JPH11274976A - 無線基地局のアレーアンテナシステム - Google Patents

無線基地局のアレーアンテナシステム

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JPH11274976A
JPH11274976A JP6995498A JP6995498A JPH11274976A JP H11274976 A JPH11274976 A JP H11274976A JP 6995498 A JP6995498 A JP 6995498A JP 6995498 A JP6995498 A JP 6995498A JP H11274976 A JPH11274976 A JP H11274976A
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Yoshiaki Tanaka
良紀 田中
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正文 筒井
Hiroyuki Seki
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    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 レーク受信機など既存装置の変更が少ないア
ダプティブアレーアンテナシステムを提供する。。 【解決手段】 アレーアンテナ１の複数のアンテナ素子
で受信した信号に振幅、位相回転制御を施して合成し、
合成信号を逆拡散するＣＤＭＡ移動通信における無線基
地局のアレーアンテナシステムであり、サーチャ３のマ
ッチトフィルタにおいてアンテナ素子１1〜１nの出力信
号に相関演算を施して着目移動局から送信される信号に
相関する相関信号を演算し、アダプティブウェイト演算
部４において各アンテナ素子の相関信号を用いて、該各
相関信号を同相化するためのアダプティブウェイトを演
算し、ビームフォーマ５でアダプティブウェイトを対応
するアンテナ素子の出力信号に作用させて合成し、合成
信号をマルチパスのパス毎に求めてレーク受信機６に入
力してデータを識別する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線基地局のアレー
アンテナシステムにかかわり、特に、DS-CDMA移動通信
システムの無線基地局に複数のアンテナ素子を有するア
レーアンテナを設け、受信した信号をデジタル信号に変
換し、演算で該受信信号に任意の振幅ウェイト、および
位相回転を与えて合成することにより所望のビームパタ
ンを形成するアダプティブアレーアンテナシステムなど
のアレーアンテナシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ワイヤレスマルチメディア通信を実現す
る次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct S
equence Code Division Multiple Access:直接拡散符号
分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信
システムの開発が進められている。かかるCDMA通信にお
いて、複数のチャネルあるいはユーザの伝送情報は拡散
符号により多重され、無線回線などの伝送路を通じて伝
送される。無線通信では、電波が送信機から通路長の異
なるいくつかの経路（多重経路：マルチパス）を通って
受信機に到って合成される。しかし、合成はコヒーレン
トに加算されず、このためフェージングが発生する。か
かるフェージング対策として種々のダイバーシティが提
案されているが、その１つにレーク受信方式がある。レ
ーク受信方式は、マルチパスの各々を通ってきた信号を
識別し、信頼度の重み付けを行って合成（最大比合成）
して特性の改善を図る方式である。CDMA通信においてか
かるレーク受信方式を採用した受信機はレーク受信機(R
AKE受信機)として従来より提案されている。図１６は従
来のレーク受信機の構成図及び遅延プロファイルの説明
図である。
【０００３】図１６（ａ）において、１はサーチャ、２
1〜２3はマルチパスの各パスに応じて設けられたフィン
ガー部、３はレーク受信機のアンテナ、４は各フィンガ
ー部の出力を合成するレーク合成部、５は合成部出力に
基づいて受信データの”１”，”０”を判定する判定部
である。図１６（ｂ）に示すように送信機より送られて
くる信号の受信機における受信レベルはマルチパスに応
じて変化し、かつ、受信機への到達時刻も異なる。サー
チャ１は、(1) アンテナ受信レベルのプロファイル（レ
ベルの時間推移特性）を測定し、(2) 該プロファイルを
参照してしきい値より大きなマルチパス信号ＭＰ 1、Ｍ
Ｐ2、ＭＰ3よりマルチパスを検出し、(3) これらマルチ
パスの各パスの発生時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3あるいは基準時
刻からの遅延時間を識別し、(4) 各パスに応じたフィン
ガー部２1，２2，２3に逆拡散開始のタイミング及び遅
延時間調整データを入力する。
【０００４】サーチャ１において、１ａはマッチトフィ
ルタ（整合フィルタ）であり、受信信号に含まれる所望
波信号の自己相関を出力するものである。図１６（ａ）
は基地局の１チャネル分の構成であり、アンテナ３の受
信出力には他チャネル成分も含まれている。整合フィル
タ１ａは自チャネルの拡散符号を用いてアンテナ受信信
号より自チャネルの信号成分を抽出して出力する。すな
わち、整合フィルタ１ａはマルチパスの影響を受けた直
接拡散信号（ＤＳ信号）が入力すると、到来時間と信号
強度に応じた複数のピークを持つパルス列を出力し、ロ
ーパスフィルタ１ｂを通してＲＡＭ１ｃに記憶する。パ
ス検出部１ｄはＲＡＭに記憶されたプロファイル（図１
６（ｂ））を参照してマルチパスを構成する各パス及び
遅延時間を検出し、各パスに応じたフィンガー部２1，
２2，２3に逆拡散開始のタイミング（チップ同期タイミ
ング）を示すスタート信号及び遅延時間調整データを入
力する。
【０００５】各パスに応じたフィンガー部２1，２2，２
3は同一構成になっており、自チャネルに割り当てた拡
散コードを発生する拡散コード発生部２ａ、アンテナ受
