JP2003273774A - 適応アンテナ受信装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アンテナ重み係数を算出するための適応更新
アルゴリズムの演算量の大幅な削減を図って、演算回路
の処理負荷を軽くした適応アンテナ受信装置を得る。 【解決手段】 レイク合成後の共通誤差信号の２乗平均
が最小となるように各フィンガーで独立に適応更新アル
ゴリズムを用いてアンテナ重みを制御し、演算量を大幅
に削減する。また、伝送路変動が速い場合には、伝送路
歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成するＭＭＳＥ
制御回路５−１〜５−Ｌとを別に分離して、適応更新ア
ルゴリズムで生成されるアンテナ重みでは希望信号の伝
送路歪みの補償は行わず、信号の到来方向および平均的
なＳＩＲが最大になるように制御し、レイク合成にて瞬
時のＳＩＲを最大にするように制御することにより、特
性劣化を改善する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は適応アンテナ受信装
置及びその方法に関し、特にＣＤＭＡ方式の送信信号
を、適応アンテナを構成する複数のアンテナ素子から受
信するようにした適応アンテナ受信方式に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess ：符号分割多元接続）方式は、加入者容量を大幅に
増大させることができる無線伝送方式として注目されて
いる。従来、ＣＤＭＡ方式で使用されるＣＤＭＡ適応ア
ンテナ受信装置は、例えば、王、河野、今井による「ス
ペクトル拡散多元接続のための拡散処理利得を用いたＴ
ＤＬアダプティブアレーアンテナ」（電子情報通信学会
論文誌 Ｖｏｌ．Ｊ７５−ＢＩＩ，Ｎｏ．１１，ｐｐ．
８１５−８２５，１９９２）および田中、三木、佐和橋
による「ＤＳ−ＣＤＭＡにおける判定帰還型コヒーレン
ト適応ダイバーシチの特性」（電子情報通信学会、無線
通信システム研究会技術報告書 ＲＣＳ９６−１０２，
１９９６年１１月）に記載されているように、アンテナ
重み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信号を
用いることで、適応制御において受信ＳＩＲ（Signal t
o Interference Ratio：希望波信号電力対干渉波信号電
力比）を最大にするアンテナ指向性パターンを形成し、
干渉除去に用いられている。

【０００３】図８は共通誤差信号を用いた場合の従来の
ＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置の一例を示す構成図であ
る。受信アンテナの数をＮ（Ｎは２以上の整数）、マル
チパスの数をＬ（Ｌは１以上の整数）とし、第ｋユーザ
（ｋは１以上の整数）に対するＣＤＭＡ適応アンテナ受
信装置について説明する。

【０００４】従来、この種のＣＤＭＡ適応アンテナ受信
装置は、図８に示されるように、第ｋユーザに対して、
Ｎ個の受信アンテナ１−１〜１−Ｎ、パス数Ｌのマルチ
パスに対応したＬ個の信号処理手段３０−１〜３０−
Ｌ、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ：最小平均
２乗誤差）制御回路５、加算器１０、減算器１１および
参照信号生成回路１２で構成されている。各マルチパス
に対応したＬ個の信号処理手段３０−１〜３０−Ｌはそ
れぞれ同一構成であり、遅延器２−１〜２−Ｌ、Ｎ個の
逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎおよびアンテナ重み
付け合成回路４−１〜４−Ｌで構成されている。

【０００５】Ｎ個の受信アンテナ１−１〜１−Ｎは、そ
れぞれの受信信号が相関を有するように近接して配置さ
れている。遅延器２−１〜２−ＬはＮ個の受信アンテナ
１−１〜１−Ｎで受信した信号をＬ個のそれぞれのマル
チパスに対応して遅延させることによって、第１パスか
ら第Ｌパスまでに区別される。遅延器２−１〜２−Ｌか
ら出力された受信信号は逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ
−Ｎにより逆拡散された後、アンテナ重み付け合成回路
４−１〜４−ＬとＭＭＳＥ制御回路５に送られる。

【０００６】図２はアンテナ重み付け合成回路４−１〜
４−Ｌの構成を示すブロック図である。アンテナ重み付
け合成回路４−１〜４−Ｌはそれぞれ同一構成であり、
乗算器１３−１〜１３−Ｎおよび加算器１４で構成され
ている。説明を簡単にするために、以下は、信号処理手
段３０−１を例にとり説明する。

【０００７】アンテナ重み付け合成回路４−１では、逆
拡散回路３−１−１〜３−１−Ｎにより逆拡散された受
信信号は、乗算器１３−１〜１３−Ｎにおいて、ＭＭＳ
Ｅ制御回路５で生成したアンテナ重みが乗算され、加算
器１４により加算されて重み付け合成され、図８の加算
器１０に送られる。アンテナ重み付け合成回路４−１
は、受信アンテナ１−１〜１−Ｎの受信信号の振幅、位
相を制御することで希望信号に利得を有し、干渉を抑圧
して受信するようにアレーアンテナの指向性を形成す
る。

【０００８】加算器１０によりアンテナ重み付け合成回
路４−１〜４−Ｌの出力を加算することにより、レイク
合成が行われ、減算器１１に入力される。減算器１１は
参照信号生成回路１２の出力から加算器１０のレイク合
成出力を減算して共通誤差信号を生成し、この共通誤差
信号をＭＭＳＥ制御回路５に送る。ＭＭＳＥ制御回路５
では、減算器１１から得られる共通誤差信号と逆拡散回
路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎにより出力されたそれぞれの
マルチパスに対応したアンテナ受信信号を用いて、共通
誤差信号の２乗平均が最小となるようにアンテナ重みを
制御する。ここで、ＭＭＳＥ制御回路５で使用される適
応更新アルゴリズムは瞬時の伝送路変動もアンテナ重み
で追従させるため、なるべく高速なアルゴリズム、例え
ばＲＬＳ（Recursive Least Square）アルゴリズムを用
いることができる。

【０００９】第ｋユーザに対するｌ（ｌ＝１〜Ｌ）番目
のマルチパス伝搬路を通って受信されたｍシンボル目の
（シンボル周期をＴとすると時刻ｍＴ）信号の処理動作
について説明すると、ｎ（ｎ＝１〜Ｎ）番目の受信アン
テナで受信された逆拡散信号ｙ_k,l,n （ｍ）は、アン
テナ重み付け合成回路４−１〜４−Ｌ内の乗算器１３−
１〜１３−ＮによりＭＭＳＥ制御回路５で生成されたア
ンテナ重みが乗算され、加算器１４により重み付け合成
される。

【００１０】ｎ番目の受信アンテナのアンテナ重みをｗ
_k,l,n （ｍ）とすると、ｋ番目のユーザに対するｌ番
目のパスのアンテナ合成出力ｚ_k,l （ｍ）は、

【数１】 と表される。ここで、＊は複素共役を表している（以下
同じ）。

【００１１】図８の加算器１０によりアンテナ重み付け
合成回路４−１〜４−Ｌの出力を加算することにより、
レイク（ＲＡＫＥ）合成が行われる。ｋ番目のユーザに
対するレイク合成出力ｚ_k （ｍ）は、

【数２】 と表され、減算器１１に入力される。

【００１２】ＭＭＳＥ制御回路５で使用されるＲＬＳア
ルゴリズムは現時点までの全ての入力サンプルを用い
て、指数重み付け誤差の２乗和を直接最小化するように
アンテナ重みを制御し、

