JP4364274B2

JP4364274B2 - 干渉低減受信装置

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Publication number: JP4364274B2
Application number: JP2007503546A
Authority: JP
Inventors: 剛長谷川; 昌彦清水
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2005-02-18
Filing date: 2005-02-18
Publication date: 2009-11-11
Anticipated expiration: 2025-02-18
Also published as: EP1850494A1; EP1850494B1; WO2006087808A1; US7953141B2; US20070291827A1; EP1850494A4; JPWO2006087808A1

Description

本発明はＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式を用いた通信システムに用いられる干渉低減受信装置に関する。

通信システムの受信装置においては、伝搬路の多重反射によって様々な遅延時間差をもって到来するマルチパス信号が干渉信号として受信品質を悪化させるため、その干渉を低減する種々の方式が提案されている。

図１は従来のイコライザの概要を示す図であり、ＣＤＭＡの受信信号をＡ／Ｄ(Analog Digital)変換したサンプルデータ（チップあるいはチップをオーバーサンプリングしたもの）をシフトレジスタ１１に入力し、シフトレジスタ１１の各桁の値に適当なウェイトｗ_１〜ｗ_ｎを乗算器１２において乗算し、それらを加算器１３で加算し、相関器１４で所定の拡散コードにより逆拡散を行うことで出力を得るものである。なお、図１ではシフトレジスタを用いた構成を例示したが、シフトレジスタに代えて他の遅延手段を用いて構成されることもある（後述する図２、図３についても同様）。

ここで、シフトレジスタ１１の各桁はマルチパス信号の遅延プロファイル１５（インパルス応答）の時間軸に対応するため、パイロット信号のチャネル推定値から求めた適切なウェイトｗ_１〜ｗ_ｎを選定することで、マルチパス信号による干渉を低減することができる。なお、このようなイコライザにおいては、特性としては最良となる反面、サンプルデータを単位にウェイトの乗算を行う必要があることから計算量が多くなるという短所がある。

図２は従来のＲＡＫＥ（レイク）受信機の概要を示す図であり、ＣＤＭＡの受信信号をＡ／Ｄ変換したサンプルデータをシフトレジスタ１１に入力し、シフトレジスタ１１の各桁のうち遅延プロファイル１５でピークの検出された時間（タイミング）に対応する桁の値から相関器１４で所定の拡散コードにより逆拡散を行い、それらに適当なウェイトｗ_１、ｗ_２・・を乗算器１２において乗算し、それらを加算器１３で加算して出力を得るものである。このようなＲＡＫＥ受信機においては、上述したイコライザに比べて、ウェイト乗算の計算量が少なくなるという利点があるが、特性は若干落ちるという短所がある。

図３は従来のＧ−ＲＡＫＥ（Generalized RAKE）受信機の概要を示す図であり、図２に示したＲＡＫＥ受信機における遅延プロファイル１５でピークの検出されたタイミングに加え、干渉除去に有効なその他のタイミングを含めるようにしたものである（例えば、特許文献１、２、非特許文献１参照。）。このようなＧ−ＲＡＫＥ受信機においては、前述したイコライザに比べて、ウェイト乗算の計算量が少なくなるという利点を維持しつつ、特性も最良に近いという利点があり、干渉低減のための技術として有望視されている。

また、Ｇ−ＲＡＫＥ受信機におけるウェイトｗは次のように導かれる。すなわち、ｙを複数の相関器１４の出力信号（複素信号）を要素に持つベクトル、ｚを加算器１３の出力信号（複素信号）、ｗをウェイトのベクトルとすると、
ｚ＝ｗ^Hｙ
と表すことができる。ここで、Ｈはエルミート転置を表す。

また、ｓを特定のユーザの送信データ、ｈをチャネル推定値のベクトル、ｎを熱雑音とマルチパス干渉を含む雑音のベクトルとすると、
ｙ＝ｈｓ＋ｎ
と表すことができる。

ここで、出力信号ｚから雑音成分ｎを除去する観点から、次式で表される共分散行列Ｒ
Ｒ＝Ｅ［ｎｎ^Ｈ］
を用い（Ｅ［］は期待値を表す）、
ｗ＝Ｒ^-1ｈ
がウェイトとして用いられる。