信信号に拡散コードを乗算して逆拡散する乗算器２ｂ、
ダンプ積分を行うダンプ積分器２ｃ、逆拡散された信号
にパスに応じた遅延時間調整を施す遅延時間調整部２
ｄ、チャネル推定のための演算を行う演算部２ｅ、該演
算部入力とその出力の複素共役とを乗算してチャネル推
定して自チャネルに応じた所望信号波成分を出力する乗
算部２ｆで構成されている。複素共役とは複素数の虚数
部の符号を反転したもので、複素数をＩ＋ｊＱとすると
Ｉ−ｊＱである。
【０００６】図１７はチャネル推定演算説明図であり、
３′は移動局の送信アンテナ、３は基地局のアンテナ、
２ｅはフィンガー部のチャネル推定のための演算をおに
なう演算部、２ｆは乗算部、２ｆ′は複素共役を出力す
る複素共役演算部である。送信アンテナ３′から基地局
宛てに送信される信号をｓ、無線伝送路の影響をξ、基
地局アンテナ３の受信出力をｒとすると、演算部２ｅ
は、入力信号ｒと希望信号ｓの複素共役ｓ*との積ｒｓ*
を出力する。従って、その出力は、 ｒｓ*＝ｓξｓ*＝ξ｜ｓ｜2∝ξ となり、複素共役演算部２ｆ′の出力は振幅変動がない
ものとすればξ*となり、乗算部２ｆの出力は ｒξ*＝ｓξξ*＝ｓ｜ξ｜2∝ｓ となる。すなわち、振幅変動がないものとすれば、乗算
部２ｆから自分に送信された信号ｓが得られる。従っ
て、図１６（ａ）の演算部２ｅ及び乗算部２ｆは自チャ
ネルの信号成分を推定して出力する。以上より各マルチ
パスに応じたフィンガー部２1〜２3は対応するマルチパ
ス信号ＭＰ1〜ＭＰ3にチャネルに割り当てられた拡散符
号を乗算して逆拡散し、逆拡散して得られた信号をパス
遅延時間分だけ遅延調整してタイミングを一致させて同
時に出力する。レーク合成部４は各フィンガー部出力を
最大比合成し、判定部５は合成部出力に基づいて受信デ
ータを判定する。
【０００７】ところで、DS-CDMA技術による通信システ
ムの基地局アンテナには現在セクタアンテナが用いられ
ている。セクターアンテナとは、３６０0の全周を複数
のセクターに分割したとき各セクターを担当するアンテ
ナであり、セクター内では無指向性である。このため、
他ユーザの干渉を受けやすい。かかる他ユーザからの干
渉はチャネル容量の低下や伝送品質を劣化させる主な要
因となっている。そこで、この干渉を低減して伝送品質
を向上する技術としてアダプティブアレーアンテナ（AA
A:Adaptive Array Antenna)システムの研究、開発が行
なわれている。AAAシステムを適用すれば、セクター内
をマルチビーム化でき、しかも等価的にビームパターン
をシャープにすることによる利得向上と、エリア内の干
渉を低減する働きによって、１つのセルに収容できるユ
ーザの数、あるいは通信品質を改善することができる。
【０００８】AAAシステムをDS-CDMA移動通信システムの
無線基地局に適用する従来例として例えば文献 TECHNIC
AL REPORT OF IEICE, RCS96-102 (1996-11) 「DS-CDMA
における判定帰還型コヒートレント適応ダイバーシチの
特性」に示す方法がある。この従来方法では拡散利得で
信号の精度を向上させるために、各アンテナの逆拡散後
の信号を合成してからレーク受信して判定し、それをフ
ィードバックして元の信号と演算を行い、アダプティブ
ウェイトを計算している。しかし、かかる従来方法で
は、DS-CDMA移動通信システムの基本装置であるレーク
受信機を含めてすべてアダプティブアレーアンテナ用に
変更しなければならず、通常のDS-CDMA移動通信システ
ム無線基地局の装置、特にレーク受信機を流用すること
が難しい。このため、従来方法ではAAAステムの円滑な
導入ができない状況にある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上より、DS-CDMA移
動通信システムの無線基地局の性能を向上する為の従来
のAAAシステムは、基地局装置の殆ど全てをAAA用のもの
と交換しなければならず、無線基地局装置のコスト面に
与えるインパクトが非常に大きいため、AAA導入の障害
となっている。本発明は、上記従来の問題点に鑑み発明
されたものであり、通常のDS-CDMA移動通信システムの
無線基地局にAAAシステムを導入する場合においても、
フロントエンド的にAAAシステムを導入できる構成とす
ることで、既存装置の変更を極力少なくすることによ
り、AAAシステムの導入をスムーズに行なえるようにす
ることを目的とする。又、本発明の別の目的は、フィー
ドフォワード的にアダプティブウェイトを決定して従来
のレーク受信機に変更を加えることなくAAAシステムで
使用できるようにすることである。本発明の別の目的
は、アレーアンテナの各アンテナ素子で受信した信号を
同相化して到来角の方向に適応的にビームを向けるよう
にしたアレーアンテナシステムを提供することである。
本発明の別の目的は、制御精度向上、利得向上、エリア
内の干渉低減を可能にし、１つのセルに収容できるユー
ザの数、通信品質を改善することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題は第１の発明に
よれば、(1) アンテナ素子毎にその出力信号に相関演算
を施して着目移動局から送信される信号と相関する相関
信号を演算する手段、(2) 各アンテナ素子の相関信号を
用いて、該各相関信号を同相化するためのアダプティブ
ウェイトを演算する手段、(3) 各アンテナ素子毎に演算
されたアダプティブウェイトを対応するアンテナ素子の
出力信号に作用させて合成する手段、(4) 合成信号を逆
拡散してデータの識別を行う手段を有するアレーアンテ
ナシステムにより達成される。すなわち、かかるアレー
アンテナシステムによれば、既存システムの変更を極力
少なくでき、基地局におけるAAAシステムへの移行をス
ムーズに行なえる。
【００１１】又、上記課題は第２の発明によれば、(1)
着目移動局からアレーアンテナまでのマルチパスのそれ
ぞれのパスを介して到来する信号毎に、各アンテナ素子
の出力信号に相関演算を施して該着目移動局から到来す
る信号と相関する相関信号を演算する手段、(2) 着目移
動局からアレーアンテナまでのマルチパスのそれぞれの
パスを介して到来する信号毎に、前記各相関信号を用い
て相関信号を同相化するためのアダプティブウェイトを
演算する演算部、(3) 移動局からアレーアンテナまでの
