、これらの乗算結果が合成器13にて同相合成され、パス1の復調信号として出力される。フィンガF2乃至FNでは、受信データ信号X1及びX2を用いて、パス2乃至パスNについてフィンガF1と同様の処理が行われる。その後、パス1乃至パスNに合成器14にてフィンガF1乃至FNの出力に対するRAKE合成処理が行われる。
乗算することで合成係数ベクトル〔w〕_[i]=(w1,w2)を算出して出力する。その
後、各乗算器11及び12にて、逆拡散データ信号V1及びV2に対し、これらに応じた合成係数(重み)が乗じられ、これらの乗算結果が合成器13にて同相合成され、パス1の復調信号として出力される。フィンガF2乃至FNでは、受信データ信号X1及びX2を用いて、パス2乃至パスNについてフィンガF1と同様の処理が行われる。その後、パス1乃至パスNに合成器14にてフィンガF1乃至FNの出力に対するRAKE合成処理が行われる。
従来方式1では、最大比合成の要素としてSIR−RAKEでの雑音の自己相関だけではなく、同一パスのアンテナ間の雑音の相互相関も考慮してマルチパス干渉の低減を図る。これにより、SIR−RAKEの受信品質を更に向上させる。しかしながら、従来方式1では、逆拡散後に雑音相関を求めるため、受信局の高速移動時の信号変動に相関算出が追いつかなくなり、受信品質を向上できなくなるおそれがある。
図2は、従来におけるアンテナダイバーシチ受信機(RAKE受信機)の構成例(従来方
式2)を示す図である。従来方式2では、相関算出を受信局の高速移動時の信号変動に対
応させるため、逆拡散前の信号で相関を求め、それをパス毎の雑音相関として代用する。
式2)を示す図である。従来方式2では、相関算出を受信局の高速移動時の信号変動に対
応させるため、逆拡散前の信号で相関を求め、それをパス毎の雑音相関として代用する。
このため、図2に示す受信機は、雑音相関算出部9の代わりの信号相関算出部15を有する。信号相関算出部15は、受信データ信号X1及びX2の自己相関及び相互相関からなる信号相関行列(アンテナ相関行列)〔R〕を求めて合成係数算出部10に入力する。合成係数算出部10は、各チャネル推定部7及び8からのチャネル推定値〔h〕_[i]=(h1,h2)と、信号相関行列〔R〕の逆行列との乗算を行うことで合成係数〔W〕_[i]を得る。 しかしながら、従来方式2では、従来方式1での受信品質の向上が顕著な環境においては、従来方式より受信品質が劣るおそれがある。
本発明に関連する先行技術文献として、例えば、以下の特許文献1、2に開示された技術がある。
特許第3595493号公報
特開2004−80360号公報
本発明の目的は、低速移動時及び高速移動時の双方において良好な受信品質を得ることが可能な技術を提供することである。
本発明は、上記した目的を達成するために以下の手段を採用する。
即ち、本発明は、複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出
部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機である。
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出
部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機である。
本発明によれば、各復調装置から、従来方式2で失われているパス間の比率に相当するパス重みが反映された復調結果が出力される。即ち、従来方式1における雑音相関を用いた重みに相当する重みが各復調装置の復調結果に反映される。従って、受信局(受信機)の低速移動時には、従来方式1と同等の受信品質を得ることができ、高速移動時には、従来方式2と同等以上の受信品質を得ることができる。
好ましくは、本発明における前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する。
また、好ましくは、前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する。
また、好ましくは、本発明における前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する。
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する。
また、好ましくは、本発明における前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する。
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する。
本発明によれば、低速移動時及び高速移動時の双方において良好な受信品質を得ることが可能な技術を提供することである。
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。実施形態の構成は例示であり、本発明は実施形態の構成に限定されない。
