JP4430060B2 - 無線通信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル無線通信システムにおいて使用されるアレーアンテナを備えた無線通信装置における到来パスの方向推定手段と、それに基づく指向性制御手段に関する。

無線通信装置が受信する信号は、様々な信号による干渉を受けて、受信品質の劣化が生ずる。この干渉を抑制し、所望の方向から到来する信号のみを強く受信する技術として、アダプティブアレーアンテナが知られている。アダプティブアレーアンテナでは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「ウエイト」という）を調整して受信信号に対して与える振幅と位相を調整することにより、所望の方向から到来する信号のみを強く受信することができる。

また、無線通信装置において、受信時には所望信号の受信タイミングを検出するパスタイミング検出回路（以下、パスサーチ回路）が必要であり、これとアダプティブアレーアンテナ技術を組み合わせることで、さらに正確な受信タイミングの検出と、パスサーチ時の処理結果を用いた到来方向の推定が可能となる。

パスサーチ回路を備えた従来のアダプティブアレーアンテナ装置として、特開２００２−８４２１６号公報に開示されているものがある。図６は従来のアダプティブアレーを備えた直接拡散ＣＤＭＡ方式の受信装置の構成を示すブロック図である。以下、図６を用いてその概略の動作説明を行う。図６におけるサーチャ５０には、複数のアンテナ素子５１−１〜Ｎからなるアレーアンテナ５１の全ての信号が入力される。サーチャ５０では、相関処理部５２においてアンテナ毎の既知信号との相互相関演算処理を行った後、アンテナ合成パスタイミング検出部５３と並列に設けられたアンテナ間相関推定部５４に入力される。アンテナ合成パスタイミング検出部５３では、各アンテナの相関処理後の複素相関値信号を電力に変換後、合成することで、低ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ 信号対雑音比）でも高精度なパスタイミング検出を実現する。また、アンテナ間相関推定部５４では相関処理後の各アンテナの複素相関値信号を用いてアンテナ間相関値を推定する。アレーアンテナ受信信号処理部５５とサーチャ５０間のインターフェースは、パスタイミング信号に加えてアンテナ間相関値に相当する信号を設けておく。アダプティブアレー受信部では、サーチャから得たアンテナ間相関推定値をウエイト更新部の初期値として設定する。

しかしながら、上記構成を採る従来の受信装置では、高速伝送レートを実現する場合、直接拡散ＣＤＭＡ方式ではチップレートが高速化されるため、これに伴い、到来パスの時間分解能が高まり、パス当りの電力が低減化されるため、パス毎の到来方向推定精度が確保できないといった課題が生ずる。通信装置が高速移動を前提としない場合には、複数フレームにわたり相関値に平均化を施せば精度は高まるが、アレーウエイトの追従性が劣化する。また、ショートパケット伝送時には、十分な時間間隔にわたり相関値を平均化することができないといった課題も生じる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、アレーアンテナを備えた無線通信装置において、パス毎に得られるアンテナ間相関値を合成後に、複数パスの到来方向推定を行うことで、パス全体の平均的な到来方向を推定することが可能となる。従って、パス毎の受信電力が小さい場合でも、ある角度広がりをもって到来する複数パスの平均的な到来方向に指向性ビームを形成することで、指向性受信の追従性を劣化させることなく安定した品質の通信を確保する無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線通信装置は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行い、相関演算値を算出する相関演算部と、前記相関演算部の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出するパス検出部と、検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成するパス相関値合成部と、前記パス相関値合成部から出力される前記相関行列を用いて到来方向推定を行う到来方向推定部と前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号から到来パス受信タイミング毎に到来パスを分離するパス分離部と、分離された前記到来パス毎に前記到来方向推定部にて推定された方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム形成部と、前記パス受信ビーム形成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備する構成を採る。

本発明の無線通信装置によれば、複数パスに対し、一度の角度スペクトラムの算出により、複数パスの到来方向を推定することができ、個別に到来方向する場合に比較して処理量の大幅な削減が可能となる。また、ある角度広がりを持って到来する複数パスの平均的な到来方向を推定するため、パス当りの受信電力が小さい場合、フェージング変動がある場合でも安定した制度で到来方向推定を行うことができる。さらに、パス毎に最適な受信ビームを形成して指向性受信できる。

以下、本発明の実施の形態について、図１から図５を用いて説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す無線通信装置において、アレーアンテナ１を構成するアンテナ素子１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ素子１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換が順次施され、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号３−１〜Ｎが生成される。ただし、Ｎはアンテナ素子数である。

相関演算部４―１〜Ｎの各々には、ベースバンド信号３−１〜Ｎがそれぞれ対応して入力される。パイロット信号発生部５は受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部４―１〜Ｎはパイロット信号との相互相関演算を行う。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式の場合には、スクランブリング符号及びチャネライゼーション符号による逆拡散処理後に、フレーム毎に埋め込まれたパイロット信号との相関演算を行う。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｍ番目の相関演算部４−ｍは、第ｍ番目のベースバンド信号３−ｍ（以下、ｘｍ（ｔ）と表す。なお、ｔはサンプルタイミングを表す。）に対し、（数１）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプルタイミングｐを１からＴｓまで変化させ、各サンプルタイミングのパイロット相関値ｈｍ（ｐ）を算出する。Ｎｏはシンボルに対するオーバーサンプル数である。なお、＊は複素共役を示す。これにより、サンプルタイミングｐを相関演算の開始点とするｍ番目のアンテナ素子１−ｍでのパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）が得られる。以上の動作を、すべてのアンテナ素子１−１〜Ｎで受信されたベースバンド信号３―１〜Ｎに対して行う。