マルチパスのそれぞれのパスに対して設けられ、パス毎
に、かつ、アンテナ素子毎に演算されたアダプティブウ
ェイトを対応するアンテナ素子の出力信号に作用させて
合成する手段、(4) 前記各合成手段から出力する信号に
逆拡散を施す逆拡散手段と各逆拡散手段から出力する信
号を遅延時間調整して合成する合成部とを有するレーク
受信機、を備えたアレーアンテナシステムにより達成さ
れる。かかるアレーアンテナシステムによれば、受信デ
ータの判定結果をフィードバックして使用する必要がな
く、フィードフォワード的にアダプティブウェイトを決
定してレーク受信機に入力でき、従って、レーク受信機
に何らの変更を加えることなくAAAシステムを構築でき
る。このため、従来のレーク受信機をそのまま使用で
き、基地局におけるAAAシステムへの移行をスムーズに
行なえる。
【００１２】又、アダプティブウェイト演算手段は、全
アンテナ素子の相関信号の位相を所定のアンテナ素子の
相関信号の位相に同相化するようにアダプティブウェイ
トを決定するから、到来角の方向に適応的にビームを向
けるようにでき、この結果、利得向上、エリア内の干渉
低減を可能にし、１つのセルに収容できるユーザの数、
通信品質を改善することができる。この場合、電力レベ
ルが最大の相関信号の位相に同相化すれば、最も強い信
号、すなわち信頼度の高いアンテナに位相を揃えること
になり、AAAシステムのビーム制御の精度を向上でき
る。又、アダプティブウェイト演算手段は、方向拘束ベ
クトルＣ及び共分散行列Ｒを用いて各アンテナ素子対応
のアダプティブウェイトを演算して出力するから、全相
関信号の位相を同相化することができ、しかも、干渉波
受信電力を小にできる。又、相関信号の所定時間当たり
の平均値を用いてアダプティブウェイトを演算すること
によりAAAシステムによる制御精度を向上できる。又、
各アンテナ素子の出力信号より得られる相関信号のう
ち、受信レベルが高い順に２個づつ組にし、各組の相関
信号の位相差に受信レベルに応じた重み付けを施して平
均化することにより隣接アンテナ素子の相関信号の位相
差を演算し、該位相差を用いてアダプティブウェイトを
算出する。このようにすれば、AAAシステムの制御精度
を向上できる。又、各アンテナ素子の相関信号を演算す
る前にビームフォーミングを施してビームを狭めること
により干渉を軽減し、得られた相関信号にビームフォー
ミングと逆の処理を施して戻すことにより、トラヒック
が増大してもAAAシステムの制御精度を向上できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】（Ａ）本発明の概略 図１は、本発明の基地局の概略説明図である。図中、１
は受信用のアレーアンテナであり、ｎ個のアンテナ素子
１1〜１nを有している。２1〜２nは受信回路（ＲＶ）で
あり、それぞれ高周波増幅器、周波数変換器、直交復調
器、ＡＤ変換器などを備え、(1) アンテナ出力であるＲ
Ｆ信号をＩＦ帯に周波数変換し、 (2)ついで、直交復調
器で準同期検波を行ってＩ，Ｑ信号に分離し、(3)復調
されたＩ，Ｑ信号をデジタルにＡ／Ｄ変換して出力す
る。尚、Ａ／Ｄ変換を行う位置は直交復調器の前など特
にこの位置に限定されるものではない。又、アレーアン
テナ１及び各受信回路２1〜２nは全チャネル共通に設け
られている。３はサーチャ部でチップ同期タイミングお
よびレーク合成パス選択を行なう機能を持つと同時に、
アダプティブウェイト算出用に相関信号を用いたベクト
ル、行列の演算、設定を行なう。４はサーチャ部３で得
られる相関信号によるベクトル、行列等からアダプティ
ブウェイトを計算するアダプティブウェイト演算部（Ａ
ＷＣ）、５はアダプティブウェイト演算部４で得られた
ウェイトおよび位相回転を逆拡散前の選択されたパスの
信号に掛けて合成するビームフォーマ、６は通常のDS-C
DMAのレーク受信機(RAKE受信機)である。サーチャ部
３、アダプティブウェイト演算部４、ビームフォーマ
５、レーク受信機６はチャネル毎に設けられている。
【００１４】サーチャ部３は、(1) チップ同期タイミン
グや遅延時間調整データをマッチトフィルタ（ＭＦ）等
で相関演算によりサーチすると共に、(2) 各アンテナ素
子が受信した信号から相関信号を求め、(3) 該相関信号
を用いてアンテナの適応制御を行なうに必要なベクト
ル、行列を演算してアダプティブウェイト演算部４に入
力する。アダプティブウェイト演算部４はベクトル、行
列等からアダプティブウェイトを計算し、ビームフォー
マ５は逆拡散前の選択されたパスの信号に算出されたウ
ェイトにより振幅制御及び位相回転制御を施し、合成し
てレーク受信機６に入力する。以上により、相関信号か
ら各ユーザ信号のパス到来方向を推定し、その情報から
推定した方向にアンテナビームを向けるよう、各アンテ
ナで受信した信号に任意時間（例えば数シンボル）ごと
にウェイトを掛け合わせてユーザを追尾する。
【００１５】かかる図１の構成によれば、フィードフォ
ワード制御でウェイトを計算することが可能となる。換
言すれば、図１のフロントエンド型AAAシステムをDS-CD
MA基地局に組み込むことにより、基本部分の構成である
レーク受信機６に何らの変更を必要とせず従前のものを
そのまま流用して実現することができる。例として、セ
クタ化したセルの１つのセクタに注目し、そのエリアに
いるユーザ数をｋ、セクタアレーアンテナのアンテナ素
子数をｎとすると、図１に示す受信機のサーチャ部３で
観測されるユーザｉからの任意のパス（マルチパス）に
おける受信信号の相関信号X1i(t)、X2i(t)、・・・、Xn
i(t)は図２のようなリニアアンテナを想定すると次のよ
うになる。 X1i(t)＝I1i+jQ1i＝a1i(t)exp[j(αi(t))] X2i(t)＝I2i+jQ2i＝a2i(t)exp[j(αi(t)＋△θi)] ・・・・・・ ・・・・(1) Xni(t)＝Ini+jQni＝ani(t)exp[j(αi(t)+(n-1)△θi)] ただし、 ｔ：任意パスが観測される時刻、 ani(t)：n番目のアンテナがｉ番目のユーザから受信し
た信号の相関信号の振幅(i=1、2、・・・、k)、 αi(t):基準とする１番目のアンテナがｉ番目のユーザ
から受信した信号の相関信号の位相(i=1、2、・・・、k)、 △θi：X1i(t)を基準としたとき、アンテナ配置とi番目
ユーザからの到来波角度により決まる位相回転である。