〔実施形態の概要〕
本実施形態では、高速移動時に有用な相関を求められる従来方式2において、RAKE合成でのパス間の信号の比が適切となるように、パス重み付け処理を追加する。従来方式2では、従来方式1においてパス毎に求めていた雑音の相関を、全パス共通である逆拡散前の信号の相関で置き換えたため、従来方式1で存在していた相関におけるパス間の比が失われている。このパス間の比を補正することにより問題を解決する。なお、補正のための情報は短時間に算出できるものとする。
本実施形態では、高速移動時に有用な相関を求められる従来方式2において、RAKE合成でのパス間の信号の比が適切となるように、パス重み付け処理を追加する。従来方式2では、従来方式1においてパス毎に求めていた雑音の相関を、全パス共通である逆拡散前の信号の相関で置き換えたため、従来方式1で存在していた相関におけるパス間の比が失われている。このパス間の比を補正することにより問題を解決する。なお、補正のための情報は短時間に算出できるものとする。
従来方式1におけるパスi(iはパスの番号)の雑音の相関を表す行列を〔M〕_[i]とし
、従来方式2の全パス共通の逆拡散前信号の相関を表す行列を〔R〕とする。行列を構成する行及び列の要素数や、ベクトルの要素数は、アンテナの本数に等しい。パスiでの合
成係数ベクトルを〔w〕_[i]、チャネル推定値ベクトルを〔h〕_[i]とすると、従来方式1は式[1]、従来方式2は式[2]で表現することができる。
、従来方式2の全パス共通の逆拡散前信号の相関を表す行列を〔R〕とする。行列を構成する行及び列の要素数や、ベクトルの要素数は、アンテナの本数に等しい。パスiでの合
成係数ベクトルを〔w〕_[i]、チャネル推定値ベクトルを〔h〕_[i]とすると、従来方式1は式[1]、従来方式2は式[2]で表現することができる。
、K_[i] ≒ 1である。逆に、Iorが大きい場合は、K_[i] ≒ Ior 〔h〕_[i]^[†]〔w〕_[i,m] である。相関を利用した合成方式の干渉低減効果はIorが大きいところで発
揮されるため、近似式として、Iorが大きな場合に適合するものを適用することができる
。
また、パス重み付けでは、パス間の比率が重要である。従って、共通の固定係数(Ior)
は不要となり、K_[i] ≒ 〔h〕_[i]^[†] 〔w〕_[i,m] を考慮して近似式を導出することができる。
は不要となり、K_[i] ≒ 〔h〕_[i]^[†] 〔w〕_[i,m] を考慮して近似式を導出することができる。
更に、高速な信号変動に対応することを考慮すると、パス重みは短時間で算出できることが望ましい。例えば、合成係数算出で利用するチャネル推定値〔h〕_[i] を流用することができる。チャネル推定値を利用する場合、K_[i]の算出式として、以下に示す式[5]〜[8]を適用することが考えられる。なお、式[5]〜[8]において、jはアンテナの
j本目のアンテナを意味し、Jはアンテナの本数である。また、“Re”は実数部を示し、“Im”は虚数部を示す。
j本目のアンテナを意味し、Jはアンテナの本数である。また、“Re”は実数部を示し、“Im”は虚数部を示す。
拡散値の平均値との差分である雑音〔n〕_[i,j] やその平均値、直前の合成係数ベクトル〔w〕_[i,LAST] を用いることも考えられる(式[11]及び[12])。
本発明は、受信品質の向上のため、式[5]〜[12]に示したパス重みK_[i]を、従来
方式2の合成係数ベクトル〔w〕_[i,r]に反映させる方式を提案する。本発明に係るパ
スiの合成係数ベクトルは、以下の式[13]で表現される。
方式2の合成係数ベクトル〔w〕_[i,r]に反映させる方式を提案する。本発明に係るパ
スiの合成係数ベクトルは、以下の式[13]で表現される。
図3は、本発明の実施形態1に係るアンテナダイバーシチ受信機(RAKE受信機)の構成例を示す図である。図3において、受信機は、送信局から送信されるCDMA信号の無線信号を受信するための複数のアンテナを有するとともに、任意のパス数Nに応じた複数のフィンガFを有している。
図1に示す例では、パス数Nであり、図1に示す受信機は、アンテナ1及び2と、アンテナ1及び2にA/D変換器3及び4を介して接続されるフィンガF1及びFN(F2)を有している。
A/D変換器3には、アンテナ1で受信され図示しないRFモジュールで増幅・復調された受信信号が入力される。A/D変換器3は、A/D変換により複素ベースバンド信号である受信信号X1を出力する。受信信号X1は、フィンガF1乃至FNに入力される。同様に、A/D変換器4には、アンテナ2で受信された信号がRFモジュールにて増幅・復調された信号が入力され、A/D変換器4は、受信信号(複素ベースバンド信号)X2を出力する。受信信号X1及びX2は、所定のデータ信号用の拡散符号を用いてスペクトラム拡散されたデータシンボル(データ信号)及びパイロットシンボル(共通パイロット信号)を含んでいる。