パス検出部６は、各相関演算部４−１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）を基に遅延プロファイルを生成し、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択し、選択されたパスのタイミングを出力する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｍ＝１〜Ｎである。なお、遅延プロファイルは、１）各アンテナ素子１―１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）の絶対値あるいは２乗を同じタイミング毎に合成する方法、あるいは、２）指向性ビーム形成する重みを同じタイミングのパイロット相関値に乗算後、加算し、その絶対値あるいは２乗をとることで複数の遅延プロファイルを生成する方法、さらにはそれらを合成する方法により生成する。

パス相関値合成部７は、検出されたＬ個のパスうち、第ｋ番目のパスのタイミング情報をｐｋとして表すと、（数２）に示すようにパス相関値を合成する相関行列Ｒを出力する。ここでｋは１からＬの自然数、Ｈは複素共役転置を表す。また、Ｖｋは（数３）に示すように第ｋ番目のパスの検出タイミングであるｐｋにおける相関演算部４−１〜Ｎで得られるパイロット相関値ｈｍ（ｐｋ）を要素とする相関ベクトルを表す。（ｍは１からＮまでの自然数）ただし、Ｔはベクトル転置を表す。相関ベクトルＶｋは、アレーアンテナ１の空間的な配置に起因する位相情報が含まれるため、（数３）のみからでも、到来パスの方向を推定することが可能であるが、本実施の形態においては、それぞれのパスから得られる相関ベクトルＶｋを合成した相関行列を生成することで、複数パスの平均的な到来方向を推定することが可能となる。複数パスがある角度広がりをもって到来する場合、パスあたりの電力が小さい場合でも、それらの複数パスの到来方向情報をベクトル加算した後に、方向推定を行うため、本構成によりフェージング変動下でも到来方向推定精度を確保することができる。

なお、シンボルレート、あるいはチップレートに対し、オーバーサンプル処理している場合、パス検出部６において、検出された到来パス受信タイミングに隣接するサンプルでも、アレーアンテナ１の空間的な配置に起因する位相情報がある程度保存されており、それらを加えた相関行列を生成しても良い。その場合の相関行列Ｒ₂を（数４）に示す。（数４）では、ｋ番目の到来パス受信タイミングｐｋに、前後に隣接する所定サンプル数Ｔの相関ベクトルを加えた相関行列を算出しており、パス全体としては、Ｌ×（２Ｔ＋１）タイミングの相関ベクトルを加算している。これにより、演算量は増加するが、パス数が少なくても相関行列のランク数がフルランクとなりやすく、高分解能到来方向推定アルゴリズムの適用が容易になる。また、到来パスの電力が小さい場合でも、隣接タイミングでの相関ベクトルを加算することで推定精度が向上するといった効果が得られる。

到来方向推定部８は、（数６）に示す到来方向推定評価関数Ｆ（θ）におけるθを所定の角度ステップΔθで可変することで角度スペクトラムを算出し、角度スペクトルのピークレベルの高い順に所定数Ｎｄ（Ｎｄ≧１）のピーク方向を検出し、到来方向推定値とする。ただし、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔ｄの等間隔直線アレーの場合、（数７）のように表すことができる。ここで、λは搬送波の波長であり、θはアレーの法線方向を０°方向としている。また、Ｈは複素共役転置を表す。

図２はアレー素子数Ｎ＝８、パス数Ｌ＝２（等レベル２パス条件）の場合の角度スペクトラム算出結果を示す。図２（ａ）はパス１の到来角度θ₁＝２０°、パス２の到来角度θ₂＝−２０°の結果であり、図２（ｂ）はθ₁＝５°、パス２の到来角度θ₂＝−５°の結果である。（数６）で示す到来方向推定はビームフォーマ法と呼ばれるものであり、アレーウエイトＷ＝ａ^H（θ）により形成されるアレーアンテナ１のビーム幅より、複数パスの到来角度が十分離れている場合はそれぞれのパス方向に対するピークを検出することができる（図２（ａ））。また、複数パスの到来角度が近接している場合（図２（ｂ））、パス数に比べ少ないピーク数をもつ角度スペクトルが得られる。この場合のピーク方向は、複数パスの合成電力が最大となるステアリングビーム方向となる。

算出された角度スペクトラムにおいて、１）ピーク位置が一つの場合（＝θ₁）は、すべてのパスの到来方向推定値は、θ₁とする。２）ピーク位置が複数存在する場合は、最大レベルのピーク位置φ₁及び最大レベルから所定範囲内にあるピークレベルのピーク位置φ₂、φ₃、．．．、φ_Mをパス到来方向推定値の候補とする。ここで、Ｍ≦Ｌである。第ｋ番目パスが複数ピーク位置φｓのいずれに属するかを、アレーアンテナ１の方向ベクトルａ（θ）、および相関ベクトルＶｋを用いて表せる（数８）により判定する。ただし、ｓは１からＭの自然数である。（数８）での判定の結果、最大値を与えるパス方向を第ｋ番目のパスの到来方向推定値θｋとする。

以上のような動作により、到来パスの方向推定が可能となる。以降では、到来パスに対する指向性受信制御について、ＣＤＭＡ通信方式を用いる場合を例にして説明する。

逆拡散部９−１〜Ｌは、各アンテナ１−１〜Ｎに到来するＬ個のマルチパス成分（以下、第１パス〜第Ｌパスとする。）に対して逆拡散処理を行う。つまり、逆拡散部９−１〜Ｌは、パス検出部６で検出されたパスタイミング情報を基に、アンテナ１−１〜Ｎに到来する各パスの受信タイミングに合わせて逆拡散処理を行う。これにより、アンテナ１−１〜Ｎからパス数分に分配して接続されたパスｐに対する逆拡散部９−ｐ−１〜Ｎでは、アンテナ１−１〜Ｎで受信された第ｐパスの信号がそれぞれ取り出される。ただし、ｐ＝１〜Ｌ、Ｎはアンテナ素子数である。