【００１６】相関信号として(1)式が求まる理由は以下
のとおりである。図２（ａ）のξ，φ方向より第ｉユー
ザの電波が到来するものとすると、波面ＷＳから各アン
テナ素子１1〜１nまでの距離は０，δ，２δ，・・・(n
-1)δとなる。ただし、ｄをアンテナ素子間隔、λを波
長とすれば、δは δ＝(2π/λ)・ｄ・sinφ である。従って、アンテナ素子１1に電波が到着してか
ら他のアンテナ素子１2〜１nに電波が到着するまでには
距離δ〜(n-1)δに相当する時間を必要とする。電波は
ＸＹ平面にξ傾いているから１番目のアンテナ素子と２
番目のアンテナ素子とでは Δθi＝(2π/λ)・ｄ・sinφ・sinξ に相当する位相差が生じ、３番目のアンテナ素子とでは
２Δθiの位相差が生じ、ｎ番目のアンテナ素子とでは
(n-1)Δθiの位相差が生じる。この結果、各アンテナ素
子の受信信号より求まる相関信号X1i(t)、X2i(t)、・・
・、Xni(t)は１番目のアンテナ素子１1を基準にすると
(1)式に示すようになる。本発明では、各ユーザ（チャ
ネル）のサーチャ部３の出力に基づいて、各ユーザ各パ
スごとにレーク受信機６に入力する逆拡散前の信号に適
応制御を行ない、フィードフォワード型AAAシステムを
構築する。
【００１７】（Ｂ）実施例 （ａ）全体の構成 図３は本発明のアレーアンテナシステムの一実施例構成
図であり、１ユーザ（すなわち、１チャネル）分のみ示
している。又、図１で示したものと同一のものは同一の
記号で示してある。１は受信用のアレーアンテナであ
り、ｎ個のアンテナ素子１1〜１nを有している。２1〜
２nは受信回路（ＲＶ）であり、それぞれ高周波増幅
器、周波数変換器、直交復調器、ＡＤ変換器などを備え
ている。これらアレーアンテナ１及び各受信回路２1〜
２nは全チャネル共通に設けられている。３はサーチャ
部で、(1)チップ同期タイミング制御およびレーク合成
パスの選択制御機能、(2) アダプティブウェイト算出用
のベクトル、行列を相関信号を用いて時分割的に算出す
る機能を有している。サーチャ部３における前者の機能
は図１６で説明したように周知の機能である。従って、
以下では説明を簡略化するためにこの機能を実現する詳
細な構成は図示しない。ただし、この機能は後述するよ
うにパス選択部３２により実行される。
【００１８】４はアダプティブウェイト演算部（ＡＷ
Ｃ）であり、サーチャ部３より設定されるマルチパスの
パス毎のベクトル、行列等を用いて時分割的に各パスの
アダプティブウェイトWi1,Wi2,・・・Win（i=1,2,・・・K、K
はマルチパスのパス数)を計算する。５1〜５Kはマルチ
パスの各パス毎に設けられたビームフォーマであり、そ
れぞれ、逆拡散前のアンテナ素子１1〜１nの出力信号に
アダプティブウェイト演算部４で計算したアダプティブ
ウェイトWi1,Wi2,・・・Win（i=1,2,・・・K)を掛け合わせる
ｎ個の乗算器ＭＰ1〜ＭＰn、及び乗算器出力を加算する
加算器ＡＤを有している。６は通常のDS-CDMAのレーク
受信機(RAKE受信機)であり、図１６（ａ）に示す構成を
有しており、６1〜６Kはフィンガー部、７は各フィンガ
ー部出力を最大比合成するレーク合成部、８はデータ判
定部である。フィンガー部６1〜６Kは図示しないが、
(1) ビームフォーマ５1〜５Kから入力する信号に拡散コ
ードを乗算して逆拡散する逆拡散部、(2) パスに応じた
遅延時間の調整を行う遅延時間調整部、(3) チャネル推
定演算を行うチャネル推定部などを備えている。
【００１９】（ｂ）サーチャ部 サーチャ部３において、３１1〜３１nはマッチトフィル
タ（ＭＦ）であり、それぞれアンテナ素子１1〜１nの受
信回路２1〜２nから出力されるＩ，Ｑデータを用いて
(1)式で示す相関信号X1i(t)、X2i(t)、・・・、Xni(t)
を抽出するものである。３２はパス選択部であり、(1)
レーク受信のためのチップ同期タイミング抽出およびレ
ーク合成パスの選択機能、(2) 演算部３３のための相関
信号X1i(t)、X2i(t)、・・・、Xni(t)のうち最大電力の
相関信号を検出する機能、(3) 演算開始タイミングを与
える機能などを有している。３３はアダプティブウェイ
ト算出の為のベクトルや行列を演算し、演算結果をアダ
プティブウェイト演算部４に入力するものである。演算
部３３はアダプティブウェイト演算部４から分離して示
しているが両者をまとめてアダプティブウェイト演算部
とすることができる。
【００２０】（ｃ）同相化するための適応制御 (1)式の相関信号を用いて、次式 Yni(t)＝Xni(t)・X*1i(t)＝a1i(t)・ani(t)exp〔j{(n-1)△θi}〕・・・(2) を計算すると、上式Yni(t)の位相項は１番目のアンテナ
素子とｎ番目のアンテナ素子の受信信号間の位相差ある
いは相関信号間の位相差である。ただし、Yni(t)の位相
項△θiはユーザｉの到来波方向から計算されるリニア
アレーアンテナの配置による位相回転である。すなわち
図２のように座標をとると、 Δθi＝(2π/λ)・ｄ・sinφi・sinξi (3) である。ただし、ｄ ：アンテナ素子間隔 φi：ｉ番目ユーザの水平方向到来角 ξi：ｉ番目ユーザの垂直方向到来角 ここで、(2)式のYni(t)の複素共役Y*ni(t)を計算する
と、 Y*ni(t)＝a1i(t)・ani(t)exp〔-j{(n-1)△θi}〕 ・・・(4) となる。この(4)式に(1)式のXni(t)を乗算すると、 Xni(t)・Y*ni(t)＝a1i(t)・ani(t)2exp[j(αi(t))] ・・・(5) となる。
【００２１】この(5)式の信号は１番目のアンテナ素子
の相関信号X1i(t)と位相が一致する。以上より、(2)式
におけるXni(t)を順次X2i(t), X3i(t), ・・・Xn-1i(t), X
ni(t)とすることにより、(4),(5)式により全アンテナ素
子の出力を同相にできる。すなわち、(4)式より求まる Y*1i(t), Y*2i(t), Y*3i(t),・・・,Y*ni(t) をそれぞれアダプティブウェイト Ｗi1， Ｗi2， Ｗi3，・・・,Ｗin とすれば全アンテナ素子の出力を同相にできる。
【００２２】以上より、演算部３３はマルチパスの最初
のパスのタイミングで(2)式より Y1i(t), Y2i(t), Y3i(t),・・・,Yni(t) を求めて、アダプティブウェイト演算部４に入力する。