図４は従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列の要素Ｒ_ijを求めるための回路構成例を示す図であり、受信データ（チップデータ）から相関器２１においてパイロット信号(ＣＰＩＣＨ：Common PIlot CHannel)をタイミングｔ_iで逆拡散し、この逆拡散した信号から同信号を平均部２２で平均化したものを加算器２３において減算し、同様に、受信データから相関器２４においてパイロット信号をタイミングｔ_jで逆拡散し、この逆拡散した信号から同信号を平均部２５で平均化したものを加算器２６において減算し、加算器２３と加算器２６の出力信号を乗算器２７において乗算し、これを平均部２８において平均化することで共分散行列の要素Ｒ_ijが求められる。
一方、ＲＡＫＥ受信機において、任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ、一方のパスタイミングを中心に、他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミング(ＭＩＣＴ：Multipath Interference Correlative Timing)を逆拡散タイミングとすることで、干渉を低減する技術が開示されている（例えば、特許文献３、４参照。）。
特表２００２−５２７９２７号公報特表２００３−５０３８７９号公報特開２００３−１３３９９９号公報特願２００４−１７３７９３号 Gregory E. Bottomley, Tony Ottosson, Yi-Pin Eric Wang, "A Generalized RAKE Receiver for Interference Suppression", IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL.18, NO.8, AUGUST 2000

上述したＧ−ＲＡＫＥ受信機はイコライザに比べて計算量が少ないとともに特性も最良に近いという利点から干渉低減のための技術として有望視されているものではあるが、昨今のＨＳＤＰＡ(High Speed Downlink Packet Access)をはじめとする高速大容量の無線方式の実現のためには、更なる高性能な受信装置が求められるところである。

Ｇ−ＲＡＫＥ受信機において高速化が図れない一因としては、ウェイトを共分散行列から求めているため、その共分散行列の要素を算出するために既知のパイロット信号を用いなければならない点が挙げられる。これは、共分散行列Ｒは雑音成分の相関であるため、受信信号から既知の信号を差し引かなければ求められないからである。

従って、パイロット信号が例えば拡散率が２５６である場合、２５６チップに一つのデータしか得ることができないため、短時間で十分な精度の共分散行列ひいてはウェイトが得られないものである。

また、非特許文献１には干渉除去に有効なタイミングについて具体的な示唆はなく、干渉除去に有効なタイミングをいかに決定するかという点も課題となっている。

本発明は上記の従来の問題点に鑑み提案されたものであり、その目的とするところは、短時間で十分な精度のウェイトを求めることができ、更なる高速大容量の無線方式の実現に寄与することのできる干渉低減受信装置を提供することにある。また、干渉除去に有効なタイミングを決定する手法を提供すること等も目的としている。

上記の課題を解決するため、本発明にあっては、受信信号から複数の所定のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の信号に所定のウェイトを乗算して合算することにより信号を復調する受信装置であって、上記受信信号の信号相関行列とチャネルレスポンスベクトルとの積により上記ウェイトを求めるウェイト生成手段を備える干渉低減受信装置を要旨としている。

本発明の干渉低減受信装置にあっては、信号相関行列を用いるようにしたため、既知のパイロット信号を用いなくても信号相関行列ひいてはウェイトを求めることができ、短時間で十分な精度の値を得ることができる。すなわち、既知のパイロット信号を用いる従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機の場合、例えば拡散率が２５６である場合、２５６チップに一つのデータしか得ることができなかったが、本発明の信号相関行列を用いる方式では２５６チップにつき２５６のデータを使用することができ、短時間で十分な精度の値を得ることができる。また、下りリンクのＣＤＭＡ信号の場合は全てのチャネルが同じ信号相関を持つため、全チャネルの信号を用いることができ、信号相関行列の精度を向上させることができる。