【数３】 と表される。ここで、αは０＜α≦１の重み付け定数で
あり、ｅ_k （ｍ）は減算器１１により参照信号生成回
路１２の出力から加算器１０のレイク合成出力を減算し
て得られる共通誤差信号をそれぞれ表している。

【００１３】減算器１１により参照信号生成回路１２の
出力から加算器１０のレイク合成出力を減算して共通誤
差信号を生成し、この共通誤差信号をＭＭＳＥ制御回路
５へ出力する。共通誤差信号ｅ_k （ｍ）は、

【数４】 のように表される。

【００１４】ＲＬＳアルゴリズムにおいては、式（３）
に基づいて指数重み付けの時間平均により、相関行列Ｒ
_xxk を、 Ｒ_xxk （０）＝δＵ （ｍ＝０） ……（５） Ｒ_xxk （ｍ）＝αＲ_xxk （ｍ−１）＋Ｘ_k （ｍ）Ｘ_k ^H （ｍ） （ｍ＝１，２，３，……） ……（６） と計算する。ただし、δは正定数、Ｈは複素共役転置、
Ｕは単位行列をそれぞれ表している。また、Ｘ_k
（ｍ）は逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎにより出力
された逆拡散信号の逆拡散信号ベクトルを表しており、
次式のように定義される。

【００１５】 Ｘ_k （ｍ）＝［ｙ_k,1,1 （ｍ），ｙ_k,1,2 （ｍ），…，ｙ_k,1,N （ｍ）， ｙ_k,2,1 （ｍ），ｙ_k,2,2 （ｍ），…，ｙ_k,2,N （ｍ）， ……… ｙ_k,L,1 （ｍ），ｙ_k,L,2 （ｍ），…，ｙ_k,L,N （ｍ）］^T ……（７） ここで、Ｔは転置を表している（以下同じ）。

【００１６】ＭＭＳＥ制御回路５で使用される適応更新
アルゴリズムは、減算器１１から得られる共通誤差信号
ｅ_k （ｍ）と、逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎに
より出力されたアンテナ受信信号とを用いて、アンテナ
重みを更新する。この処理において、アンテナ重みは共
通誤差信号ｅ_k （ｍ）が最小となるようにＭＭＳＥ基
準により適応的に制御され、アンテナ重みの更新式は、 Ｗ_k （ｍ）＝Ｗ_k （ｍ−１） ＋γ_k Ｒ_xxk ^-1（ｍ−１）Ｘ_k （ｍ）ｅ_k ^* （ｍ）…… （８）

【数５】 と表される。

【００１７】ここで、Ｗ_k （ｍ）はＭＭＳＥ制御回路
５で生成されるアンテナ重みのアンテナ重みベクトルを
表しており、 Ｗ_k （ｍ）＝［ｗ_k,1,1 （ｍ），ｗ_k,1,2 （ｍ），…，ｗ_k,1,N （ｍ）， ｗ_k,2,1 （ｍ），ｗ_k,2,2 （ｍ），…，ｗ_k,2,N （ｍ）， ……… ｗ_k,L,1 （ｍ），ｗ_k,L,2 （ｍ），…，ｗ_k,L,N （ｍ）］^T ……（１０） のように定義される。

【００１８】式（８）、式（９）は相関行列Ｒ_xxk の
逆行列を計算しなければならないので、行列公式を用い
て逆行列化すると、Ｒ_xxk ^-1は、 Ｒ_xxk ^-1（０）＝δ^-1Ｕ （ｍ＝０） ……（１１）

【数６】 と表される。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来技術
は次のような問題点がある。第１の問題点は、ＭＭＳＥ
制御回路５で使用される適応更新アルゴリズムの演算量
が大規模になることである。演算量が大規模なため演算
回路に処理負荷がかかる。その理由は、共通誤差信号を
用いているため、共通誤差信号の２乗平均が最小となる
ようにアンテナ重みを制御する適応更新アルゴリズムは
（Ｎ×Ｌ）次の相関行列Ｒ_xxk を計算しなければなら
ないからである。

【００２０】第２の問題点は、ＭＭＳＥ制御回路５で使
用される適応更新アルゴリズムは、瞬時の伝送路変動も
アンテナ重みで追従させるため、伝送路変動が速い場合
には特性が劣化する、ということである。その理由は、
伝送路変動が速い場合には、重み付け定数を小さく設定
する必要があり、それにより雑音の低減効果が小さくな
るからである。

【００２１】本発明の目的は、アンテナ重み係数を算出
するための適応更新アルゴリズムの演算量の大幅な削減
を図って、演算回路の処理負荷を軽くした適応アンテナ
受信装置及びその方法を提供することである。

【００２２】本発明の他の目的は、伝送路変動が速い場
合における特性劣化を改善することが可能な適応アンテ
ナ受信装置及びその方法を提供することである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明による適応アンテ
ナ受信装置は、複数のアンテナ素子からの受信信号を各
フィンガー毎に逆拡散処理する逆拡散手段と、前記逆拡
散手段からそれぞれ出力される逆拡散信号に重み係数を
乗算する重み係数乗算手段と、前記重み係数乗算手段か
らの各出力に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推
定手段と、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を
生成する複素共役手段と、これら各複素共役と前記重み
係数乗算手段からの各出力とを乗算して伝送路歪みを補
償する乗算手段と、前記乗算手段の各出力を加算してレ
イク合成する合成手段と、この合成後の出力と参照信号
との共通誤差信号を生成してこの共通誤差信号に前記伝
送路歪みの各々を乗算して導出する誤差信号生成手段
と、前記誤差信号生成手段の各出力と前記逆拡散信号の
各々とを用いて各フィンガー毎に、前記共通誤差信号の
２乗平均が最小となるように前記重み係数を制御する制
御手段とを含むことを特徴とする。

【００２４】本発明による他の適応アンテナ受信装置
は、複数のアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー
毎に逆拡散処理する逆拡散手段と、前記逆拡散手段から
それぞれ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重
み係数乗算手段と、前記重み係数乗算手段からの各出力
に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定手段と、
これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
素共役手段と、これら各複素共役と前記重み係数乗算手
段からの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償する第一
の乗算手段と、前記第一の乗算手段の各出力を加算して
レイク合成する合成手段と、前記伝送路歪みの各々と参
照信号とを乗算する第二の乗算手段と、前記第二の乗算
手段の各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて各フィ
ンガー毎に、前記重み係数を制御する制御手段とを含む
ことを特徴とする。

【００２５】本発明による更に他の適応アンテナ受信装
置は、複数のアンテナ素子からの受信信号を各フィンガ
ー毎に逆拡散処理する逆拡散手段と、前記逆拡散手段か
らそれぞれ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する
重み係数乗算手段と、前記重み係数乗算手段からの各出
力に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定手段
と、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成す
る複素共役手段と、これら各複素共役と前記重み係数乗
算手段からの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償する
乗算手段と、前記乗算手段の各出力を加算してレイク合
成する合成手段と、この合成後の出力と参照信号との共
通誤差信号を生成してこの共通誤差信号に前記伝送路歪
みの各々を乗算して導出する誤差信号生成手段と、前記
フィンガーに共通して設けられ、前記誤差信号生成手段
の各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて前記共通誤
差信号の２乗平均が最小となるように前記重み係数を制
御する制御手段とを含むことを特徴とする。