アダプティブウェイト演算部４はこれら入力されたY1
i(t), Y2i(t), Y3i(t),・・・,Yni(t)の複素共役 Y*1i(t), Y*2i(t), Y*3i(t),・・・,Y*ni(t) を求め、それぞれアダプティブウェイト Ｗ11， Ｗ12， Ｗ13，・・・,Ｗ1n としてビームフォーマ５1に入力する。ビームフォーマ
５1は逆拡散前のアンテナ素子１1〜１nの出力信号(第１
番目のマルチパス信号）にそれぞれアダプティブウェイ
ト Ｗ11， Ｗ12， Ｗ13，・・・,Ｗ1n を乗算し、乗算結果を合成してレーク受信機６の第１番
目のフィンガー部６1に入力する。
【００２３】以後、同様に、演算部３３はマルチパスの
第２、第３・・・第Ｋパスのタイミングで順次(2)式よ
り Y1i(t), Y2i(t), Y3i(t),・・・,Yni(t) を求め、アダプティブウェイト演算部４はアダプティブ
ウェイト Ｗi1， Ｗi2， Ｗi3，・・・,Ｗin (i=2〜K)を演算してビームフォーマ５2〜５Kに入力し、
ビームフォーマ５2〜５Kは逆拡散前のアンテナ素子１1
〜１nの出力信号(第２〜第Ｋ番目のマルチパス信号）に
それぞれアダプティブウェイト Ｗi1， Ｗi2， Ｗi3，・・・,Ｗin (i=2〜K)を乗算し、乗算結果を合成してレーク受信機６
の第２〜第Ｋ番目のフィンガー部６2〜６Kに入力する。
各フィンガー部６1〜６Kは入力信号に逆拡散処理を施す
と共にマルチパスの各パスに応じた遅延時間調整を施し
て同一のタイミングで出力し、レーク合成部７は各フィ
ンガー部出力を合成し、データ判定部８は合成信号に基
づいて受信データの識別を行う。
【００２４】以上のようにすれば、全アンテナ素子の出
力を同相にでき、到来角の方向に適応的にビームを向け
ることができる。又、図３に示すＡ−Ａ′をインターフ
ェイスとすれば、標準の構成はもちろん、AAAシステム
の構成においても対応でき、各フィンガー回路にはAAA
処理後の信号が入力され、後の処理は通常のレーク受信
機と同じ流れとなり、標準装置のレーク受信機を流用す
ることができる。このインタフェース条件Ａ−Ａ′に限
らず種々考えられ、図４、図５、図６にその例を示す。
図４はレイク受信機６への信号線を減らすインタフェー
スＢ−Ｂ′を有する変形例であり、デジタルのビームフ
ォーマ５1〜５Kから出力する各パスの信号を合成器ＳＡ
Ｄで合成して1つの信号線ＴＬでレーク受信機６に送る
構成を有している。
【００２５】図５はレイク受信機６への信号線を減らす
インタフェースＣ−Ｃ′を有する別の変形例である。図
５では、ビームフォーマをアナログ構成とし、該ビーム
フォーマ５1′〜５K′から出力する各パスのアナログ信
号を合成器ＳＡＤで合成し、しかる後、ＡＤコンバータ
ＡＤＣでデジタルに変換して1つの信号線ＴＬでレーク
受信機６に送る構成を有している。ウエイト計算はデジ
タルで行い、求めたウエイトをＤＡコンバータＤＡＣで
アナログ信号に変換してアナログビームフォーマ５1′
〜５K′に入力する。又、受信回路２1〜２nは直交検波
出力をアナログのままビームフォーマ５1′〜５K′に入
力すると共に、該直交検波出力をＡＤ変換してサーチャ
３に入力する。図６はレイク受信機６への信号線数を減
らさないインタフェースＤ−Ｄ′を有する変形例であ
る。図６の変形例ではアナログのビームフォーマ５1′
〜５K′から出力する各パスのアナログ信号を合成せ
ず、それぞれＡＤコンバータＡＤＣ1〜ＡＤＣKでＡＤ変
換してレーク受信機６に送る構成を有している。以上で
は、全アンテナ素子の出力を１番目のアンテナ出力と同
相にしたが、最も強い信号、すなわち信頼度の高いアン
テナ出力に位相を揃えるようにする。このようにすれ
ば、アダプティブアレーアンテナのビーム制御の精度が
向上する。
【００２６】（ｄ）同相化処理フロー 図７は以上の同相化制御におけるサーチャ部及びアダプ
ティブウェイト演算部の処理フローである。マッチトフ
ィルタ３１1〜３１nは、第ｉユーザから受信した各アン
テナ素子１1〜１nの出力信号より相関信号Ｉmi，Ｑmi(m
=1〜n)を算出し（ステップ１０１）、ついで、(1)式の
相関信号を求める（ステップ１０２）。パス選択部３２
は電力最大の相関信号をサーチし演算部３３に通知する
（ステップ１０３）。尚、第１番目のアンテナの相関信
号が最大であるとする。又、パス選択部３２はマルチパ
スの各パスの遅延時間に応じて演算開始タイミングを演
算部３３に指示する。
【００２７】演算部３３は演算開始指示によりマルチパ
スの最初のパスのタイミングで(2)式より Y1i(t), Y2i(t), Y3i(t),・・・,Yni(t) を求めて、アダプティブウェイト演算部４に入力する
(ステップ１０４，１０５）。アダプティブウェイト演
算部４はこれら入力されたY1i(t), Y2i(t), Y3i(t),・・
・,Yni(t)の複素共役 Y*1i(t), Y*2i(t), Y*3i(t),・・・,Y*ni(t) を求め、それぞれをアダプティブウェイト Ｗ11， Ｗ12， Ｗ13，・・・,Ｗ1n としてビームフォーマ５1に入力する（ステップ１０
６）。以後、次のマルチパス信号に対してサーチャ部
３、アダプティブウェイト演算部４は上記処理を繰り返
す。
【００２８】（ｅ）振幅制御を伴う同相化のための適応
制御 以上の制御によりアレーアンテナのビームをユーザ信号
のパス到来方向に向けることができ、利得向上と、エリ
ア内の干渉を低減できる。しかし、図８（ａ）に示すよ
うに他のビームが干渉波を受信してしまう場合など、干
渉波を更に改善する余地がある。そこで、図８（ｂ）に
示すように同相化すると共に干渉波をヌルに落とし込む
ように制御できれば干渉波受信電力を小にでき好都合で
ある。以下ではかかる制御について説明する。(2)式のY
ni(t)を用いて各ｎに対応させた値Y1i(t), Y2i(t),・・・,
Yni(t)を求め、次式 Ｃ＝［Y1i(t), Y2i(t),・・・, Yni(t)］T (6) Ｔ：転置 のように並べて方向拘束ベクトルＣを設定する。又、
(1)式の各アンテナで受信される信号の相関信号から次
式のような共分散行列を生成する。
【００２９】
【数１】 <・>:アンサンブル平均 本発明に用いるアダプティブアルゴリズムは、フィード
フォワード制御できることが要求され、そのようなアル
ゴリズムの例として周知の方向拘束型電力最小化法（DC