各フィンガFは、同じ構成を有しており、図3には、フィンガF1内の構成が例として示されている。フィンガF1は、パス1(第1到来パス)用の復調装置であり、フィンガF2乃至FNは、パス2乃至パスN(第2到来パス乃至第N到来パス)用の復調装置である。フィンガF1は、アンテナ1に対応する逆拡散データ算出部5及びチャネル推定部7と、アンテナ2に対応する逆拡散データ算出部6及びチャネル推定部8を有している。
逆拡散データ算出部5及びチャネル推定部7は、A/D変換器3からの受信信号X1を受け取る。逆拡散データ算出部5は、受信信号X1に含まれるデータ信号に対し、所定のデータ信号用拡散符号レプリカを乗算する逆拡散処理を行い、逆拡散データ信号V1(デ
ータ信号の逆拡散値:復調信号)を出力する。また、チャネル推定部7は、受信信号X1
に含まれる共通パイロット信号に対する逆拡散処理を行い、この逆拡散処理で得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いたチャネル推定処理を行う。チャネル推定部7は、チャネル推定処理によって得られたチャネル推定値(チャネル推定値の平均値をチャネル推
定値としても良い)h1を出力する。
ータ信号の逆拡散値:復調信号)を出力する。また、チャネル推定部7は、受信信号X1
に含まれる共通パイロット信号に対する逆拡散処理を行い、この逆拡散処理で得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いたチャネル推定処理を行う。チャネル推定部7は、チャネル推定処理によって得られたチャネル推定値(チャネル推定値の平均値をチャネル推
定値としても良い)h1を出力する。
逆拡散データ算出部6及びチャネル推定部8は、A/D変換器4からの受信信号X2を受け取る。逆拡散データ算出部6は、受信信号X2に対して逆拡散データ算出部5と同様の逆拡散処理を行い、逆拡散データ信号V2を出力する。チャネル推定部8は、チャネル推定部7と同様に、受信信号X2からチャネル推定値h2を得て出力する。
逆拡散データ信号V1は、乗算器11に対して出力され、逆拡散データ信号V2は、乗算器12に対して出力される。また、チャネル推定値h1及びh2(〔h〕#[i])は、パ
ス重み付き合成係数算出部20に入力される。
ス重み付き合成係数算出部20に入力される。
パス重み付き合成係数算出部20は、受信信号X1及びX2が入力される信号相関算出部15と接続されている。信号相関算出部15は、逆拡散処理が施される前の受信信号X1及びX2を用いて全パス(パス1乃至N)に対して共通な信号相関行列(アンテナ相関行
列)〔R〕を生成し、パス重み付き合成係数算出部20に入力する。
列)〔R〕を生成し、パス重み付き合成係数算出部20に入力する。
パス重み付き合成係数算出部20は、例えば、上述した式[5]〜[8]のいずれかを用いてチャネル推定値〔h〕_[i]からパス重みK_[i]を算出するように構成されている。パス重み付き合成係数算出部20は、算出したパス重みK#[i]を用いて式[13]の演算を行い、パスiに対する合成係数ベクトル〔w〕_[i]を算出する。合成係数ベクトル〔w〕
_[i]は、各乗算器11及び12に対して出力される。
_[i]は、各乗算器11及び12に対して出力される。
各乗算器11及び12では、逆拡散データ信号と合成係数(重み)との乗算が行われ、これらの乗算結果は、合成器13にて同相合成され、パス1に対する受信信号の復調結果としてフィンガF1から出力される。フィンガF2乃至FNでは、パス2乃至パスNに対してフィンガF1と同様の動作が行われ、フィンガF2乃至FNからパス2乃至パスNに対する復調結果が出力される。各フィンガF1乃至FNからの出力(復調結果)は、RAKE合成器14にてRAKE合成される。
以上のように、実施形態1の受信機に係る構成は、パス重み付き合成係数算出部20が設けられ、信号相関(アンテナ間相関)を用いた合成係数ベクトルにパス重みK_[i]が乗
算される点を除き、従来方式2の受信機と同じ構成を有している。
算される点を除き、従来方式2の受信機と同じ構成を有している。
なお、図3に示した受信機における複数のフィンガが、本発明における複数の復調装置に相当する。また、逆拡散データ算出部5及びチャネル推定部7の組、及び逆拡散データ算出部6及びチャネル推定部8の組が、本発明における複数の復調部に相当する。また、信号相関算出部9が、本発明の相関算出部に相当する。パス重み付き合成係数算出部20が本発明のパス重み算出部に相当する。また、乗算器11及び12,並びに合成器13が本発明の出力部に相当する。さらに、RAKE合成器14が本発明の合成部に相当する。
図4は、本発明の実施形態2に係るアンテナダイバーシチ受信機(RAKE受信機)の構成例を示す図である。図3に示した受信機との相違点は次の通りである。
(1)パス重み付き合成係数算出部20の代わりに、従来方式2と同様の合成係数算出部10が設けられている。
(2)パス重み算出部21と、乗算器22とが設けられており、合成器13の出力に対してパス重み算出部21で得られたパス重みK_[i]が乗算される。乗算結果は、RAKE合