パス受信ビーム形成部１０―１〜Ｌは、アレーアンテナ１の主ビームを到来方向推定部８において方向推定結果を基に指向性形成する。すなわち、パス受信ビーム形成部１０―ｐは、第ｐ番目のパスの到来方向推定値方向θｐに指向性を向けるビームウエイトベクトルＷ_pを生成し、（数９）のように逆拡散部９−ｐ―１〜Ｎの出力である第ｐパスアレー受信信号ベクトルｘ^p（ｔ）に対し、ビームウエイトベクトルＷ_pを乗算した結果であるアレー合成信号ｙ^p（ｔ）を出力する。ただし、ｐ＝１〜Ｌである。ビームウエイトベクトルＷ_kとしては、例えば（数７）に示される方向ベクトルａ（θｐ）、チェビシェフビーム等を用いる。

ＲＡＫＥ合成部１１は、第１〜Ｌパスに対するアレー合成信号ｙ¹（ｔ）〜ｙ^L（ｔ）に対し、チャネル推定値ｈ₁’〜ｈ_M’の複素共役値（ｈ₁’）^*〜（ｈ_M’）^*をそれぞれ乗算し、回線変動値ｈ₁〜ｈ_Mが補償された後、ＲＡＫＥ合成される。ＲＡＫＥ合成された信号は、データ判定部１２で符号判定され、これにより受信データが得られる。

以上のように、本実施の形態によれば、到来方向推定部８の推定結果に基づき、パス受信ビーム形成部１０において、近接した方向から到来する複数パスの合成電力が最大となる方向に対しパスに共通なアレーアンテナ１の指向性を向けて受信することができる。従って、パス当りの受信電力が小さい場合でも、ある角度広がりを持って到来する複数パスの平均的な到来方向をフェージング変動がある場合でも精度を保って推定することができる。アレーアンテナ１の設置場所が、周辺の建物高よりも十分高い場合にある場合、一般的に、到来波の角度広がりは、１０°程度以下と考えられ、このような環境下では到来方向推定部８において、算出される角度スペクトラムは１つのピークをもつものとして現れる。また、アレーアンテナ１の設置場所が、周辺の建物高よりも低い場合、到来波の角度広がりはより大きくなり、到来方向推定部８において算出される角度スペクトラムには複数のピークが現れる場合が生じるが、このような場合においても、パス毎に、複数ピークから最適なピーク方向を判定し、それぞれのパスに対し指向性受信をすることができるため、角度広がりの大小によらず良好な推定精度が得られる。このような安定した方向推定結果を基に指向性受信を行うことで通信品質の劣化を防ぐことができる。また、これら一連の動作は、複数パスに対し、一度の角度スペクトラムの算出により、複数パスの到来方向を推定することで行えるため、個別に到来方向する場合に比較して処理量の大幅な削減が可能となる。

また、本実施の形態では、パス検出過程に得られるパイロット信号相関値を用いて到来方向推定を行うため、処理共用化が図れ、装置全体としての演算量を低減することができる。さらに大電力干渉波が存在する場合でも、到来パスタイミング同一でなければ、パイロット信号相関値が小さくなるため、干渉波は抑圧される。

なお、本実施の形態における到来方向推定部８では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、菊間著、「アレーアンテナによる適応信号処理」（科学技術出版）等で情報開示されているＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法といった固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含むＣａｐｏｎ法等の到来方向推定の高分解能手法を、（数２）あるいは（数４）で示されるパス相関値合成部７の出力の相関行列Ｒに対し、適用することが可能である。ただし、到来パス数がアレー素子数よりも小さい場合は、パス相関値合成部７の出力である相関行列のランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、ランク数、あるいはパス数に応じて、ビームフォーマ法との適応的な併用が考えられる。また、アレーアンテナ１の構成が等間隔直線アレー配置である場合、パス相関値合成部７で得られる相関行列に対し、空間スムージング処理や、ユニタリ変換行列を乗算することでの方向ベクトルを実数化したビームスペースでの到来方向推定処理も同様に適用可能である。

また、これら到来方向推定の高分解能手法を用いた場合、アレーアンテナ１のビーム幅よりも、到来方向推定の分解能が高まるが、必要以上にピーク位置間隔の分解能を高めても、受信性能としては大きく変わらないため、到来方向推定部８の動作を以下のようにしてもよい。すなわち、到来方向推定部８において算出された角度スペクトラムにピーク位置が複数存在する場合の動作として、最大レベルのピーク位置φ₁及び最大レベルから所定範囲内にあるピークレベルで、さらにピーク位置間隔が、そのピーク位置でのアレーアンテナ１のビーム幅以上離れたピーク位置φ₂、φ₃、．．．、φ_Mをパス到来方向推定値の候補とし、（数８）での判定の結果、最大値を与えるパス方向を第ｋ番目のパスの到来方向推定値θｋとする。

なお、パス相関値合成部７、及び到来方向推定部８における演算量を低減するために、パス相関値合成部７では、（数２）あるいは（数４）で示される相関行列の１行目で示される相関ベクトルｒを算出し、到来方向推定部８では、相関ベクトルｒとアレーアンテナ１の方向ベクトルａ（θ）の内積の絶対値｜ｒ^*・ａ（θ）｜で表される到来方向推定評価関数により角度スペクトラムを算出し方向推定しても良い。

なお、本実施の形態では、パス受信ビーム形成部１０―１〜Ｌは到来方向推定部８の結果に基づき、主ビームが推定方向に向くビームを形成しているが、パス相関値合成部７の出力である相関行列Ｒとパス方向の方向ベクトルａ（θ）を用いて、ヌル形成を行っても良い。この場合、第ｋ番目のパスに対する受信ウエイトＷｋは、第ｋ番目のパスの到来方向θｋを用いて、（数１０）で示される。あるいは、第ｋ番目のパスのパイロット相関値により生成される相関ベクトルＶｋを用いて（数１１）のように生成しても良い。ただし、Ｖｋは（数３）から得られる。