MP）を用いる。かかるDCMPを用いるとアダプティブウェ
イトＷは次式 Ｗ＝Ｒ-1Ｃ*（ＣTＲ-1Ｃ*）-1Ｈ・・・・(8) Ｈ＝拘束レスポンス（この場合＝１）のように求めるこ
とができる。
【００３０】従って、各ユーザ毎、各マルチパスのパス
毎に任意時間間隔でアダプティブウェイトを(8)式によ
り計算し、逆拡散前の信号にこのウェイトを掛けること
により、図３に示す構成でAAAシステムを構築できる。
尚、アダプティブアルゴリズムはDCMP以外でもフィード
フォワード制御ができるものであれば本発明に利用で
き、DCMPに限定されるものではない。尚、共分散行列Ｒ
(t)の任意の行もしくは列ベクトルは、任意アンテナを
基準とした位相差の情報を含むため、これを用いれば別
ブロックで方向拘束ベクトルＣを設定する必要が無くな
るメリットがある。すなわち、アダプティブウェイトの
計算に用いる方向拘束ベクトルＣは(2)式および(6)式に
示されているが、これは(7)式より共分散行列Ｒの一つ
の行もしくは列を用いて表すことができる。例えば１行
目はそのまま一番目アンテナを基準としたときのアレー
アンテナの配置による位相回転を計算する式と同値であ
り、平均処理を施したあとに位相を確定することができ
る。更に２行目以下についても同様にｎ番目アンテナを
基準とした場合の位相回転を求める式と等しい。また、
列ベルトルは行ベクトルの複素共役の関係にあり、これ
を用いることもできる。このように方向拘束ベクトルＣ
は特別に計算するブロックを設ける必要がなく、共分散
行列Ｒを生成することにより、平均化した後の方向拘束
ベクトルを設定できる。
【００３１】図９はDCMPによる適応制御の処理フローで
ある。マッチトフィルタ３１1〜３１nは、第ｉユーザか
ら受信した各アンテナ素子１1〜１nの出力信号より相関
信号Ｉmi，Ｑmi(m=1〜n)を算出し（ステップ２０１）、
ついで、(1)式の相関信号を求める（ステップ２０
２）。パス選択部３２は電力最大の相関信号をサーチし
演算部３３に通知する（ステップ２０３）。尚、第１番
目のアンテナの相関信号が最大であるとする。又、パス
選択部３２はマルチパスの各パスの遅延時間に応じて演
算開始タイミングを演算部３３に指示する。演算部３３
は演算開始指示によりマルチパスの最初のパスのタイミ
ングで(2)式及び(6)式により方向拘束ベクトルＣを算出
する(ステップ２０４）。更に演算部３３は(7)式より各
アンテナ素子の相関信号X1i(t)、X2i(t)、・・・、Xni
(t)を用いて共分散行列Ｒを生成し、方向拘束ベクトル
Ｃ及び共分散行列Ｒをアダプティブウェイト演算部４に
入力する（ステップ２０５）。アダプティブウェイト演
算部４は(8)式により各アンテナ素子対応のアダプティ
ブウェイトを演算して出力する(ステップ２０６）。以
後、サーチャ部３、アダプティブウェイト演算部４は上
記処理を繰り返す。以上により、受信電力最大のアンテ
ナ素子の相関信号位相に各アンテナ素子の相関信号位相
を同相化でき、しかも、干渉波受信電力を小にできる。
【００３２】（ｆ）平均化 拡散コードの周期が１シンボル期間の場合、データの各
シンボルごとに図１０に示すように相関ピークが観測さ
れるが、１シンボルだけの相関信号で上記演算を行なう
と精度的に問題がある。そこで、サーチャ部３の演算部
３３は、（ｃ）の同相化するための適応制御において
(4)式の演算を任意シンボル数行なってその平均値を求
め、該平均値をアダプティブウェイト演算部４に入力す
る。あるいは、任意シンボル数の相関信号の平均値を求
め、該平均値を用いて(4)式の演算を行ない、演算結果
をアダプティブウェイト演算部４に入力する。又、
（ｅ）の振幅制御を伴う同相化のための適応制御におい
ては、(6)、(7)式の演算を任意シンボル数行なってその
平均値を求め、該平均値をアダプティブウェイト演算部
４に入力する。以上のように平均化することにより計算
精度を向上できる。
【００３３】（ｇ）位相差 同相化適応制御において、隣接する２つのアンテナ素子
の受信信号の位相差Δθiが求まれば、アダプティブウ
ェイトは exp[j(-△θi)], exp[j(-2△θi)],・・・, exp[j(-(n-1)
△θi)] となる。従って、位相差Δθiを高精度で求めることが
できれば、アダプティブウェイトの精度を上げることが
でき、制御精度を向上できる。一般に、レベルが大きな
相関信号の位相は信頼度が高く、レベルが小さな相関信
号の位相は信頼度が低い。
【００３４】以上より、各アンテナ素子１1〜１nの出力
信号より得られる相関信号X1i(t)、X2i(t)、・・・、Xn
i(t)のうち、受信レベルが高い順に２個づつ組にし、各
組についてそれぞれ２つの相関信号を用いて(2)式の演
算を行いその位相差を求める。しかる後、求めた位相差
を２つのアンテナの受信電力の平均値を考慮して重み付
けして平均化することにより隣接アンテナ素子の相関信
号の位相差Δθiを演算し、該位相差を用いてアダプテ
ィブウェイトを算出する。
【００３５】図１１は演算部３３のΔθi算出処理フロ
ーで、４本のアンテナａ，ｂ，ｃ，ｄの場合を示す。
尚、アンテナは等間隔でａ→ｂ→ｃ→ｄの順に配列され
ている。かかる場合、例えば、ｉ番目ユーザから任意パ
スを介して受信した時の各アンテナ受信信号の相関信号
レベルがａ＞ｃ＞ｂ＞ｄの順であるものとする。選択部
３３ａはパス選択部３２からの選択信号に基づいて受信
レベルが高い順に２個づつａ，ｃ：ｃ，ｂ：ｂ，ｄに組
分けする。ついで、演算部３３ｂ1〜３３ｂ3は(2)式の
演算を行って、ａ−ｃの信号間位相差２△θi1、ｃ−ｂ
間の位相差△θi2、ｂ−ｄ間の位相差２△θi3を求め
る。次に、乗算部３３ｃ1〜３３ｃ3は各組の２つのアン
テナで受信される電力の平均値に比例した重みα，β，
γ（α＞β＞γ）を求め、これら重みを前記各位相差２
△θi1，△θi2，２△θi3に乗算する。加算器３３ｄは
各乗算器出力を合成し、演算部３３ｅは次式の演算 Δθ=(2△θi1・α+△θi2・β+2△θi3・γ）/(2α+β+2γ) (9) により平均する。以上により、確度の高い△θiを得る
ことができる。以後、ベクトル／行列演算部３３ｆは平
均値△θiを用いてアダプティブウェイト算出用のベク
トル、行列を算出する。
【００３６】（ｈ）ビームフォーミング アダプティブアレーアンテナシステムの各アンテナには