【００２６】本発明による別の適応アンテナ受信装置
は、複数のアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー
毎に逆拡散処理する逆拡散手段と、前記逆拡散手段から
それぞれ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重
み係数乗算手段と、前記重み係数乗算手段からの各出力
に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定手段と、
これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
素共役手段と、これら各複素共役と前記重み係数乗算手
段からの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償する第一
の乗算手段と、前記第一の乗算手段の各出力を加算して
レイク合成する合成手段と、前記伝送路歪みの各々と参
照信号とを乗算する第二の乗算手段と、前記フィンガー
に共通に設けられ、前記第二の乗算手段の各出力と前記
逆拡散信号の各々とを用いて、前記重み係数を制御する
制御手段とを含むことを特徴とする。

【００２７】本発明による受信方法は、複数のアンテナ
素子からの受信信号を各フィンガー毎に逆拡散処理する
逆拡散ステップと、この逆拡散ステップからそれぞれ出
力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重み係数乗算
ステップと、この重み係数乗算ステップからの各出力に
基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定ステップ
と、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成す
るステップと、これら各複素共役と前記重み係数乗算ス
テップからの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償する
乗算ステップと、この乗算ステップの各出力を加算して
レイク合成する合成ステップと、この合成後の出力と参
照信号との共通誤差信号を生成してこの共通誤差信号に
前記伝送路歪みの各々を乗算して導出する誤差信号生成
ステップと、前記誤差信号生成ステップの各出力と前記
逆拡散信号の各々とを用いて各フィンガー毎に、前記共
通誤差信号の２乗平均が最小となるように前記重み係数
を制御する制御ステップとを含むことを特徴とする。

【００２８】本発明による他の受信方法は、複数のアン
テナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に逆拡散処理
する逆拡散ステップと、この逆拡散ステップからそれぞ
れ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重み係数
乗算ステップと、この重み係数乗算ステップからの各出
力に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定ステッ
プと、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成
するステップと、これら各複素共役と前記重み係数乗算
ステップからの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償す
る第一の乗算ステップと、この第一の乗算ステップの各
出力を加算してレイク合成する合成ステップと、前記伝
送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗算ステ
ップと、この第二の乗算ステップの各出力と前記逆拡散
信号の各々とを用いて各フィンガー毎に、前記重み係数
を制御する制御ステップとを含むことを特徴とする。

【００２９】本発明による更に他の受信方法は、複数の
アンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に逆拡散
処理する逆拡散ステップと、この逆拡散ステップからそ
れぞれ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重み
係数乗算ステップと、この重み係数乗算ステップからの
各出力に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定ス
テップと、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を
生成するステップと、これら各複素共役と前記重み係数
乗算ステップからの各出力とを乗算して伝送路歪みを補
償する乗算ステップと、この乗算ステップの各出力を加
算してレイク合成する合成ステップと、この合成後の出
力と参照信号との共通誤差信号を生成してこの共通誤差
信号に前記伝送路歪みの各々を乗算して導出する誤差信
号生成ステップと、前記フィンガーに共通して設けら
れ、前記誤差信号生成ステップの各出力と前記逆拡散信
号の各々とを用いて前記共通誤差信号の２乗平均が最小
となるように前記重み係数を制御する制御ステップとを
含むことを特徴とする。

【００３０】本発明による別の受信方法は、複数のアン
テナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に逆拡散処理
する逆拡散ステップと、この逆拡散ステップからそれぞ
れ出力される逆拡散信号に重み係数を乗算する重み係数
乗算ステップと、この重み係数乗算ステップからの各出
力に基づき伝送路歪みを推定する伝送路歪み推定ステッ
プと、これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成
するステップと、これら各複素共役と前記重み係数乗算
ステップからの各出力とを乗算して伝送路歪みを補償す
る第一の乗算ステップと、この第一の乗算ステップの各
出力を加算してレイク合成する合成ステップと、前記伝
送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗算ステ
ップと、前記フィンガーに共通に設けられ、前記第二の
乗算ステップの各出力と前記逆拡散信号の各々とを用い
て、前記重み係数を制御する制御ステップとを含むこと
を特徴とする。

【００３１】本発明の作用を述べる。共通誤差信号を用
いた複数パスを分離することができる適応アンテナ受信
装置において、各パス間の相関がなければ、各パスで独
立にＮ次の相関行列を用いてアンテナ重みを計算する適
応更新アルゴリズムと、（Ｎ×Ｌ）次の相関行列を計算
する適応更新アルゴリズムとは等価であり、よって、各
フィンガーで独立にレイク合成後の共通誤差信号の２乗
平均が最小となるように、適応更新アルゴリズムを用い
てアンテナ重み係数を制御する構成とする。これによ
り、全てのＭＭＳＥ制御回路で使用される適応更新アル
ゴリズムの演算量を（ＮＬ）² からＮ² Ｌに比例する
ように大幅に削減でき、演算回路の処理負荷を軽減する
ことができる。

【００３２】更に、伝送路変動が速い場合には、伝送路
歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成するＭＭＳＥ
制御回路とを別に分離することで、ＭＭＳＥ制御回路で
生成されるアンテナ重みでは、希望信号の伝送路歪みの
補償は行わず、信号の到来方向および平均的なＳＩＲが
最大になるように制御し、レイク合成により瞬時のＳＩ
Ｒを最大にするように制御することができ、特性劣化を
改善することができる。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下に図面を参照して本発明の実
施例につき詳細に説明する。図１は本発明の一実施例の
構成を示す図であり、図８と同等部分は同一符号にて示
している。図１において、遅延器２−１〜２−ＬはＮ個
の受信アンテナ１−１〜１−Ｎで受信した信号をＬ個の
それぞれのマルチパスに対応して遅延させることによ
り、第１パスから第Ｌパスまでに区別される。遅延器２
−１〜２−Ｌから出力された受信信号は逆拡散回路３−
１−１〜３−Ｌ−Ｎにより逆拡散された後、アンテナ重
み付け合成回路４−１〜４−ＬとＭＭＳＥ制御回路５−
１〜５−Ｌに送られる。

【００３４】Ｌ個のそれぞれのアンテナ重み付け合成回
路４−１〜４−Ｌでは、図２に示すように、逆拡散回路
３−１−１〜３−Ｌ−Ｎにより逆拡散された受信信号
は、乗算器１３−１〜１３−ＮによりＬ個のそれぞれの
ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで生成されたアンテナ
重みが乗算され、加算器１４により加算されて重み付け
合成され、図１の伝送路推定回路６−１〜６−Ｌと乗算
器８−１〜８−Ｌに送られる。

【００３５】伝送路推定回路６−１〜６−Ｌでは、アン
テナ重み付け合成回路４−１〜４−Ｌの出力を用いて伝
送路歪みが推定され、その推定結果が複素共役回路７−
１〜７−Ｌと乗算器９−１〜９−Ｌに送られる。複素共
役回路７−１〜７−Ｌでは、伝送路推定回路６−１〜６
−Ｌにより推定された伝送路歪みの複素共役が生成され
る。複素共役回路７−１〜７−Ｌで生成された伝送路歪
みの複素共役が、乗算器８−１〜８−Ｌにより、アンテ
ナ重み付け合成回路４−１〜４−Ｌの出力に乗算される
ことにより、伝送路歪みが補償される。

【００３６】伝送路歪みが補償された乗算器８−１〜８
−Ｌの出力は、加算器１０により加算されることによ
り、レイク合成が行われ、減算器１１に入力される。こ
の伝送路歪みを補償する機能は、伝送路変動が速い場合
には、ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで使用される適
応更新アルゴリズムによるアンテナ重みの更新速度で
は、伝送路歪みの補償が間に合わないため、伝送路歪み
の補償機能を別に分離することで、加算器１０によるレ
イク合成により瞬時のＳＩＲを最大にするように制御す
る。このとき、ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで生成
されるアンテナ重みでは、希望信号の伝送路歪みの補償
は行わず、信号の到来方向および平均的なＳＩＲが最大
になるように制御する。