なお、パス検出部６において、所定回数（所定フレーム期間）にわたる各相関演算部４―１〜Ｎの出力を平均化した後に遅延プロファイルを生成することで複数の到来パス受信タイミングを検出しても良く、この場合パス変動に対する追従性は劣化するが、パス検出精度を高めることができ、パス検出動作のロバスト性を向上させることができる。

また、本実施の形態では、多重方式としてＣＤＭＡ方式を用いる通信システムに使用される基地局装置について説明したが、これに限定されるものではない。本発明は、ＴＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式の多重方式を用いる通信システムに使用される基地局装置にも適用可能なものである。

また、上記実施の形態では、複数のアンテナを搬送波の半波長の間隔で直線状に配置した場合を想定して説明した。しかし、これに限られるものではなく、本発明は、複数のアンテナを備えて指向性を形成する基地局装置にはすべて適用可能である。

（実施の形態２）
図３は実施の形態１における到来方向推定部８の結果に基づき送信指向性を適応的に形成する構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。

アレーアンテナ１による受信信号を基に到来方向推定部８において方向推定値を得るまでの動作は実施の形態１と同様である。なお、本実施の形態では、到来方向推定部８での動作、すなわち１）すべてのパスの到来方向推定が共通の方向θｓである場合と、２）複数の到来方向推定値が出力される場合で異なる動作を行う。

変調部２０は、送信データを所定の変調フォーマットに変調する。送信ビーム形成部２１は、変調部２０の出力をアレーアンテナ１の素子数Ｎに等しい数に分配し、それぞれの出力に対し、送信ウェイトベクトルＷｓ＝［ｗ₁、ｗ₂、．．．、ｗ_n］の要素を乗算して出力する。ここで、１）すべてのパスの到来方向推定が共通の方向θｓである場合、送信ウエイトベクトルＷｓは（数１２）のようにステアリングベクトルａ（θ）を用いるか、θｓ方向に主ビームが向くチェビシェフビームウエイト等を用いる。

また、２）Ｎｄ個の複数の到来方向推定値θｋが出力される場合、送信ウエイトベクトルＷｓは（数１３）のようにステアリングベクトルａ（θ）を合成した値を用いるか、推定方向に主ビームが向く複数のチェビシェフビームウエイト合成したもの等を用いる。ただしｋ＝１〜Ｎｄ。

拡散部２２−１〜Ｎは、送信ビーム形成部２１からの出力信号を所定の拡散率の拡散符号で拡散し、送信部２３−１〜Ｎに出力する。送信部２３−１〜Ｎは拡散部２２−１〜Ｎの出力に所定の無線処理（Ｄ／Ａ変換、周波数アップコンバート等）を施した後に、アンテナ１−１〜Ｎを介して通信端末に送信する。

以上のように、本実施の形態により、実施の形態１の効果に加え、到来方向推定部８の推定値が１）すべてのパスの到来方向推定が共通の方向θｓである場合、送信ビーム形成部２１において、近接した方向から到来する複数パスの合成電力が最大となる方向に対しパスに共通なアレーアンテナ１の指向性を向けて送信することができる。アレーアンテナ１の設置場所が、周辺の建物高よりも十分高い場合にある場合、一般的に、到来波の角度広がりは、１０°程度以下と考えられ、このような環境下では、本実施の形態の適用が非常に有効であり、不要な方向に電波を放射することなく通信端末の受信特性が向上する。また、本実施の形態は、パス毎に到来方向推定することなく、一度の到来方向推定部８における角度スイープ演算により、複数パスの合成電力が最大となる方向推定が可能であり、処理量の削減、演算回路規模の削減ができる。

また、到来方向推定部８の推定値が、２）複数の到来方向推定値θｋが出力される場合、送信ビーム形成部２１において、複数の推定方向に向くビームを形成することができる。アレーアンテナ１の設置場所が、周辺の建物高と同程度以下の高さに設置される場合、一般的に、到来波の角度広がりは大きくなり、それぞれが角度広がりをもつ複数のパスが到来する環境となる。本実施の形態では、このような環境下に対し、方向の異なるそれぞれに広がりあるパスに対し、指向性を持ったビームを形成することができ、通信端末では、それぞれのパス方向からの電波を受けることができ、通信端末でＲａｋｅ合成等などにより、効率的に複数パスを合成受信することで受信特性が向上する。また、本実施の形態は、一度の到来方向推定処理で、複数のパス方向を一括して推定することができる。この場合、１つの角度スペクトラムから複数のパスの到来方向を推定することができるため、演算量の削減、それに伴う装置規模の削減が可能である。

なお、本実施の形態では、到来方向推定部８にて複数の到来方向推定値θｋが出力される場合、それぞれの方向に指向性が向くように送信ウエイトを生成したが、推定された到来パスの到来方向のうち、最大受信電力のパス方向にのみ指向性ビームを形成して送信しても良く。この場合、複数ユーザが多重通信している場合には、他ユーザへの干渉量を抑えることができ、システム全体の通信容量が改善される。

また、本実施の形態では、多重方式としてＣＤＭＡ方式を用いる通信システムに使用される基地局装置について説明したが、これに限定されるものではない。本発明は、ＴＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式の多重方式を用いる通信システムに使用される基地局装置にも適用可能なものである。

また、上記実施の形態では、複数のアンテナを搬送波の半波長の間隔で直線状に配置した場合を想定して説明した。しかし、これに限られるものではなく、本発明は、複数のアンテナを備えて指向性を形成する基地局装置にはすべて適用可能である。