一般に、セクター内を指向するセクターアンテナが用い
られる。しかし、図１２（ａ）に示すようにセクターア
ンテナは、ビーム幅が広く、このため、トラヒックが多
くなってくると他チャネルの干渉を受け良好な通信がで
きなくなる。そこで、トラヒックが多くなってきた場合
には、図１２（ｂ）に示すようにビームを絞ることによ
り、セクター内の干渉を減らした状態の信号を用いてマ
ッチトフィルタ（ＭＦ）で同期点抽出を行なう。
【００３７】図１３はビームフォーマ及び逆ビームフォ
ーマを備えたサーチャの構成図であり、図３のサーチャ
と同一部分には同一符号を付している。図１３（ａ）に
おいて、３４はビームを絞るためのビームフォーマで、
マッチトフィルタ３１1〜３１nの前段に設けられてい
る。ビームフォーマ３４はビームを電気的に形成して各
端子より出力することにより、４つのアンテナ素子＃１
〜＃４に等価的に図１２（ｂ）に示すビーム指向特性を
持たせる。３５はマッチトフィルタ３１1〜３１nの後段
に設けられた逆ビームフォーマであり、相関信号から元
のアンテナで受けた信号に変換するための演算を行なう
ものである。このように、ビームフォーマと逆ビームフ
ォーマを設けることにより、ビームフォーミングにより
ビームをシャープにして干渉を軽減し、得られた信号に
対して相関演算を施して同期点抽出を行ない、しかる
後、逆ビームフォーミングにより元の信号に戻すように
する。このようにすれば、トラヒックに対する許容度を
向上することができる。ビームフォーマ３４は、図１３
（ｂ）に示すようにスイッチ３６ａ〜３６ｆによりトラ
ヒックの状況に応じて信号がバイパスするか(点線)、通
過するか(実線矢印)が制御されるようになっている。
又、図示しないが、逆ビームフォーマ３５の切替構成も
ビームフォーマと同様になっている。
【００３８】図１４はビームフォーマの例である。この
ビームフォーマは、各アンテナ素子の出力信号ｘ1〜ｘn
に重みＷk,i掛け合わせて位相回転を施し、これらを合
成することによりそれぞれ所定の指向方向を有するｎ個
のビーム１〜Ｍを電気的に形成する。第ｉビーム（ｉ＝
１〜ｎ）の信号ｙiは、ｎ本のアンテナ素子の受信信号
をｘ1〜ｘn、ビームフォーマの変換係数をＷk,iとすれ
ば、 ｙi＝ΣＷk,i・ｘk （ｋ＝１〜n） となる。変換係数Ｗk,iを決定することにより、セクタ
ービームをシャープにでき干渉を軽減できる。図１５は
ビームフォーミングの演算をＦＦＴを用いて行うビーム
フォーマの例である。以上、本発明を実施例により説明
したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に
従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除す
るものではない。
【００３９】
【発明の効果】以上本発明によれば、サーチャの相関信
号を用いてフィードフォワード型のアダプティブアルゴ
リズムを適用し、求めたウェイトを各ユーザ、各パスご
とに逆拡散前の信号に掛ける構成とするため、標準のDS
-CDMA受信機の構成の大部分を流用することができ、少
ない変更でAAAシステムが構築され、コスト的にも優れ
た高性能な基地局の実現に寄与するところが大きい。本
発明のアレーアンテナシステムによれば、受信データの
判定結果を使用することなく、フィードフォワード的に
アダプティブウェイトを決定してレーク受信機に入力で
きるため、レーク受信機に何らの変更を加えることなく
AAAシステムを構築できる。このため、従来のレーク受
信機をそのまま使用でき、基地局におけるAAAシステム
への移行をスムーズに行なえる。
【００４０】本発明によれば、アダプティブウェイト演
算手段は、全アンテナ素子の相関信号の位相を所定のア
ンテナ素子の相関信号の位相に同相化するようにアダプ
ティブウェイトを決定するから、到来角の方向に適応的
にビームを向けるようにでき、この結果、利得向上、エ
リア内の干渉低減を可能にし、１つのセルに収容できる
ユーザの数、通信品質を改善することができる。この場
合、電力レベルが最大の相関信号の位相に同相化するよ
うにしたから、最も強い信号、すなわち信頼度の高いア
ンテナに位相を揃えることになり、AAAシステムのビー
ム制御の精度を向上できる。又、本発明によれば、アダ
プティブウェイト演算手段は、方向拘束ベクトルＣ及び
共分散行列Ｒを用いて各アンテナ素子対応のアダプティ
ブウェイトを演算して出力するから、全相関信号の位相
を同相化することができ、しかも、干渉波受信電力を小
にすることができる。本発明によれば、相関信号の所定
時間当たりの平均値を用いてアダプティブウェイトを演
算することによりAAAシステムによる制御精度を向上で
きる。
【００４１】本発明によれば、各アンテナ素子の出力信
号より得られる相関信号のうち、受信レベルが高い順に
２個づつ組にし、各組の相関信号の位相差に受信レベル
に応じた重み付けを施して平均化することにより隣接ア
ンテナ素子の相関信号の位相差を演算し、該位相差を用
いてアダプティブウェイトを算出するようにしたから、
AAAシステムの制御精度を向上できる。本発明によれ
ば、各アンテナ素子の相関信号を演算する前にビームフ
ォーミングを施してビームを狭めることにより干渉を軽
減し、得られた相関信号にビームフォーミングと逆の処
理を施して戻すことにより、トラヒックが増大してもAA
Aシステムの制御精度を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の概略説明図である。
【図２】リニアアンテナの説明図である。
【図３】本発明のアレーアンテナシステムの構成図であ
る。
【図４】本発明のアレーアンテナシステムの変形例であ
る。
【図５】本発明のアレーアンテナシステムの別の変形例
である。
【図６】本発明のアレーアンテナシステムの更に別の変
形例である。
【図７】同相化処理フロー（位相制御）である。
【図８】干渉波抑圧説明図である。
【図９】同相化処理フロー（位相及び振幅制御）であ
る。
【図１０】相関信号の例である。
【図１１】Δθi算出処理フローである。
【図１２】アレーアンテナのセクター内におけるビーム
指向性説明図である。
【図１３】ビームフォーマ及び逆ビームフォーマを備え
たサーチャの構成図である。
【図１４】ビームフォーマの構成図である。
【図１５】ＦＦＴによるビームフォーマである。