従来のイコライザの概要を示す図である。従来のＲＡＫＥ受信機の概要を示す図である。従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機の概要を示す図である。従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列の要素を求めるための回路構成例を示す図である。本発明の一実施形態にかかるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。タイミング生成部、逆拡散部および信号合成部のより詳細な回路構成例を示す図である。ウェイト生成部のより詳細な回路構成例を示す図である。信号相関行列生成部のより詳細な回路構成例を示す図である。チップの平均化時間と行列算出値の信頼度の関係の例を示す図である。基地局と移動端末の間のマルチパスの概念図である。パスのインパルス応答と逆拡散タイミングの関係の例を示す図である。タイミングの例を示す図である。タイミングを規定するテーブルの例を示す図である。ウェイト生成部の他の構成例を示す図である。

符号の説明

１００ＣＤＭＡ送受信装置
１０１アンテナ
１０２デュープレクサ
１０３無線受信部
１０４Ａ／Ｄ変換部
１０５タイミング生成部
１０６逆拡散部
１０７ウェイト生成部
１０８信号合成部
１０９信号処理部
１１０レベル測定部
１１１無線送信部
１２１サーチャ
１２２ＭＩＣＴ生成部
１２３タイミング選択部
１２４逆拡散部
１２５乗算器
１２６加算器
１３１チャネル推定部
１３２信号相関行列生成部
１３３乗算部
１４１遅延部
１４２乗算器
１４３平均部
１５１信号相関行列ウェイト生成部
１５２，１５３ＲＡＫＥウェイト生成部
１５４レベル補整部
１５５乗算器

以下、本発明の好適な実施形態について説明する。

<ＣＤＭＡ送受信装置の全体構成>
図５は本発明の一実施形態にかかるＣＤＭＡ送受信装置の回路構成例を示す図である。図５において、アンテナ１０１で受信された無線信号はデュープレクサ１０２を介して無線受信部１０３において復調され、Ａ／Ｄ変換部１０４においてデジタル信号（サンプルデータ）に変換される。このサンプルデータはタイミング生成部１０５および逆拡散部１０６に与えられ、タイミング生成部１０５で生成された所定の逆拡散のタイミングに従い、逆拡散部１０６における複数のフィンガにより逆拡散が行われる。また、Ａ／Ｄ変換部１０４のサンプルデータおよびタイミング生成部１０５のタイミングはウェイト生成部１０７にも与えられ、逆拡散部１０６の複数のフィンガに対応するウェイトが生成される。そして、逆拡散部１０６の複数のフィンガの逆拡散出力信号は信号合成部１０８によりウェイト生成部１０７から与えられるウェイトに従って合成され、信号処理部１０９でチャネルデコード等が行われ、受信データとなる。

一方、逆拡散部１０６の逆拡散出力信号はレベル測定部１１０に与えられ、信号レベルに応じて信号合成部１０８にフィードバック制御がかけられるとともに、送信データを変調してデュープレクサ１０２、アンテナ１０１を介して送出する無線送信部１１１の送信電力が制御される。

<タイミング生成部等の詳細構成>
図６は図５におけるタイミング生成部１０５、逆拡散部１０６および信号合成部１０８のより詳細な回路構成例を示す図である。図６において、タイミング生成部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０４の出力であるサンプルデータから１乃至複数のパスによるインパルス応答の発生遅延時間に対応するタイミング（通常のＲＡＫＥ受信機におけるタイミングであるため、以下「ＲＡＫＥタイミング」と呼ぶ。）ｔ₁₁、ｔ₂₂、・・を生成するサーチャ１２１と、ＲＡＫＥタイミングに基づき、任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ一方のパスタイミングを中心に他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミング（ＭＩＣＴ）ｔ₁₂、ｔ₂₁、・・を生成するＭＩＣＴ生成部１２２と、サーチャ１２１のＲＡＫＥタイミングおよびＭＩＣＴ生成部１２２のＭＩＣＴの中から適切なタイミングを選択するタイミング選択部１２３とを備えている。