【００３７】減算器１１では、参照信号生成回路１２の
出力から加算器１０のレイク合成出力が減算されて共通
誤差信号が生成され、この共通誤差信号は、Ｌ個のそれ
ぞれの乗算器９−１〜９−Ｌにより、伝送路推定回路６
−１〜６−Ｌにより推定した伝送路歪みが乗算され、Ｌ
個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌに送ら
れる。Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−
Ｌでは、乗算器９−１〜９−Ｌにより、伝送路歪みが乗
じられた共通誤差信号と逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ
−Ｎにより出力されたそれぞれのマルチパスに対応した
アンテナ受信信号とを用いて、共通誤差信号の２乗平均
が最小となるようにアンテナ重みの制御がなされる。

【００３８】ここで、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴリズム
は、高速なアルゴリズムであるＲＬＳアルゴリズムを用
いて、各フィンガーで独立にＮ次の相関行列を用いてア
ンテナ重みを制御するアルゴリズムを用いることによ
り、演算量を大幅に削減でき、処理負荷を軽減すること
ができる。

【００３９】本発明の実施例の構成について、図１およ
び図２を参照して、より詳細に説明する。図１は共通誤
差信号を用いた場合の本発明におけるＣＤＭＡ適応アン
テナ受信装置を示す構成図である。受信アンテナの数を
Ｎ（Ｎは２以上の整数）、マルチパスの数をＬ（Ｌは１
以上の整数）とし、第ｋユーザ（ｋは１以上の整数）に
対するＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置について説明す
る。

【００４０】本発明のＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置
は、図１に示されるように、第ｋユーザに対して、Ｎ個
の受信アンテナ１−１〜１−Ｎ、パス数Ｌのマルチパス
に対応したＬ個の信号処理手段２０−１〜２０−Ｌ、加
算器１０、減算器１１および参照信号生成回路１２で構
成されている。

【００４１】各マルチパスに対応したＬ個の信号処理手
段２０−１〜２０−Ｌはそれぞれ同一構成であり、遅延
器２−１〜２−Ｌ、Ｎ個の逆拡散回路３−１−１〜３−
Ｌ−Ｎ、アンテナ重み付け合成回路４−１〜４−Ｌ、Ｍ
ＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌ、伝送路推定回路６−１
〜６−Ｌ、複素共役回路７−１〜７−Ｌおよび乗算器８
−１〜８−Ｌ、９−１〜９−Ｌで構成されている。

【００４２】Ｎ個のそれぞれの受信アンテナ１−１〜１
−Ｎは、希望波信号および複数の干渉信号が多重化され
ている信号を受信し、それぞれの受信信号が相関を有す
るように近接して配置されている。遅延器２−１〜２−
ＬはＮ個の受信アンテナ１−１〜１−Ｎで受信した信号
をＬ個のそれぞれのマルチパスに対応して遅延させるこ
とにより、第１パスから第Ｌパスまでに区別される。遅
延器２−１〜２−Ｌから出力された受信信号は逆拡散回
路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎにより逆拡散された後、アン
テナ重み付け合成回路４−１〜４−ＬとＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌに送られる。

【００４３】図２は、アンテナ重み付け合成回路４−１
〜４−Ｌの構成を示すブロック図である。アンテナ重み
付け合成回路４−１〜４−Ｌはそれぞれ同一構成であ
り、乗算器１３−１〜１３−Ｎおよび加算器１４で構成
されている。説明を簡単にするために、以下は、信号処
理手段２０−１を例にとり説明する。アンテナ重み付け
合成回路４−１では、逆拡散回路３−１−１〜３−１−
Ｎにより逆拡散された受信信号は、乗算器１３−１〜１
３−ＮによりＭＭＳＥ制御回路５−１で生成されたアン
テナ重みが乗算され、加算器１４により加算されて重み
付け合成され、図１の伝送路推定回路６−１と乗算器８
−１とに送られる。

【００４４】アンテナ重み付け合成回路４−１は、受信
アンテナ１−１〜１−Ｎの受信信号の振幅、位相を制御
することで希望信号に利得を有し、干渉を抑圧して受信
するようにアレーアンテナの指向性を形成する。伝送路
推定回路６−１では、アンテナ重み付け合成回路４−１
の出力を用いて、伝送路歪みが推定され、その推定結果
が複素共役回路７−１と乗算器９−１とに送られる。複
素共役回路７−１では、伝送路推定回路６−１により推
定された伝送路歪みの複素共役が生成されるものであ
る。

【００４５】複素共役回路７−１で生成された伝送路歪
みの複素共役は、乗算器８−１により、アンテナ重み付
け合成回路４−１の出力に乗算されることにより、伝送
路歪みが補償される。伝送路歪みが補償された乗算器８
−１〜８−Ｌの出力は、加算器１０により加算されてレ
イク合成が行われ、減算器１１に入力される。

【００４６】この伝送路歪みを補償する機能は、伝送路
変動が速い場合には、ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌ
で使用される適応更新アルゴリズムによるアンテナ重み
の更新速度では、伝送路歪みの補償が間に合わないた
め、伝送路歪みの補償機能を別に分離することで、加算
器１０によるレイク合成により瞬時のＳＩＲを最大にす
るように制御する。このとき、ＭＭＳＥ制御回路５−１
〜５−Ｌで生成されるアンテナ重みでは、希望信号の伝
送路歪みの補償は行わず、信号の到来方向および平均的
なＳＩＲが最大になるように制御する。

【００４７】なお、伝送路歪みの補償機能のために設け
られている伝送路推定回路６−１〜６−Ｌは、例えば、
電子情報通信学会論文誌のＶｏｌ．Ｊ７２−ＢＩＩ，Ｎ
ｏ．１，ｐｐ．７−１５，１９８９、「陸上移動通信用
１６ＱＡＭのフェージング歪み補償方式」（三瓶）に開
示されているように、定期的に挿入された既知のシンボ
ルから伝送路歪みの特性を推定し、その時系列を内挿す
ることによって、全シンボルの伝送路推定を行う構成
の、周知のものを用いることができる。

【００４８】前述したように、伝送路変動が速い場合に
は、ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌでのアンテナ重み
の更新速度が間に合わないために、アンテナ重み付け合
成回路４−１〜４−Ｌの各出力は、互いに位相差が大き
くなっており、位相差が大きい出力をレイク合成のため
の加算器１０へ、図８に示した従来構成のように供給し
ても、正確なレイク合成は不可能であり、よってレイク
合成により瞬時のＳＩＲを最大にすることは困難であ
る。

【００４９】そこで、本発明では、伝送路歪みを補償す
る機能（伝送路推定回路６−１〜６−Ｌ及び複素共役回
路７−１〜７−Ｌ）を別に設けて、伝送路変動が速い場
合には、この伝送路歪みを補償する機能により、各フィ
ンガー出力の互いの位相差を小さく制御して、正確なレ
イク合成を行ってレイク合成により瞬時のＳＩＲを最大
にするようにしているのである。なお、伝送路変動が遅
い場合には、ＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌでのアン
テナ重みの更新速度で十分間に合うために、アンテナ重
み付け合成回路４−１〜４−Ｌの各出力の位相差は十分
小さく制御されるので、伝送路歪みを補償する機能はな
くても良いが、あっても良いことは明白である。