成器14に入力される。
(1)パス重み付き合成係数算出部20の代わりに、従来方式2と同様の合成係数算出部10が設けられている。
(2)パス重み算出部21と、乗算器22とが設けられており、合成器13の出力に対してパス重み算出部21で得られたパス重みK_[i]が乗算される。乗算結果は、RAKE合
成器14に入力される。
パス重み算出部21は、例えば、チャネル推定部7及び8からチャネル推定値〔h〕_[i]を得て、式[5]〜[8]に基づきパス重みK_[i]を算出するように構成されている。但し、図3及び図4に示すパス重みつき合成係数算出部20及びパス重み算出部21において、共通パイロット信号の逆拡散値やデータ信号の逆拡散値等を得て、式[9]〜[12]に基づくパス重みK_[i]が得られるように構成することもできる。
なお、図4に示す受信機において、パス重み算出部21が本発明のパス重み算出部に相当する。また、乗算器11及び12,合成器13,並びに乗算器22が本発明の出力部に相当する。
図5は、パス重み算出を示すフローチャートである。図5に示す処理は、各フィンガFのパス重み付き合成係数算出部20又はパス重み算出部21にて、パス毎に実行される。
図5において、パス重み付き合成係数算出部20又はパス重み算出部21は、パス毎に、複数のアンテナについて、所望の送信局からの信号や情報(例えば、データ信号の逆拡散
値,共通パイロット信号の逆拡散値)、或いはこれらを演算処理した値(例えば、チャネル推定値,雑音,直前の合成係数ベクトル)を用意する(ステップS01)。
図5において、パス重み付き合成係数算出部20又はパス重み算出部21は、パス毎に、複数のアンテナについて、所望の送信局からの信号や情報(例えば、データ信号の逆拡散
値,共通パイロット信号の逆拡散値)、或いはこれらを演算処理した値(例えば、チャネル推定値,雑音,直前の合成係数ベクトル)を用意する(ステップS01)。
次に、パス重み付き合成係数算出部20又はパス重み算出部21は、パス間の信号の受信レベル比に応じたパス重みを求める。即ち、パス重み付き合成係数算出部20又はパス重み算出部21は、複数アンテナの値(所望の送信局からの信号や情報、或いはこれらを
演算処理した値、即ち、復調部による復調処理過程で得られる値)に演算処理(式[5]〜[
12]の演算)を施して、パス重みK_[i]を得る(ステップS02)。
演算処理した値、即ち、復調部による復調処理過程で得られる値)に演算処理(式[5]〜[
12]の演算)を施して、パス重みK_[i]を得る(ステップS02)。
なお、上記したステップS01及びS02の処理に関して、パスの環境に応じた所定の閾値を用意し、閾値に応じて演算処理を変更するようにしても良い。
〈実施形態の作用効果〉
本実施形態によれば、パス間で異なるパス重みK_[i]を算出し、これを信号相関から
得られる合成係数に反映する。これによって、移動体(受信機を有する受信局(例えば移動端末))の移動速度が低速な環境下では、従来方式1と同等の受信品質を得ることができ、移動体の移動速度が高速な環境下では、従来方式2と同等以上の受信品質を得ることができる。
本実施形態によれば、パス間で異なるパス重みK_[i]を算出し、これを信号相関から
得られる合成係数に反映する。これによって、移動体(受信機を有する受信局(例えば移動端末))の移動速度が低速な環境下では、従来方式1と同等の受信品質を得ることができ、移動体の移動速度が高速な環境下では、従来方式2と同等以上の受信品質を得ることができる。
図6は、移動体の移動速度が低速な環境下でのシミュレーション結果を示すグラフであり、図7は、移動体の移動速度が高速な環境下でのシミュレーション結果を示すグラフであり、図8は、図6及び図7に示したシミュレーションにおける信号の伝搬環境を示す表である。
図6及び図7には、実施形態1及び2として示した本発明に係る受信機の構成(提案方
式)において、式[5]を用いてパス重みを得る場合におけるシミュレーション結果が示さ
れている。また、受信品質向上という効果を示す値として、スループットが用いられている。さらに、図6及び図7は、提案方式に対する比較例として、SIR−RAKE,従来方式1,及び従来方式2についてのシミュレーション結果も示されている。
式)において、式[5]を用いてパス重みを得る場合におけるシミュレーション結果が示さ
れている。また、受信品質向上という効果を示す値として、スループットが用いられている。さらに、図6及び図7は、提案方式に対する比較例として、SIR−RAKE,従来方式1,及び従来方式2についてのシミュレーション結果も示されている。
図6には、受信局(移動端末)が10km/hで移動しており、受信局で2つのパスによる信号受信が行われている場合のシミュレーション結果が示されている。また、環境としては、逆拡散データ信号の電力(Ec)と送信局(基地局)の送信電力(Ior)との比率(Ec/Ior)