なお、上記実施の形態では、ＲＡＫＥ合成を用いて各パスを通って到来した信号を合成した。しかし、これに限られるものではなく、本発明では、各パスを通って到来した信号をアンテナ毎に合成できる方法であれば、いかなる合成方法を用いてもよい。

（実施の形態３）
図４は実施の形態１で説明した到来方向推定部８に、異なるパス受信タイミングでのパスの到来方向を個別に推定するパス毎到来方向推定部３０を追加し、それらの方向推定結果の一方を選択的に用いてパス受信ビーム形成して受信する無線通信装置の構成を示すブロック図である。

以下、到来方向推定部８の動作は、実施の形態１と同様であるため、新たに追加したパス到来方向推定部３０、パス毎の方向推定結果を基に角度広がりを算出する角度広がり算出部３１、角度広がりの検出結果を基に、到来方向推定部８あるいはパス毎到来方向推定部３０の推定結果のどちらかを選択する到来方向推定方式選択部３２の動作について主に説明する。図４に示す無線通信装置において、アレーアンテナ１を構成するアンテナ素子１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ素子１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施され、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号３−１〜Ｎが生成される。ただし、Ｎはアンテナ素子数である。

相関演算部４―１〜Ｎの各々には、ベースバンド信号３−１〜Ｎがそれぞれ対応して入力される。パイロット信号発生部５は受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部４―１〜Ｎはパイロット信号との相互相関演算を行う。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式の場合には、スクランブリング符号及びチャネライゼーション符号による逆拡散処理後に、フレーム毎に埋め込まれたパイロット信号との相関演算を行う。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｍ番目の相関演算部４−ｍは、第ｍ番目のベースバンド信号３−ｍ（以下、ｘｍ（ｔ）と表す。なお、ｔはサンプルタイミングを表す。）に対し、（数１）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプルタイミングｐを１からＴｓまで変化させ、各サンプルタイミングのパイロット相関値ｈｍ（ｐ）を算出する。Ｎｏはシンボルに対するオーバーサンプル数である。なお、＊は複素共役を示す。これにより、サンプルタイミングｐを相関演算の開始点とするｍ番目のアンテナ素子１−ｍでのパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）が得られる。以上の動作を、すべてのアンテナ素子１−１〜Ｎで受信されたベースバンド信号３―１〜Ｎに対して行う。

パス検出部６は、各相関演算部４−１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）を基に遅延プロファイルを生成し、所定数Ｌ個の電力上位パスを選択し、選択されたパスのタイミングを出力する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｍ＝１〜Ｎである。なお、遅延プロファイルは、１）各アンテナ素子１―１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）の絶対値あるいは２乗を同じタイミング毎に合成する方法、あるいは、２）指向性ビーム形成する重みを同じタイミングのパイロット相関値に乗算後、加算し、その絶対値あるいは２乗をとることで複数の遅延プロファイルを生成する方法、さらには、指向性の異なる複数の重みを用いて遅延プロファイルを生成し、それらを電力加算する方法により生成する。

パス毎到来方向推定部３０は、検出されたＬ個のパス毎の到来方向を推定する。以下その動作を説明する。第ｋ番目の到来パス受信タイミングをｐｋとした場合、（数３）に示されるアレ−アンテナ素子間の相関情報を含む相関ベクトルＶｋを用いて、（数１４）に示される到来方向推定評価関数Ｇｋ（θ）におけるθを所定の角度ステップΔθで可変することで角度スペクトラムを算出する。ただし、ｋ＝１〜Ｌの整数であり、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトル、Ｈはベクトル共役転置を表す。得られた第ｋ番目のパスの角度スペクトラムにおけるピーク方向Φｋを第ｋ番目のパスの到来方向推定値とする。

なお、シンボルレートあるいはチップレートに対し、オーバーサンプル処理している場合、パス検出部６において、検出された到来パス受信タイミングに隣接するサンプルでも、アレーアンテナ１の空間的な配置に起因する位相情報がある程度保存されており、それらを加えた到来方向推定を行うことで方向推定精度を高めることができる。その場合の到来方向推定評価関数Ｇｋ（θ）は（数１５）で示される。相関行列Ｕ_kは、（数５）のｕｋを用いて、（数１６）で示される。ここではｋ番目の到来パス受信タイミングｐｋに、前後に隣接する所定サンプル数Ｔの相関ベクトルを加えた相関行列を算出しており、パス当りは（２Ｔ＋１）タイミングの相関ベクトルを加算している。これにより、演算量は増加するが、パス当りのサンプルタイミング総数（２Ｔ＋１）をアンテナ素子数Ｎ以上となるようにすることで、相関行列のランク数をフルランクとすることができ、ＭＵＳＩＣ法やＥＳＰＲＩＴ法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムや、Ｃａｐｏｎ法といった他のビームフォーマ手法を用いた到来方向推定アルゴリズムの適用が可能になる。また、到来パスの電力が小さい場合でも、隣接タイミングでの相関ベクトルを加算することで推定精度が向上するといった効果が得られる。また、アレーアンテナが等間隔直線アレーである場合、（数１６）に示される相関行列に対し空間スムージング処理を施してから、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、Ｃａｐｏｎ法、フーリエビームフォーマ法等の方向推定処理を施してもよく、この場合、相関波の抑圧が可能となり、相関行列Ｕｋのランクを回復することができる。なお、相関行列Ｕｋの１行目で示される相関ベクトルｒｋを算出し、相関ベクトルｒｋと方向ベクトルａ（θ）の内積の絶対値｜ｒｋ^*・ａ（θ）｜で表される到来方向推定評価関数により角度スペクトラムを算出し方向推定して、計算量を削減する処理を加えてもよい。

角度広がり算出部３１は、得られたＬ個のパスの到来方向推定値Φｋと、その方向の到来方向推定評価関数値Ｇｋ（θ）を用いて、（数１７）に示される計算式を用いて角度広がりＡＳを算出する。なお、φ０は（数１８）で示される。