【００５０】このように、伝送路歪みを補償する機能を
別に設けて、伝送路変動が速い場合にレイク合成により
瞬時のＳＩＲを最大にするように制御することにより、
本発明では、図９の実線１００のＢＥＲ（Bit Error Ra
te）特性に示すように、伝送路変動の速さに無関係に良
好な特性を示す。図９において、横軸は、データシンボ
ル１ビット当たりのＥb ／Ｎo （信号電力対雑音電力
比）である。図８に示した従来例では、伝送路変動が速
くなればなるほど、その特性は一点鎖線２００で示すよ
うに次第に悪化することになる。

【００５１】減算器１１では、参照信号生成回路１２の
出力から加算器１０のレイク合成出力が減算されて共通
誤差信号が生成され、この共通誤差信号は、Ｌ個のそれ
ぞれの乗算器９−１〜９−Ｌにより、伝送路推定回路６
−１〜６−Ｌにより推定された伝送路歪みと乗算され、
Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌに送
られる。Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５
−Ｌでは、乗算器９−１〜９−Ｌにより、伝送路歪みが
乗じられた共通誤差信号と逆拡散回路３−１−１〜３−
Ｌ−Ｎにより出力されたそれぞれのマルチパスに対応し
たアンテナ受信信号とを用いて、共通誤差信号の２乗平
均が最小となるようにアンテナ重みが制御される。

【００５２】ここで、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴリズム
は、高速なアルゴリズムであるＲＬＳアルゴリズムを用
いて、各フィンガーで独立にＮ次の相関行列を用いてア
ンテナ重みを制御するアルゴリズムを用いる。

【００５３】本発明の実施例の動作について、図１およ
び図２を参照して説明する。ここでは、特にＬ個のそれ
ぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで使用されるＲ
ＬＳアルゴリズムについて説明する。第ｋユーザに対す
るｌ（ｌ＝１〜Ｌ）番目のマルチパス伝搬路を通って受
信されたｍシンボル目の（シンボル周期をＴとすると時
刻ｍＴ）信号の処理動作について説明する。

【００５４】本発明のＬ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌで使用されるＲＬＳアルゴリズムは、
次式のように相関行列、 Ｒ_xxk,l （０）＝δＵ （ｍ＝０） ……（１３） Ｒ_xxk,l （ｍ）＝αＲ_xxk,l （ｍ−１）＋Ｘ_k,l （ｍ）Ｘ_k,l ^H （ ｍ） （ｍ＝１，２，３，……） ……（１４） が計算される。ただし、δは正定数、Ｈは複素共役転
置、Ｕは単位行列、αは０＜α≦１の重み付け定数をそ
れぞれ表している。

【００５５】また、Ｘ_k,l （ｍ）はｌ番目のマルチパ
スに対応した逆拡散回路３−ｌ−１〜３−ｌ−Ｎ（ｌ＝
１〜Ｌ）により出力された逆拡散信号の逆拡散信号ベク
トルを表しており、 Ｘ_k,l （ｍ）＝［ｙ_k,l,1 （ｍ），ｙ_k,l,2 （ｍ），……，ｙ_k,l,N （ｍ） ］^T ……（１５） のように定義される。ここで、Ｔは転置を表している。

【００５６】Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１
〜５−Ｌで使用されるＲＬＳアルゴリズムは、乗算器９
−１〜９−Ｌにより、伝送路歪みｈ_k,l が乗算された
共通誤差信号ｅ_k,l （ｍ）（＝ｈ_k,l ｅ_k （ｍ））
と、マルチパスに対応した逆拡散回路３−ｌ−１〜３−
ｌ−Ｎ（ｌ＝１〜Ｌ）により出力されたそれぞれのアン
テナ受信信号を用いて、アンテナ重みを更新する。

【００５７】この処理において、アンテナ重みは共通誤
差信号ｅ_k （ｍ）が最小となるようにＭＭＳＥ基準に
より適応的に制御され、アンテナ重みの更新式は、 Ｗ_k,l （ｍ）＝Ｗ_k,l （ｍ−１）＋ γ_k,l Ｒ_xxk,l ^-1（ｍ−１）Ｘ_k,l （ｍ）ｅ_k,l ^* （ ｍ） ……（１６）

【数７】 と表される。

【００５８】ここで、Ｗ_k,l （ｍ）はｌ番目のマルチ
パスに対応したＭＭＳＥ制御回路５−ｌ（ｌ＝１〜Ｌ）
で生成されるアンテナ重みのアンテナ重みベクトルを表
しており、 Ｗ_k,l （ｍ）＝［ｗ_k,l,1 （ｍ），ｗ_k,l,2 （ｍ），…，ｗ_k,l,N （ｍ） ］^T ……（１８） のように定義される。

【００５９】式（１６）、式（１７）は相関行列Ｒ
_xxk,l の逆行列を計算しなければならないので、この
逆行列計算の演算量を軽減するために式（１３）、式
（１４）の両辺を、行列公式を用いて逆行列化すると、
Ｒ_xxk,l ^-1は、 Ｒ_xxk,l ^-1（０）＝δ^-1Ｕ （ｍ＝０） ……（１９）

【数８】 と表される。

【００６０】ＣＤＭＡ方式では、拡散符号によりマルチ
パス信号は分離され、各フィンガー間の相関はほぼなく
なるので、各フィンガーで独立にＮ次の相関行列を用い
てアンテナ重みを計算するＲＬＳアルゴリズムと、（Ｎ
×Ｌ）次の相関行列を計算するＲＬＳアルゴリズムとは
等価となる。以下に、本発明のＣＤＭＡ適応アンテナ受
信装置におけるＬ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−
１〜５−Ｌで使用されるＲＬＳアルゴリズムと、従来の
ＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置における１つのＭＭＳＥ
制御回路５で使用されるＲＬＳアルゴリズムとが等価で
あることを証明する。

【００６１】ここで、説明を簡単にするためにマルチパ
スの数を２、すなわち２フィンガーの場合を考える。従
来のＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置においてすべてのフ
ィンガーに対して共通誤差信号を用いた場合の相関行列
Ｒ_xxを分割行列で表すと、

【数９】 と表される。

【００６２】ここで、Ｒ₁₁はフィンガー１の自己相関行
列、Ｒ₂₂はフィンガー２の自己相関行列、Ｒ₁₂はフィン
ガー１とフィンガー２の相互相関行列、Ｒ₂₁はフィンガ
ー２とフィンガー１の相互相関行列をそれぞれ表してい
る。

【００６３】ＣＤＭＡ方式では、逆拡散動作で分離され
た各パスはほぼ無相関となるので、各フィンガー間の相
関Ｒ₁₂＝Ｒ₂₁＝０とすることができる。従って、相関行
列Ｒ _xxは、

【数１０】 のように表される。そして、対角成分のみを有した相関
行列Ｒ_xxの逆行列Ｒ_xx ^-1は、

【数１１】 のように表される。

【００６４】従来のＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置にお
いて、１つのＭＭＳＥ制御回路５ですべてのフィンガー
に対して共通誤差信号ｅ（ｍ）を用いた場合のＲＬＳア
ルゴリズムは、次式のように表される。