が−3dBであり、受信ダイバーシチがオン(相関なし)、送信ダイバーシチがオフである。さらに、パスの環境としては、図8の左側に示すように、二つのパスにおいて遅延パスの遅延時間が1300nsであり、振幅(受信レベル)に差はない。また、図6に示すグラフは、横軸にIor/Ioc(送信電力/雑音比)をとり、縦軸にスループットをとっている。図
6に示すように、低速環境下では、提案方式は、SIR−RAKE及び従来方式2よりも良く、従来方式1と同様のスループット(受信品質)を得られることが分かる。
が−3dBであり、受信ダイバーシチがオン(相関なし)、送信ダイバーシチがオフである。さらに、パスの環境としては、図8の左側に示すように、二つのパスにおいて遅延パスの遅延時間が1300nsであり、振幅(受信レベル)に差はない。また、図6に示すグラフは、横軸にIor/Ioc(送信電力/雑音比)をとり、縦軸にスループットをとっている。図
6に示すように、低速環境下では、提案方式は、SIR−RAKE及び従来方式2よりも良く、従来方式1と同様のスループット(受信品質)を得られることが分かる。
図7に示す環境は、受信局(移動端末)がITUで規定された伝搬環境VA(図8の右側
参照)にて、120km/hで移動している場合のシミュレーション結果を示す。その他
の環境は、図6で説明した環境と同じである。図7によれば、高速環境下では、従来方式1よりも従来方式2の受信品質が勝るが、提案方式は従来方式よりもさらに良好な受信品質を得られることが分かる。
参照)にて、120km/hで移動している場合のシミュレーション結果を示す。その他
の環境は、図6で説明した環境と同じである。図7によれば、高速環境下では、従来方式1よりも従来方式2の受信品質が勝るが、提案方式は従来方式よりもさらに良好な受信品質を得られることが分かる。
以上のように、実施形態に係る受信機によれば、低速移動時及び高速移動時の双方において、従来における方式と同等以上の受信品質を得ることができる。
〈その他〉
上述した実施形態は、以下の発明を開示する。以下の発明は、本発明の目的を逸脱しない範囲で、必要に応じて組み合わせることができる。
上述した実施形態は、以下の発明を開示する。以下の発明は、本発明の目的を逸脱しない範囲で、必要に応じて組み合わせることができる。
(付記1)
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、パス間における受信レベル比を前記合成部での合成処理に反映するためのパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機。(1)
(付記2)
前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記1記載のアンテナダイバーシチ受信機。(2)
(付記3)
前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記1記載のアンテナダイバーシチ受信機。(3)
(付記4)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。(4)
(付記5)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。(5)
(付記6)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記逆拡散データから前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、パス間における受信レベル比を前記合成部での合成処理に反映するためのパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機。(1)
(付記2)
前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記1記載のアンテナダイバーシチ受信機。(2)
(付記3)
前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
付記1記載のアンテナダイバーシチ受信機。(3)
(付記4)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。(4)
(付記5)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。(5)
(付記6)
前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記逆拡散データから前記パス重みを算出する
付記1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
1,2・・・アンテナ
3,4・・・A/D変換器
5,6・・・逆拡散データ算出部
7,8・・・チャネル推定部
9・・・雑音相関算出部
10・・・合成係数算出部
11,12・・・乗算器
13,14・・・合成器
15・・・信号相関算出部