また、逆拡散部１０６は、複数のフィンガを構成する逆拡散部１２４−１、１２４−２、・・を備えている。

また、信号合成部１０８は、逆拡散部１０６の逆拡散部１２４−１、１２４−２、・・の逆拡散出力とウェイト生成部１０７から与えられるウェイトとをフィンガ毎に乗算する乗算器１２５−１、１２５−２、・・と、乗算器１２５−１、１２５−２、・・の出力を合算する加算器１２６とを備えている。

<ウェイト生成部の詳細構成>
図７は図５におけるウェイト生成部１０７のより詳細な回路構成例を示す図である。図７において、ウェイト生成部１０７は、タイミング生成部１０５から与えられるタイミングおよびＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいてチャネル推定を行ってチャネルレスポンスベクトルｈを生成するチャネル推定部１３１と、同じくタイミング生成部１０５から与えられるタイミングおよびＡ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに基づいて信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求める信号相関行列生成部１３２と、チャネル推定部１３１で生成されたチャネルレスポンスベクトルｈと信号相関行列生成部１３２で生成された信号相関行列Ｒ^'からＲ^'-1を生成して乗算し、ウェイトｗを生成する乗算部１３３とを備えている。

<信号相関行列生成部の詳細構成>
図８は図７における信号相関行列生成部１３２のより詳細な回路構成例を示す図である。図８において、信号相関行列生成部１３２は、Ａ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータに対し、タイミング生成部１０５から与えられるタイミングｔ_ijに基づき第１のタイミングｔ_iと第２のタイミングｔ_jとの差の時間の遅延を与える遅延部１４１と、Ａ／Ｄ変換部１０４から与えられるサンプルデータと遅延部１４１の出力信号との積をとる乗算器１４２と、乗算器１４２の出力信号の平均化を行い、信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求める平均部１４３とを備えている。

なお、信号相関行列生成部１３２では全サンプルデータにつき信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求める場合のほか、全サンプルデータから所定の時間間隔をもってサンプルを取得し、取得したサンプルに基づき信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求めることで計算量を削減することができる。すなわち、サンプルデータの番号をｐ、サンプルデータの信号をｖ(ｐ)とすると、全サンプルデータにつき信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求める場合は、アスタリスク「＊」を複素共役として、
Ｒ^' _ij＝Σ_ｐｖ(ｐ)×ｖ^＊(ｐ＋ｔ_i−ｔ_j)
となり、例えば、５サンプル毎に信号相関行列の要素Ｒ^' _ijを求める場合は、
Ｒ^' _ij＝Σ_ｐｖ(ｐ×５)×ｖ^＊(ｐ×５＋ｔ_i−ｔ_j)
となる。

<信号相関行列によるウェイトと共分散行列によるウェイトとの比較>
次に、本発明における信号相関行列Ｒ^'と従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列Ｒとの関係につき考察する。

先ず、あるタイミングｔ_iでの受信信号（サンプルデータ）をｖ_iとすると、ｖ_iは次式（１）で表される。

ここで、ａ_kは拡散後のチップ系列、ｈ()はインパルスレスポンス、ｎ_iは雑音、Ｔは１チップの長さ（時間）であり、ｖ_iは各チップの信号のインパルスレスポンスの和になっている。このときタイミングｔ_iでの受信信号ｖ_iとタイミングｔ_jでの受信信号ｖ_jの相関は次式（２）のようになる。

ただし、<ｘ>はｘの平均値を表し、ａ_k，ａ_l，ｎ_k，ｎ_lが互いに無相関であることを利用している。

これが本発明における信号相関行列を表すものであり、より簡略化してａ_kの平均電力を１とすると、次式（３）のように表すことができる。

次に受信信号ｖ_iの干渉と雑音成分について考える。今着目している信号に対応するチップ系列をａ₀とすると、ｖ_iのうちａ₀のみが信号、それ以外は干渉信号あるいは雑音信号であるので、干渉と雑音成分Ｉ_iはｖ_iからａ₀を除いたものになる。Ｉ_iは次式（４）のようになり、総和をとる条件から「ｋ＝０」が除外されている点がｖ_iの式と異なる。