パス相関値合成部７、到来方向推定部８の動作は実施の形態１と同様であるので、ここではその説明を省略する。到来方向推定方式選択部３２は、角度広がり算出部３１における角度広がりＡＳの算出値を基に、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、パス毎到来方向推定部３０における方向推定結果を選択的に出力する。角度広がりＡＳが所定値以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。角度広がりＡＳとの比較に用いる所定値は、アレー素子数にも依存するが、例えば５°〜１０°程度を用いる。以上のような動作により、到来パスの方向推定が可能となる。到来パスに対する指向性受信制御については、実施の形態１での指向性受信動作と同様であり、説明は省略する。

以上のように、本実施の形態によれば、パス毎の到来方向推定の結果得られる角度広がりの大きさにより、到来方向推定方式を選択することができる。これにより、角度広がりが所定値よりも小さい場合、到来方向推定部８の推定結果に基づき、パス受信ビーム形成部１０において、近接した方向から到来する複数パスの合成電力が最大となる方向に対しパスに共通なアレーアンテナ１の指向性を向けて受信することができる。従って、パス当りの受信電力が小さい場合でも、ある角度広がりを持って到来する複数パスの平均的な到来方向をフェージング変動がある場合でも精度を保って推定することができ、安定した品質で通信を行うことができる。

一方、角度広がりが所定値よりも大きい場合、到来パスは様様な方向から到来する通信周辺環境であるため、到来パスの受信電力に応じた方向推定精度で、パス毎に到来方向を推定することが可能となる。角度広がりは、アレーアンテナ１の設置場所と周辺の建物高などに応じてその大きさが決まっていくるが、本実施の形態では、適応的に到来方向推定方式を選択することができ、アレーアンテナ１の設置場所によらず安定した品質で通信を行うことができる。また、実施の形態１での動作に比べ、本実施の形態では、パス毎に到来方向を推定するため、角度広がりが大きい環境下でより安定した品質で通信を行うことができる。
なお、本実施の形態では、角度広がり算出部３１において、パス毎の到来方向推定部３０の結果を用いて角度広がりＡＳを算出したが、これとは異なる次のような２つ方法の適用が可能である。

（１）角度広がり算出部３１は、パス毎到来方向推定部３０の方向推定結果の代わりに、パス相関値合成部７で算出した（数２）または（数４）で示される相関行列ＲまたはＲ２を入力とし、その相関行列の最大固有値及び２番目に大きい固有値を算出し、そして角度広がりＡＳ＝（２番目に大きい固有値）／（最大固有値）を算出する。この場合の角度広がりＡＳは１以下の値をとるが、到来方向推定方式選択部３２では、角度広がりＡＳと１より小さい所定値との大小比較を行い、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、パス毎到来方向推定部３０における方向推定結果を選択的に出力し、角度広がりＡＳが所定値を以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。

（２）角度広がり算出部３１は、パス毎到来方向推定部３０の方向推定結果の代わりに、到来方向推定部で算出した（数６）で示される角度スペクトラムを入力とし、そのピーク位置が複数存在し、かつ、それらのピークレベルが最大ピークレベルから所定レベルの範囲内にある場合に、その最大ピーク間隔を角度広がりＡＳとする。到来方向推定方式選択部３２では角度広がりＡＳと所定値との大小比較を行い、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、パス毎到来方向推定部３０における方向推定結果を選択的に出力し、角度広がりＡＳが所定値を以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。なお、パス検出部６において、所定回数（所定フレーム期間）にわたる各相関演算部４―１〜Ｎの出力を平均化した後に遅延プロファイルを生成することで複数の到来パス受信タイミングを検出しても良く、この場合パス変動に対する追従性は劣化するが、パス検出精度を高めることができ、パス検出動作のロバスト性を向上させることができる。

また、本実施の形態では、多重方式としてＣＤＭＡ方式を用いる通信システムに使用される基地局装置について説明したが、これに限定されるものではない。本発明は、ＴＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式の多重方式を用いる通信システムに使用される基地局装置にも適用可能なものである。

また、上記実施の形態では、複数のアンテナを搬送波の半波長の間隔で直線状に配置した場合を想定して説明した。しかし、これに限られるものではなく、本発明は、複数のアンテナを備えて指向性を形成する基地局装置にはすべて適用可能である。

（実施の形態４）
図５は実施の形態３で説明した構成に、レイク合成受信する最大フィンガ数を超える複数の到来パス受信タイミングを検出するパス検出部６ｂと、検出バスタイミングでのパス毎到来方向推定部３０ｂでの到来推定方向に指向性受信した場合の受信電力から、レイク合成受信を行う最大フィンガ数内のパスを選択する有効パス選択部４０を追加した無線通信装置の構成を示すブロック図である。
以下、実施の形態３と異なる部分を主に説明する。図５に示す無線通信装置において、アレーアンテナ１を構成するアンテナ素子１−１〜Ｎにて受信された高周波信号は、各アンテナ素子１−１〜Ｎに設けられた無線受信部２−１〜Ｎにおいて、高周波増幅、周波数変換、直交検波およびＡ／Ｄ変換を順次施され、Ｉ信号及びＱ信号からなるベースバンド信号３−１〜Ｎが生成される。ただし、Ｎはアンテナ素子数である。