【図１６】従来のレーク受信機の説明図である。
【図１７】チャネル推定演算説明図である。
【符号の説明】
１・・アレーアンテナ ２1〜２n・・受信回路 ３・・サーチャ部 ３１・・マッチトフィルタ ３２・・パス選択部 ３３・・演算部 ４・・アダプティブウェイト演算部 ５・・ビームフォーマ ６・・レーク受信機(RAKE受信機)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 筒井 正文 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 (72)発明者 関 宏之 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 アレーアンテナの複数のアンテナ素子で
    受信した信号に所定の振幅ウェイトおよび位相回転を施
    して合成し、合成信号を逆拡散するＣＤＭＡ移動通信に
    おける無線基地局のアレーアンテナシステムにおいて、 アンテナ素子毎に出力信号に相関演算を施して着目移動
    局から送信される信号と相関する相関信号を演算する手
    段、 各アンテナ素子の相関信号を用いて、該各相関信号を同
    相化するためのアダプティブウェイトを演算する演算
    部、 各アンテナ素子毎に演算されたアダプティブウェイトを
    対応するアンテナ素子の出力信号に作用させて合成する
    手段、 合成信号を逆拡散する逆拡散手段を備えたことを特徴と
    するアレーアンテナシステム。
  2. 【請求項２】 アレーアンテナの各アンテナ素子で受信
    した信号に所定の振幅ウェイトおよび位相回転を施して
    合成し、合成信号を逆拡散するＣＤＭＡ移動通信におけ
    る無線基地局のアレーアンテナシステムにおいて、 着目移動局からアレーアンテナまでのマルチパスのそれ
    ぞれのパスを介して到来する信号毎に、各アンテナ素子
    の出力信号に相関演算を施して該着目移動局から到来す
    る信号と相関する相関信号を演算する手段、 着目移動局からアレーアンテナまでのマルチパスのそれ
    ぞれのパスを介して到来する信号毎に、前記各相関信号
    を用いて相関信号を同相化するためのアダプティブウェ
    イトを演算する演算部、 移動局からアレーアンテナまでのマルチパスのそれぞれ
    のパスに対して設けられ、パス毎に、かつ、アンテナ素
    子毎に演算されたアダプティブウェイトを対応するアン
    テナ素子の出力信号に作用させて合成する手段、 前記各合成手段から出力する信号に逆拡散を施す逆拡散
    手段と各逆拡散手段から出力する信号を遅延時間調整し
    て合成する合成部とを有するレーク受信機、を備えたこ
    とを特徴とするアレーアンテナシステム。
  3. 【請求項３】 アレーアンテナシステムは更にアンテナ
    素子の出力信号を直交復調してＩ成分、Ｑ成分信号を出
    力する復調部を備え、 前記相関信号演算部は該Ｉ成分、Ｑ成分信号それぞれに
    相関演算を施し、得られたＩ成分、Ｑ成分の相関信号を
    用いて振幅、位相特性を有する相関信号を出力し、 アダプティブウェイト演算部は、第ｍ番目のアンテナ素
    子の相関信号の位相を反転した信号に全てのアンテナ素
    子の相関信号をそれぞれ乗算し、各乗算結果の位相を反
    転した信号を各アンテナ素子対応のアダプティブウェイ
    トとして出力することにより、全相関信号の位相を第ｍ
    番目のアンテナ素子の相関信号の位相に同相化すること
    を特徴とする請求項２記載のアレーアンテナシステム。
  4. 【請求項４】 アレーアンテナシステムは更にアンテナ
    素子の出力信号を直交復調してＩ成分、Ｑ成分信号を出
    力する復調部を備え、 前記相関信号演算部は該Ｉ成分、Ｑ成分信号それぞれに
    相関演算を施し、得られたＩ成分、Ｑ成分の相関信号を
    用いて振幅、位相特性を有する相関信号を出力し、 アダプティブウェイト演算部は、第ｍ番目のアンテナ素
    子の相関信号の位相を反転した信号に全てのアンテナ素
    子の相関信号をそれぞれ乗算し、各乗算結果を用いて方
    向拘束ベクトルＣを設定し、かつ、各アンテナ素子の相
    関信号を用いて共分散行列Ｒを生成し、 方向拘束ベクトルＣ及び共分散行列Ｒを用いて各アンテ
    ナ素子対応のアダプティブウェイトを演算して出力する
    ことにより、全相関信号の位相を第ｍ番目のアンテナ素
    子の相関信号の位相に同相化すると共に、干渉波受信電
    力を小にすることを特徴とする請求項２記載のアレーア
    ンテナシステム。
  5. 【請求項５】 電力レベルが最大の相関信号に応じたア
    ンテナ素子を前記第ｍ番目のアンテナ素子とすることを
    特徴とする請求項３又は請求項４記載のアレーアンテナ
    システム。
  6. 【請求項６】 前記Ｉ成分、Ｑ成分の相関信号の所定時
    間当たりの平均値を求め、該平均値を用いてアダプティ
    ブウェイトを演算することを特徴とする請求項３又は請
    求項４記載のアレーアンテナシステム。
  7. 【請求項７】 各アンテナ素子の出力信号より得られる
    相関信号のうち、受信レベルが高い順に２個づつ組に
    し、各組の２つの相関信号の位相差に受信レベルに応じ
    た重み付けを施して平均化することにより隣接アンテナ
    素子の相関信号の位相差を演算し、該位相差を用いてア
    ダプティブウェイトを算出することを特徴とする請求項
    ２記載のアレーアンテナシステム。
  8. 【請求項８】 前記アレーアンテナシステムは、アレー
    アンテナと相関信号演算部の間に設けられてビームフォ
    ーミングを行うビームフォーマと、 相関信号演算部とアダプティブウェイト演算部の間に設
    けられ、ビームフォーミング演算と逆の演算を行う逆変
    換回路を備えたことを特徴とする請求項２記載のアレー
    アンテナシステム。
  9. 【請求項９】 トラヒックに応じてビームフォーミング
    する経路とビームフォーミングしない経路を選択する選
    択部を備えたことを特徴とする請求項８記載のアレーア
    ンテナシステム。
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