このＩ_iについても同様に相関を求めると次式（５）のようになる。

これが従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列を表すものであり、より簡略化してａ_kの平均電力を１とすると、次式（６）のように表すことができる。

なお、ここでは逆拡散前の信号で雑音の相関を求めたが、逆拡散後であっても同様に求めることができ、全体として拡散率(ＳＦ：Spreading Factor)倍されるのみであるので、本質的な違いはない。

上記の式（３）（６）より、
Ｒ＝Ｒ^'−ｈｈ^H
を導くことができ、共分散行列から求めたウェイトをｗ、信号相関行列から求めたウェイトをｗ^'とすると、
Ｒｗ＝ｈ
Ｒ^'ｗ^'＝ｈ
であることから、
Ｒ^'ｗ＝ｈｈ^Hｗ＋ｈ
Ｒ^'ｗ＝ｈ（ｈ^Hｗ＋１）
ｗ＝ｗ^'（ｈ^Hｗ＋１）
と変形することができ、両ウェイトはスカラ倍されているのみで同等のものであることがわかる。従って、行列要素の平均数に対する収束速度も同程度のオーダーであり、信号相関行列は共分散行列に比べて拡散比と同じ程度のオーダーで高速に求めることができる。

図９はチップの平均化時間と行列算出値の信頼度の関係の例を示す図であり、同じ強度の３つのパスが存在する環境におけるものであるが、実線で示す本発明の信号相関行列Ｒ^'は、破線で示す従来のＧ−ＲＡＫＥ受信機における共分散行列Ｒと比べて、短時間の平均化であっても高い精度を有していることがわかる。

<逆拡散タイミングの選択>
次に、図５および図６のタイミング生成部１０５におけるタイミングの選択について説明する。

図１０は基地局と移動端末の間のマルチパスの概念図であり、基地局と移動端末の間に２つのパス１、２が存在する場合を示している。図１１は図１０の環境におけるパス１、２のインパルス応答と逆拡散タイミングの関係の例を示す図であり、ＲＡＫＥタイミングとしてタイミングｔ₁₁、ｔ₂₂が検出可能であるとともに、ＭＩＣＴとしてタイミングｔ₁₂、ｔ₂₁が検出可能である。ここで、タイミングｔ₁₂は２つのパス１、２の間の遅延時間分だけタイミングｔ₁₁を中心にタイミングｔ₂₂と対称の位置にあるタイミングであり、タイミングｔ₁₂で逆拡散するフィンガを加えることで、タイミングｔ₁₁で逆拡散した信号の中に干渉として含まれるパス２の成分を打ち消すことができる。すなわち、タイミングｔ₁₁で逆拡散した信号にはパス１のチップＡから正常に逆拡散した信号のほかに、パス２のチップＺから逆拡散した干渉成分が含まれるが、タイミングｔ₁₂で逆拡散するフィンガを加えることで、パス１のチップＺから逆拡散した干渉成分を得ることができ、これはパス２のチップＺから逆拡散した干渉成分と同内容となるため、これを打ち消しのために利用することができる。タイミングｔ₂₂とタイミングｔ₂₁との関係も同様である。

図１２は３つのパス１、２、３が存在する場合のタイミングの例を示す図であるが、逆拡散のタイミングに使用可能なものとして、ＲＡＫＥタイミングであるタイミングｔ₁₁、ｔ₂₂、ｔ₃₃と、ＭＩＣＴであるタイミングｔ₁₂、ｔ₂₁等がある。そこで、これらのタイミングを、図１３に示すように、理論上もしくは経験上、干渉除去に有効であると推定される順にテーブルに規定し、タイミング生成部１０５のタイミング選択部１２３（図６）は使用できるフィンガの数に応じて上記のテーブルの上位に規定されたタイミングから順に割り当てることで最適なタイミングとすることができる。