【００６５】 Ｗ（ｍ）＝Ｗ（ｍ−１）＋γＲ_xx ^-1（ｍ−１）Ｘ（ｍ）Ｅ^* （ｍ）…（２４ ） Ｗ（ｍ）＝［Ｗ₁ （ｍ），Ｗ₂ （ｍ）］^T ……（２５） Ｘ（ｍ）＝［Ｘ₁ （ｍ），Ｘ₂ （ｍ）］^T ……（２６） ただし、

【数１２】 とする。

【００６６】ここで、Ｗ（ｍ）はｍシンボル目のフィン
ガー１とフィンガー２のウエイトベクトル、Ｗ₁
（ｍ）はｍシンボル目のフィンガー１のウエイトベクト
ル、Ｗ₂（ｍ）はｍシンボル目のフィンガー２のウエイ
トベクトル、Ｘ（ｍ）はｍシンボル目のフィンガー１と
フィンガー２の逆拡散信号ベクトル、Ｘ₁ （ｍ）はｍ
シンボル目のフィンガー１の逆拡散信号ベクトル、Ｘ₂
（ｍ）はｍシンボル目のフィンガー２の逆拡散信号ベ
クトルを表し、Ｅ（ｍ）はｍシンボル目のフィンガー１
の伝送路歪みｈ₁ およびフィンガー２の伝送路歪みｈ₂
が乗じられた共通誤差信号をそれぞれ表している。

【００６７】上式を分割行列で表すと、

【数１３】 となる。この式は、各フィンガー間の相関がなければ、
（Ｎ×Ｌ）次の相関行列から計算したＲＬＳアルゴリズ
ムと各フィンガーで独立にＮ次の相関行列から計算した
ＲＬＳアルゴリズムは等価であることを示している。

【００６８】次に、本発明のＣＤＭＡ適応アンテナ受信
装置におけるＬ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１
〜５−Ｌで得られる最適ウエイトと従来のＣＤＭＡ適応
アンテナ受信装置における１つのＭＭＳＥ制御回路５で
得られる最適ウエイトは等価であることを証明する。

【００６９】最適ウエイトはＷ＝Ｒ_xx ^-1Ｓより、分割行
列で表すと、

【数１４】 Ｗ＝［Ｗ₁ ，Ｗ₂ ］^T ……（２９） Ｓ＝［Ｓ₁ ，Ｓ₂ ］^T ……（３０） となる。

【００７０】ここで、Ｗはフィンガー１とフィンガー２
のウエイトベクトル、Ｗ₁ はフィンガー１のウエイト
ベクトル、Ｗ₂ はフィンガー２のウエイトベクトルを
表し、Ｓはフィンガー１とフィンガー２の相関ベクト
ル、Ｓ₁ はフィンガー１の相関ベクトル、Ｓ₂ はフィ
ンガー２の相関ベクトルをそれぞれ表している。

【００７１】上式は、各フィンガー間の相関がなけれ
ば、（Ｎ×Ｌ）次の相関行列から計算した最適ウエイト
と各フィンガーで独立にＮ次の相関行列から計算した最
適ウエイトは等価であることを示している。ここでは説
明を簡単にするために２フィンガーの場合を考えたが、
任意のフィンガー数に対しても証明が成立することは明
らかである。

【００７２】このように、相関行列の各パスの相互相関
はほぼ無相関になることを利用することにより、一つの
（Ｎ×Ｌ）次の相関行列をＬ個のＮ次の相関行列に次数
を落とすことにより演算量を（ＮＬ）² からＮ² Ｌに
比例するように大幅に削減することができ、演算回路の
処理負荷を軽減することができる。

【００７３】また、伝送路変動が速い場合には、伝送路
歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成するＭＭＳＥ
制御回路５−１〜５−Ｌとを別に分離することで、ＭＭ
ＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで生成されるアンテナ重み
では、希望信号の伝送路歪みの補償は行わず、信号の到
来方向および平均的なＳＩＲが最大になるように制御
し、加算器１０によるレイク合成により瞬時のＳＩＲを
最大にするように制御することができる。これにより、
従来のようなＭＭＳＥ制御回路５で使用される適応更新
アルゴリズムにおいて、伝送路変動もアンテナ重みで追
従させることにより生じる雑音の低減効果が小さくな
り、特性が劣化するという問題を改善することができ
る。

【００７４】図３は本発明の他の実施例を示す構成図で
ある。図３において図１と同等部分は同一符号にて示し
ている。図３を参照すると、加算器１０の出力であるレ
イク合成出力のシンボルデータの判定をなす判定器１５
と、この判定出力と参照信号生成回路１２の出力との間
に設けられたスイッチ１６が、図１の構成に追加されて
いる。

【００７５】判定器１５に加算器１０のレイク合成出力
が入力され、判定器１５の出力は第ｋユーザの受信シン
ボルとして出力されるだけでなく、既知のパイロット信
号以外の受信時も参照信号として使用されるため、スイ
ッチ１６にも送られる。参照信号生成回路１２は既知の
パイロット信号を生成し、スイッチ１６は、パイロット
信号受信時には、参照信号生成回路１２の出力を選択
し、パイロット信号以外の受信時には、判定器１５の受
信シンボルの出力を選択して，減算器１１に送る。これ
により、減算器１１は参照信号生成回路１２の出力だけ
でなく、判定器１５の出力も利用して共通誤差信号を計
算し、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−
Ｌで使用される適応更新アルゴリズムのアンテナ重みを
より高速に収束させることができる。

【００７６】この実施例では、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳ
Ｅ制御回路５−１〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴ
リズムのアンテナ重みを、より高速に収束させることが
できるという新たな効果を有する。

【００７７】Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１
〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴリズムにおいて、
他の高速なアルゴリズムであるＳＭＩ（Sample Matrix
Inversion ）アルゴリズムを適用しても、同様な効果を
発揮することができる。図４はＬ個のそれぞれのＭＭＳ
Ｅ制御回路５−１〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴ
リズムとして、このＳＭＩアルゴリズムを用いたとき
の、本発明の他のＣＤＭＡ適応アンテナ受信装置を示す
構成図である。

【００７８】参照信号生成回路１２の出力から加算器１
０のレイク合成出力を減算して共通誤差信号を計算する
減算器が除かれ、共通誤差信号の代わりに、参照信号生
成回路１２から出力される信号に、Ｌ個のそれぞれの乗
算器９−１〜９−Ｌにより、伝送路推定回路６−１〜６
−Ｌにより推定した伝送路歪みを乗算し、Ｌ個のそれぞ
れのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌに送る。Ｌ個のそ
れぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌでは、乗算器
９−１〜９−Ｌにより、伝送路歪みが乗じられた参照信
号と逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎにより出力され
たそれぞれのマルチパスに対応したアンテナ受信信号と
を用いてアンテナ重みが制御される。

【００７９】第ｋユーザに対するｌ（ｌ＝１〜Ｌ）番目
のマルチパス伝搬路を通って受信されたｍシンボル目の
（シンボル周期をＴとすると時刻ｍＴ）信号の処理動作
について説明すると、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌで使用されるＳＭＩアルゴリズムは、
次式のように相関行列Ｒ_xxk,l を計算する。

【００８０】 Ｒ_xxk,l （１）＝Ｘ_k,l （１）Ｘ_k,l ^H （１） （ｍ＝１） ……（３ １） Ｒ_xxk,l （ｍ）＝βＲ_xxk,l （ｍ−１） ＋（１−β）Ｘ_k,l （ｍ）Ｘ_k,l ^H （ｍ） （ｍ＝２，３，……） ……（３２） ここで、βは０＜β＜１の忘却係数であり、ＲＬＳアル
ゴリズムで使用される重み付け定数αと同様な特徴を有
する。