20・・・パス重み付き合成係数算出部
21・・・パス重み算出部
22・・・乗算器
3,4・・・A/D変換器
5,6・・・逆拡散データ算出部
7,8・・・チャネル推定部
9・・・雑音相関算出部
10・・・合成係数算出部
11,12・・・乗算器
13,14・・・合成器
15・・・信号相関算出部
20・・・パス重み付き合成係数算出部
21・・・パス重み算出部
22・・・乗算器
Claims (5)
- 複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信される複数のパスからの受信信号がそれぞれ入力される、パス毎に用意された複数の復調装置と、
前記複数の復調装置から出力される複数のパスに対する受信信号の復調結果を合成する合成部と、
前記複数のパス間で共通なアンテナ間の相関を算出する相関算出部と、を備え、
前記各復調装置は、
各アンテナに対応する受信信号の復調処理で得られる復調信号を出力する複数の復調部と、
各復調部による復調処理過程で得られる値を用いて、復調装置における受信レベル比を示すパス重みを算出するパス重み算出部と、
前記相関算出部で得られた相関を用いた合成係数が乗算され、且つ前記パス重み算出部で得られたパス重みが乗算された各復調部の復調信号の合成結果を前記復調装置の復調結果として前記合成部に出力する出力部と
を含むアンテナダイバーシチ受信機。 - 前記出力部は、前記合成係数に前記パス重みが乗算されたパス重み付き合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
請求項1記載のアンテナダイバーシチ受信機。 - 前記出力部は、前記合成係数が各復調部の復調信号に乗算された結果を合成して得られる信号に前記パス重みを乗算した結果を前記復調装置の復調結果として出力する
請求項1記載のアンテナダイバーシチ受信機。 - 前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値から前記パス重みを算出する
請求項1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。 - 前記復調部は、受信信号をデータ信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られるデータ信号の逆拡散値を前記復調信号として出力する逆拡散データ算出部と、
前記受信信号を共通パイロット信号に割り当てられた拡散符号で逆拡散して得られる共通パイロット信号の逆拡散値を用いてチャネル推定値を求めるチャネル推定部とを含み、
前記パス重み算出部は、前記チャネル推定値を得るために用いた共通パイロット信号の逆拡散値から前記パス重みを算出する
請求項1〜3のいずれかに記載のアンテナダイバーシチ受信機。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006049220A JP2007228434A (ja) | 2006-02-24 | 2006-02-24 | アンテナダイバーシチ受信機 |
EP20070101850 EP1826919A2 (en) | 2006-02-24 | 2007-02-06 | Antenna diversity receiver |
US11/704,320 US20080031390A1 (en) | 2006-02-24 | 2007-02-09 | Antenna diversity receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006049220A JP2007228434A (ja) | 2006-02-24 | 2006-02-24 | アンテナダイバーシチ受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007228434A true JP2007228434A (ja) | 2007-09-06 |
Family
ID=38050893
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006049220A Withdrawn JP2007228434A (ja) | 2006-02-24 | 2006-02-24 | アンテナダイバーシチ受信機 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20080031390A1 (ja) |
EP (1) | EP1826919A2 (ja) |
JP (1) | JP2007228434A (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101510813B (zh) * | 2008-02-15 | 2012-03-28 | 中国移动通信集团公司 | 通信系统中传输、处理数据的方法、通信系统及通信设备 |