相関演算部４―１〜Ｎの各々には、ベースバンド信号３−１〜Ｎがそれぞれ対応して入力される。パイロット信号発生部５は受信信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。相関演算部４―１〜Ｎはパイロット信号との相互相関演算を行う。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ通信方式の場合には、スクランブリング符号及びチャネライゼーション符号による逆拡散処理後に、フレーム毎に埋め込まれたパイロット信号との相関演算を行う。ここで、パイロット信号をｒ（ｓ）とする。ただし、ｓ＝１〜Ｎｐであり、Ｎｐはパイロット信号のシンボル数とする。第ｍ番目の相関演算部４−ｍは、第ｍ番目のベースバンド信号３−ｍ（以下、ｘｍ（ｔ）と表す。なお、ｔはサンプルタイミングを表す。）に対し、（数１）に示す相関演算を、パスサーチを行う時間範囲内のサンプル数Ｔｓに相当する回数だけ、相関演算を開始するサンプルタイミングｐを１からＴｓまで変化させ、各サンプルタイミングのパイロット相関値ｈｍ（ｐ）を算出する。Ｎｏはシンボルに対するオーバーサンプル数である。なお、＊は複素共役を示す。これにより、サンプルタイミングｐを相関演算の開始点とするｍ番目のアンテナ素子１−ｍでのパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）が得られる。以上の動作を、すべてのアンテナ素子１−１〜Ｎで受信されたベースバンド信号３―１〜Ｎに対して行う。

パス検出部６ｂは、各相関演算部４−１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）を基に遅延プロファイルを生成し、レイク合成受信する最大フィンガ数を超える複数の所定数Ｌ個の電力上位パスを選択し、選択されたパスのタイミングを出力する。ここで、ｐ＝１〜Ｔｓ、ｍ＝１〜Ｎである。なお、遅延プロファイルは、１）各アンテナ素子１―１〜Ｎで得られたパイロット信号相関値ｈｍ（ｐ）の絶対値あるいは２乗を同じタイミング毎に合成する方法、あるいは、２）指向性ビーム形成する重みを同じタイミングのパイロット相関値に乗算後、加算し、その絶対値あるいは２乗をとることで複数の遅延プロファイルを生成する方法、さらには、指向性の異なる複数の重みを用いて遅延プロファイルを生成し、それらを電力加算する方法により生成する。

パス毎到来方向推定部３０ｂは、検出されたＬ個のパス毎の到来方向を推定する。以下その動作を説明する。第ｋ番目のパスのタイミング情報をｐｋとした場合、（数３）に示されるアレ−アンテナ素子間の相関情報を含む相関ベクトルＶｋを用いて、（数１４）に示される到来方向推定評価関数Ｇｋ（θ）におけるθを所定の角度ステップΔθで可変することで角度スペクトラムを算出する。ただし、ｋ＝１〜Ｌの整数であり、ａ（θ）はアレーアンテナ１の素子配置で決まる方向ベクトル、Ｈはベクトル共役転置を表す。得られた第ｋ番目のパスの角度スペクトラムにおけるピーク方向Φｋを第ｋ番目のパスの到来方向推定値とする。

有効パス選択部４０はパス毎到来方向推定部３０ｂでの到来推定方向Φｋ（ただし、ｋ＝１〜Ｌの整数）に、指向性受信した場合の受信電力Ｈｋから、受信電力上位のレイク合成受信を行う最大フィンガ数内のパスを選択する。この場合、指向性受信した場合の受信電力Ｈｋは（数１９）で示される。この動作により、パス毎の到来方向に指向性受信ができた場合の得られるパス電力を推定することができ、この結果に基づき有効パスを選択することで有効パス選択性能を高めることができる。

角度広がり算出部３１ｂは、有効パス選択部４０の有効パス選択結果から、レイク合成受信を行う最大フィンガ数内であるＱ個のパス毎の到来方向推定値Φｋと、その方向の指向性ビームを向けた場合に得られる受信電力Ｈｋを用いて、（数２０）に示される計算式を用いて角度広がりＡＳを算出する。ここで、ｋは１からＱ個までの整数である。なお、φ０は（数２１）で示される。

パス相関値合成部７、到来方向推定部８の動作は実施の形態１と同様であるので、ここではその説明を省略する。到来方向推定方式選択部３２ｂは、角度広がり算出部３１ｂにおける角度広がりＡＳの算出値を基に、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、有効パス選択部４０における有効パス毎の方向推定結果を選択的に出力する。角度広がりＡＳが所定値以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。角度広がりＡＳとの比較に用いる所定値は、アレー素子数にも依存するが例えば５°〜１０°程度を用いる。

以上のような動作により、到来パスの方向推定が可能となる。到来パスに対する指向性受信制御については、実施の形態１での指向性受信動作と同様であり、説明は省略する。

以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態３の効果に加え、パス検出部６ｂにおいて最大フィンガ数を超える到来パス受信タイミングを検出することで、レイク受信する最大フィンガ数を超える数のパス毎の到来方向を推定することができ、これにより、パス毎に到来方向に指向性ビームをむけた場合に受信できるパス電力に基づき、レイク受信する最大フィンガ数内の有効パスを選択することができるため、有効パス選択性能、すなわちパスサーチの性能を高めることができる。そして、パスサーチ性能が高まることで受信性能が高めることができる。

なお、本実施の形態では、角度広がり算出部３１ｂにおいて、有効パス選択部４０の結果を用いて角度広がりＡＳを算出したが、これとは異なる次のような２つ方法の適用が可能である。

（１）角度広がり算出部３１ｂは、有効パス選択部４０の方向推定結果の代わりに、パス相関値合成部７で算出した（数２）または（数４）で示される相関行列ＲまたはＲ２を入力とし、その相関行列の最大固有値及び２番目に大きい固有値を算出し、そして角度広がりＡＳ＝（２番目に大きい固有値）／（最大固有値）を算出する。この場合の角度広がりＡＳは１以下の値をとるが、到来方向推定方式選択部３２ｂでは、角度広がりＡＳと１より小さい所定値との大小比較を行い、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、有効パス選択部４０における方向推定結果を選択的に出力し、角度広がりＡＳが所定値を以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。