【００８１】また、次式のように相関ベクトルＳ_k,l
を計算する。

【数１５】

【００８２】従って、Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回
路５−１〜５−Ｌで生成されるアンテナ重みは、 Ｗ_k,l （ｍ）＝Ｒ_xxk,l ^-1（ｍ）Ｓ_k,l （ｍ） ……（３５ ） となる。この式（３５）は相関行列Ｒ_xxk,l の逆行列
を計算しなければならないので、この逆行列計算の演算
量を軽減するために式（３２）の両辺を行列公式を用い
て逆行列化すると、Ｒ_xxk,l ^-1は、

【数１６】 のように表される。

【００８３】Ｌ個のそれぞれのＭＭＳＥ制御回路５−１
〜５−Ｌで使用される適応更新アルゴリズムにおいてＳ
ＭＩアルゴリズムを適用しても、相関行列の各パスの相
互相関はほぼ無相関になるので、一つの（Ｎ×Ｌ）次の
相関行列をＬ個のＮ次の相関行列に次数を落とすことに
より演算量を（ＮＬ）² からＮ² Ｌに比例するように
大幅に削減でき、演算回路の処理負荷を軽減することが
できる。

【００８４】また、伝送路変動が速い場合には、伝送路
歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成するＭＭＳＥ
制御回路５−１〜５−Ｌとを別に分離することで、ＭＭ
ＳＥ制御回路５−１〜５−Ｌで生成されるアンテナ重み
では、希望信号の伝送路歪みの補償は行わず、信号の到
来方向および平均的なＳＩＲが最大になるように制御
し、加算器１０によるレイク合成により瞬時のＳＩＲを
最大にするように制御することができ、特性劣化を改善
することができる同様な効果を発揮することができる。

【００８５】図５は一つのＭＭＳＥ制御回路５で使用さ
れる適応更新アルゴリズムとしてＲＬＳアルゴリズムを
用いたときの、本発明の他のＣＤＭＡ適応アンテナ受信
装置を示す構成図である。従来のＣＤＭＡ適応アンテナ
受信装置の信号処理手段３０−１〜３０−Ｌに伝送路歪
みを補償する機能である伝送路推定回路６−１〜６−
Ｌ、複素共役回路７−１〜７−Ｌおよび乗算器８−１〜
８−Ｌ、９−１〜９−Ｌが設けられている。

【００８６】従って、各マルチパスに対応したＬ個の信
号処理手段２５−１〜２５−Ｌは、遅延器２−１〜２−
Ｌ、Ｎ個の逆拡散回路３−１−１〜３−Ｌ−Ｎ、アンテ
ナ重み付け合成回路４−１〜４−Ｌ、伝送路推定回路６
−１〜６−Ｌ、複素共役回路７−１〜７−Ｌおよび乗算
器８−１〜８−Ｌ、９−１〜９−Ｌで構成されている。
これにより、伝送路変動が速い場合には、伝送路歪みを
補償する機能とアンテナ重みを生成するＭＭＳＥ制御回
路５とを別に分離することで、ＭＭＳＥ制御回路５で生
成されるアンテナ重みでは、希望信号の伝送路歪みの補
償は行わず、信号の到来方向および平均的なＳＩＲが最
大になるように制御し、加算器１０によるレイク合成に
より瞬時のＳＩＲを最大にするように制御することがで
き、特性劣化を改善することができる。

【００８７】図６は一つのＭＭＳＥ制御回路５で使用さ
れる適応更新アルゴリズムとしてＲＬＳアルゴリズムを
用いたときの、本発明の他のＣＤＭＡ適応アンテナ受信
装置を示す構成図である。図６を参照すると、加算器１
０のレイク合成出力に判定器１５と、判定器１５の出力
と参照信号生成回路１２の出力との間に、スイッチ１６
が設けられている。また、信号処理手段２５−１〜２５
−Ｌには伝送路歪みを補償する機能である伝送路推定回
路６−１〜６−Ｌ、複素共役回路７−１〜７−Ｌおよび
乗算器８−１〜８−Ｌ、９−１〜９−Ｌが設けられてい
る。

【００８８】これにより、減算器１１は参照信号生成回
路１２の出力だけでなく判定器１５の出力も利用して共
通誤差信号を計算し、ＭＭＳＥ制御回路５で使用される
適応更新アルゴリズムのアンテナ重みをより高速に収束
させることができる。また、伝送路変動が速い場合に
は、伝送路歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成す
るＭＭＳＥ制御回路５とを別に分離することで、ＭＭＳ
Ｅ制御回路５で生成されるアンテナ重みでは、希望信号
の伝送路歪みの補償は行わず、信号の到来方向および平
均的なＳＩＲが最大になるように制御し、加算器１０に
よるレイク合成により瞬時のＳＩＲを最大にするように
制御することができ、特性劣化を改善することができ
る。この実施例は、ＭＭＳＥ制御回路５で使用される適
応更新アルゴリズムのアンテナ重みをより高速に収束さ
せることができるという新たな効果を有する。

【００８９】図７は一つのＭＭＳＥ制御回路５で使用さ
れる適応更新アルゴリズムとしてＳＭＩアルゴリズムを
用いたときの、本発明の他のＣＤＭＡ適応アンテナ受信
装置を示す構成図である。信号処理手段２５−１〜２５
−Ｌには伝送路歪みを補償する機能である伝送路推定回
路６−１〜６−Ｌ、複素共役回路７−１〜７−Ｌおよび
乗算器８−１〜８−Ｌ、９−１〜９−Ｌが設けられてい
る。

【００９０】これにより、伝送路変動が速い場合には、
伝送路歪みを補償する機能とアンテナ重みを生成するＭ
ＭＳＥ制御回路５とを別に分離することで、ＭＭＳＥ制
御回路５で生成されるアンテナ重みでは、希望信号の伝
送路歪みの補償は行わず、信号の到来方向および平均的
なＳＩＲが最大になるように制御し、加算器１０による
レイク合成により瞬時のＳＩＲを最大にするように制御
することができ、特性劣化を改善することができる。

【００９１】上記の実施例では、ＣＤＭＡ方式を基本に
記述したが、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acces
s ：時間分割多元接続）方式や、ＦＤＭＡ（Frequency
Division Multiple Access：周波数分割多元接続）方式
でも、複数到来波を分離することができるので、ＣＤＭ
Ａ方式以外の適応アンテナ受信装置を用いても本発明は
適用可能である。

【００９２】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、各
フィンガーで独立に、レイク合成後の共通誤差信号の２
乗平均が最小となるように、適応更新アルゴリズムを用
いてアンテナ重み係数を制御する構成としたので、全て
のＭＭＳＥ制御回路で使用される適応更新アルゴリズム
の演算量を（ＮＬ）² からＮ² Ｌに比例するように大
幅に削減可能となって、演算回路の処理負荷を軽減でき
るという効果がある。

【００９３】また、本発明によれば、伝送路変動が速い
場合には、伝送路歪みを補償する機能とアンテナ重みを
生成するＭＭＳＥ制御回路とを別に分離することで、Ｍ
ＭＳＥ制御回路で生成されるアンテナ重みでは希望信号
の伝送路歪みの補償は行わず、信号の到来方向および平
均的なＳＩＲが最大になるように制御し、レイク合成に
より瞬時のＳＩＲを最大にするように制御することがで
き、特性劣化を改善することができるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成図である。