WO2010098468A1 (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-02 | 古野電気株式会社 | Gnss受信装置 |
JP6070417B2 (ja) * | 2013-05-29 | 2017-02-01 | 富士通株式会社 | 無線通信装置、重み係数演算方法、および重み係数演算プログラム |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3595493B2 (ja) * | 2000-07-10 | 2004-12-02 | 三菱電機株式会社 | 無線受信装置 |
-
2006
- 2006-02-24 JP JP2006049220A patent/JP2007228434A/ja not_active Withdrawn
-
2007
- 2007-02-06 EP EP20070101850 patent/EP1826919A2/en not_active Withdrawn
- 2007-02-09 US US11/704,320 patent/US20080031390A1/en not_active Abandoned
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1826919A2 (en) | 2007-08-29 |
US20080031390A1 (en) | 2008-02-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3888189B2 (ja) | 適応アンテナ基地局装置 | |
US7397842B2 (en) | Method and apparatus for combining weight computation in a DS-CDMA RAKE receiver | |
US6725028B2 (en) | Receiving station with interference signal suppression | |
KR100284722B1 (ko) | 레이크 수신기와 이 레이크 수신기를 갖춘 스펙트럼확산통신장치 | |
JP3595493B2 (ja) | 無線受信装置 | |
KR100783336B1 (ko) | 간섭신호를 억제하는 수신국 | |
EP1475900A2 (en) | Interference cancellation in a spread sprectrum communication system | |
JP3980263B2 (ja) | 受信機および符号分割多元接続システム | |
CN101371452A (zh) | 具有对于无线通信的功率估计和追踪的干扰消除 | |
JP2003133999A (ja) | スペクトラム拡散レイク受信機 | |
US20050276314A1 (en) | Interference eliminating apparatus and method | |
JP2009524974A (ja) | 符号分割多元接続方式の高速パケットデータシステムにおける多重アンテナを具備した端末の結合方式に従う重みベクトルのダイナミックレンジ制御装置及び方法 | |
JP4774306B2 (ja) | 干渉低減受信装置及びその方法 | |
US7526012B2 (en) | Interference reduction apparatus and method | |
US20030108091A1 (en) | Radio reception apparatus and radio reception method | |
JP2007228434A (ja) | アンテナダイバーシチ受信機 | |
JP4364274B2 (ja) | 干渉低減受信装置 | |
JP4329594B2 (ja) | アレーアンテナ無線通信装置およびそのパスタイミング検出方法 | |
JP2002077104A (ja) | スペクトル拡散受信装置 | |
JP3747405B2 (ja) | アンテナベリフィケーション方法及びアンテナベリフィケーション処理装置 | |
KR20000060728A (ko) | 시디엠에이 적응배열 안테나 시스템의 레이크 수신기 | |
JP3926366B2 (ja) | スペクトラム拡散レイク受信機 | |
JP4267811B2 (ja) | アンテナダイバーシチ受信装置 | |
US7756191B2 (en) | Deconvolution searcher for wireless communication system | |
Lim et al. | Performance evaluation of beamforming using pilot channel in CDMA2000 reverse link |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20090512 |