（２）角度広がり算出部３１ｂは、有効パス選択部４０の方向推定結果の代わりに、到来方向推定部で算出した（数６）で示される角度スペクトラムを入力とし、そのピーク位置が複数存在し、かつ、それらのピークレベルが最大ピークレベルから所定レベルの範囲内にある場合に、その最大ピーク間隔を角度広がりＡＳとする。到来方向推定方式選択部３２ｂでは角度広がりＡＳと所定値との大小比較を行い、角度広がりＡＳが所定値を超える場合は、有効パス選択部４０における方向推定結果を選択的に出力し、角度広がりＡＳが所定値を以下の場合は、到来方向推定部８における方向推定結果を選択的に出力する。

なお、パス検出部６において、所定回数（所定フレーム期間）にわたる各相関演算部４―１〜Ｎの出力を平均化した後に遅延プロファイルを生成することで複数の到来パス受信タイミングを検出しても良く、この場合パス変動に対する追従性は劣化するが、パス検出精度を高めることができ、パス検出動作のロバスト性を向上させることができる。

また、本実施の形態では、多重方式としてＣＤＭＡ方式を用いる通信システムに使用される基地局装置について説明したが、これに限定されるものではない。本発明は、ＴＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式の多重方式を用いる通信システムに使用される基地局装置にも適用可能なものである。

また、上記実施の形態では、複数のアンテナを搬送波の半波長の間隔で直線状に配置した場合を想定して説明した。しかし、これに限られるものではなく、本発明は、複数のアンテナを備えて指向性を形成する基地局装置にはすべて適用可能である。

以上のように本発明によれば、アレーアンテナを備えた無線通信装置において、複数パスに対し、一度の角度スペクトラムの算出により、複数パスの到来方向を推定することができ、個別に到来方向する場合に比較して処理量の大幅な削減が可能となる。また、ある角度広がりを持って到来する複数パスの平均的な到来方向を推定するため、パス当りの受信電力が小さい場合、フェージング変動がある場合でも安定した精度で到来方向推定を行うことができる。

本発明の実施の形態１における無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１における到来方向推定部での角度スペクトラム算出結果を示す図 本発明の実施の形態２における無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３における無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４における無線通信装置の構成を示すブロック図 従来の無線通信装置の構成を示すブロック図

符号の説明

１ アレーアンテナ
１―１〜Ｎ アンテナ素子
２―１〜Ｎ 無線受信部
３―１〜Ｎ ベースバンド信号
４―１〜Ｎ 相関演算部
５ パイロット信号発生部
６、６ｂ パス検出部
７ パス相関値合成部
８ 到来方向推定部
９ 逆拡散部
１０ パス受信ビーム形成部
１１ Ｒａｋｅ合成部
１２ データ判定部
２０ 変調部
２１ 送信ビ−ム形成部
２２−１〜Ｎ 逆拡散部
２３−１〜Ｎ 送信部
３０、３０ｂ パス毎到来方向推定部
３１、３１ｂ 角度広がり算出部
３２、３２ｂ 到来方向推定方式選択部
４０ 有効パス選択部

Claims (6)

1. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
   前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行い、相関演算値を算出する相関演算部と、
   前記相関演算部の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出するパス検出部と、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成するパス相関値合成部と、
   前記パス相関値合成部から出力される前記相関行列を用いて到来方向推定を行う到来方向推定部と、
   前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号から到来パス受信タイミング毎に到来パスを分離するパス分離部と、
   分離された前記到来パス毎に前記到来方向推定部にて推定された方向に指向性ビームを形成するパス受信ビーム形成部と、
   前記パス受信ビーム形成部の出力信号を合成して受信するパス合成部とを具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
   前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行い、相関演算値を算出する相関演算部と、
   前記相関演算部の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出するパス検出部と、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成するパス相関値合成部と、
   前記パス相関値合成部から出力される前記相関行列を基にした逆行列と、前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素にもつ相関ベクトルとを基にしてパス受信ウエイトを生成し、前記パス受信ウエイトを用いて指向性ビームを形成するパス受信ビーム形成部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
3. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、
   前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行い、相関演算値を算出する相関演算部と、
   前記相関演算部の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出するパス検出部と、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成するパス相関値合成部と、
   前記パス相関値合成部の出力である相関行列と、前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算部において算出された前記相関演算値を要素にもつ相関ベクトルとを基にしてパス受信ウエイトを生成し、前記パス受信ウエイトを用いて指向性ビームを形成するパス受信ビーム形成部と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
4. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行うことにより、相関演算値を算出し、
   前記相関演算値の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出し、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成し、
   前記相関行列を用いて到来方向推定を行い、
   前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号から到来パス受信タイミング毎に到来パスを分離し、
   分離された前記到来パス毎に前記到来方向推定された方向に指向性ビームを形成し、
   前記パス受信ビーム形成部の出力信号を合成して受信する
   無線通信方法。
5. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行うことにより、相関演算値を算出し、
   前記相関演算値の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出し、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成し、
   前記相関行列を基にした逆行列と、前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素にもつ相関ベクトルとを基にしてパス受信ウエイトを生成し、前記パス受信ウエイトを用いて指向性ビームを形成する
   無線通信方法。
6. 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナの各アンテナ素子で受信された信号に対して予め決められた信号との相互相関演算を行うことにより、相関演算値を算出し、
   前記相関演算値の出力に基づいて到来パス受信タイミングを検出し、
   検出された前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算値を要素とする相関ベクトルとその複素共役転置とを用いて、相関行列を生成し、
   前記相関行列と、前記到来パス受信タイミングでの前記相関演算部において算出された前記相関演算値を要素にもつ相関ベクトルとを基にしてパス受信ウエイトを生成し、前記パス受信ウエイトを用いて指向性ビームを形成する
   無線通信方法。

Images