<ウェイト生成部の他の構成>
図１４は図５〜図７におけるウェイト生成部１０７の他の構成例を示す図であり、複数のフィンガに対応するウェイトの一部を通常のレイク方式により求めるようにすることで演算処理量の削減を図ったものである。すなわち、本発明の信号相関行列に基づいてウェイトを生成することで短時間に精度の高いウェイトを求めることができるが、反面、演算処理量が若干増加するものであるため、フィンガのうち干渉除去に有効であると推定される順位として下位にあるＲＡＫＥタイミングについては、通常のレイク方式を採用するようにしたものである。

図１４において、ウェイト生成部１０７は、フィンガ＃１〜＃４に対応するタイミングｔ₁₁、ｔ₁₂、ｔ₂₂、ｔ₂₁から信号相関行列に基づいてウェイトを生成する信号相関行列ウェイト生成部１５１と、フィンガ＃５、＃６に対応するタイミングｔ₃₃、ｔ₄₄から通常のレイク方式によりウェイトを生成するＲＡＫＥウェイト生成部１５２とを備えている。

また、信号相関行列に基づいて生成されたウェイトと通常のレイク方式により生成されたウェイトとのレベル補整を行うため、フィンガ＃１〜＃４のうちＲＡＫＥタイミングとなるフィンガ＃１、＃３に対応するタイミングｔ₁₁、ｔ₂₂から通常のレイク方式によりウェイトを生成するＲＡＫＥウェイト生成部１５３と、同タイミングに基づいて信号相関行列ウェイト生成部１５１により求められるウェイトとＲＡＫＥウェイト生成部１５３により求められるウェイトとの絶対値の比を計算し、乗算器１５５−１〜１５５−４によりレベル補整を行うレベル補整部１５４とを備えている。ここで、レベル補整部１５４における比の計算は次式により行われる。

ここで、分母は信号相関行列に基づいて生成されたウェイトのうちＲＡＫＥタイミングでのウェイトの全電力を示し、分子は分母に対応するＲＡＫＥタイミングでの通常のレイク方式により生成されたウェイトの全電力を示している。なお、ｂは適当な係数であり、「１／２」、「２」といった定数である。また、レベル補整は、信号相関行列に基づいて生成されたウェイトと通常のレイク方式により生成されたウェイトとのレベルを完全に平等にするというよりも、精度の良い信号相関行列に基づいて生成されたウェイトを若干大きめにするように行うことが好ましい。

以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に定義された本発明の広範な趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更を加えることができることは明らかである。すなわち、具体例の詳細および添付の図面により本発明が限定されるものと解釈してはならない。

Claims

受信信号から複数の所定のタイミングで逆拡散を行い、逆拡散後の信号に所定のウェイトを乗算して合算することにより信号を復調する受信装置であって、
上記受信信号の信号相関行列とチャネルレスポンスベクトルとの積により上記ウェイトを求めるウェイト生成手段を備えたことを特徴とする干渉低減受信装置。
上記受信信号の全サンプルから所定の時間間隔をもってサンプルを取得し、取得したサンプルに基づき上記信号相関行列を求めることを特徴とする請求項１に記載の干渉低減受信装置。
上記逆拡散を行う複数のタイミングの一部として、上記受信信号に含まれる任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ一方のパスタイミングを中心に他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミングを含むことを特徴とする請求項１に記載の干渉低減受信装置。
上記受信信号に含まれる１乃至複数のパスによるインパルス応答の発生遅延時間に対応するタイミングと、任意の２つのパスの間の遅延時間分だけ一方のパスタイミングを中心に他方のパスタイミングと対称の位置にあるタイミングとを、干渉除去に有効であると推定される順に規定したテーブルを備え、
上記ウェイトを乗算するフィンガの数に応じて上記テーブルの上位に規定されたタイミングから順に割り当てることを特徴とする請求項１に記載の干渉低減受信装置。
上記受信信号に含まれる１乃至複数のパスによるインパルス応答の発生遅延時間に対応するタイミングの一部に基づき、通常のレイク方式により上記ウェイトの一部を求めるレイクウェイト生成手段を備え、
当該レイクウェイト生成手段により求められる上記ウェイトの一部以外を上記ウェイト生成手段により求めることを特徴とする請求項１に記載の干渉低減受信装置。