【図２】アンテナ重み付け合成回路の構成を示す図であ
る。

【図３】本発明の他の実施例の構成図である。

【図４】本発明の更に他の実施例の構成図である。

【図５】本発明の別の実施例の構成図である。

【図６】本発明の更に別の実施例の構成図である。

【図７】本発明の他の実施例の構成図である。

【図８】従来技術を説明するための一例の構成図であ
る。

【図９】従来例と本発明とのＢＥＲ特性を比較した図で
ある。

【符号の説明】

１−１〜１−Ｎ 受信アンテナ ２−１〜２−Ｌ 遅延器 ３−１−１〜３−Ｌ−Ｎ 逆拡散回路 ４−１〜４−Ｌ アンテナ重み付け合成回路 ５，５−１〜５−Ｌ ＭＭＳＥ制御回路 ６−１〜６−Ｌ 伝送路推定回路 ７−１〜７−Ｌ 複素共役回路 ８−１〜８−Ｌ，９−１〜９−Ｌ 乗算器 １０ 加算器（レイク合成回路） １１ 減算器 １２ 参照信号生成回路 １３−１〜１３−Ｎ 乗算器 １４ 加算器 １５ 判定器 １６ スイッチ ２０−１〜２０−Ｌ 信号処理手段 ２５−１〜２５−Ｌ 信号処理手段

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段からそれぞれ出力される逆拡散信号に重
   み係数を乗算する重み係数乗算手段と、 前記重み係数乗算手段からの各出力に基づき伝送路歪み
   を推定する伝送路歪み推定手段と、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
   素共役手段と、 これら各複素共役と前記重み係数乗算手段からの各出力
   とを乗算して伝送路歪みを補償する乗算手段と、 前記乗算手段の各出力を加算してレイク合成する合成手
   段と、 この合成後の出力と参照信号との共通誤差信号を生成し
   てこの共通誤差信号に前記伝送路歪みの各々を乗算して
   導出する誤差信号生成手段と、 前記誤差信号生成手段の各出力と前記逆拡散信号の各々
   とを用いて各フィンガー毎に、前記共通誤差信号の２乗
   平均が最小となるように前記重み係数を制御する制御手
   段と、を含むことを特徴とする適応アンテナ受信装置。
2. 【請求項２】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段からそれぞれ出力される逆拡散信号に重
   み係数を乗算する重み係数乗算手段と、 前記重み係数乗算手段からの各出力に基づき伝送路歪み
   を推定する伝送路歪み推定手段と、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
   素共役手段と、 これら各複素共役と前記重み係数乗算手段からの各出力
   とを乗算して伝送路歪みを補償する第一の乗算手段と、 前記第一の乗算手段の各出力を加算してレイク合成する
   合成手段と、 前記伝送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗
   算手段と、 前記第二の乗算手段の各出力と前記逆拡散信号の各々と
   を用いて各フィンガー毎に、前記重み係数を制御する制
   御手段と、を含むことを特徴とする適応アンテナ受信装
   置。
3. 【請求項３】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段からそれぞれ出力される逆拡散信号に重
   み係数を乗算する重み係数乗算手段と、 前記重み係数乗算手段からの各出力に基づき伝送路歪み
   を推定する伝送路歪み推定手段と、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
   素共役手段と、 これら各複素共役と前記重み係数乗算手段からの各出力
   とを乗算して伝送路歪みを補償する乗算手段と、 前記乗算手段の各出力を加算してレイク合成する合成手
   段と、 この合成後の出力と参照信号との共通誤差信号を生成し
   てこの共通誤差信号に前記伝送路歪みの各々を乗算して
   導出する誤差信号生成手段と、 前記フィンガーに共通して設けられ、前記誤差信号生成
   手段の各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて前記共
   通誤差信号の２乗平均が最小となるように前記重み係数
   を制御する制御手段と、を含むことを特徴とする適応ア
   ンテナ受信装置。
4. 【請求項４】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段からそれぞれ出力される逆拡散信号に重
   み係数を乗算する重み係数乗算手段と、 前記重み係数乗算手段からの各出力に基づき伝送路歪み
   を推定する伝送路歪み推定手段と、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成する複
   素共役手段と、 これら各複素共役と前記重み係数乗算手段からの各出力
   とを乗算して伝送路歪みを補償する第一の乗算手段と、 前記第一の乗算手段の各出力を加算してレイク合成する
   合成手段と、 前記伝送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗
   算手段と、 前記フィンガーに共通に設けられ、前記第二の乗算手段
   の各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて、前記重み
   係数を制御する制御手段と、を含むことを特徴とする適
   応アンテナ受信装置。
5. 【請求項５】 前記制御手段は、前記重み係数を制御す
   るための適応更新アルゴリズムとして、ＲＬＳ（Recurs
   ive Least Square）アルゴリズムを使用したことを特徴
   とする請求項１または３記載の適応アンテナ受信装置。
6. 【請求項６】 前記制御手段は、前記重み係数を制御す
   るための適応更新アルゴリズムとして、ＳＭＩ（Sample
   Matrix Inversion ）アルゴリズムを使用したことを特
   徴とする請求項２または４記載の適応アンテナ受信装
   置。
7. 【請求項７】 前記合成手段の出力のデータ判定をなす
   判定手段と、この判定手段の判定出力と前記参照信号と
   を選択的に切替えるスイッチ手段とを更に含み、前記受
   信信号がパイロット信号の場合には、前記参照信号を選
   択し、前記受信信号が前記パイロット信号以外のデータ
   信号の場合には、前記判定出力を選択して、前記誤差信
   号生成手段へ入力するよう前記スイッチ手段を制御する
   ことを特徴とする請求項１，３，５いずれか記載の適応
   アンテナ受信装置。
8. 【請求項８】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置における受信方法であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散ステップと、 この逆拡散ステップからそれぞれ出力される逆拡散信号
   に重み係数を乗算する重み係数乗算ステップと、 この重み係数乗算ステップからの各出力に基づき伝送路
   歪みを推定する伝送路歪み推定ステップと、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成するス
   テップと、 これら各複素共役と前記重み係数乗算ステップからの各
   出力とを乗算して伝送路歪みを補償する乗算ステップ
   と、 この乗算ステップの各出力を加算してレイク合成する合
   成ステップと、 この合成後の出力と参照信号との共通誤差信号を生成し
   てこの共通誤差信号に前記伝送路歪みの各々を乗算して
   導出する誤差信号生成ステップと、 前記誤差信号生成ステップの各出力と前記逆拡散信号の
   各々とを用いて各フィンガー毎に、前記共通誤差信号の
   ２乗平均が最小となるように前記重み係数を制御する制
   御ステップと、を含むことを特徴とする受信方法。
9. 【請求項９】 適応アンテナを構成する複数のアンテナ
   素子により送信信号を受信するようにした適応アンテナ
   受信装置における受信方法であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
   逆拡散処理する逆拡散ステップと、 この逆拡散ステップからそれぞれ出力される逆拡散信号
   に重み係数を乗算する重み係数乗算ステップと、 この重み係数乗算ステップからの各出力に基づき伝送路
   歪みを推定する伝送路歪み推定ステップと、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成するス
   テップと、 これら各複素共役と前記重み係数乗算ステップからの各
   出力とを乗算して伝送路歪みを補償する第一の乗算ステ
   ップと、 この第一の乗算ステップの各出力を加算してレイク合成
   する合成ステップと、 前記伝送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗
   算ステップと、 この第二の乗算ステップの各出力と前記逆拡散信号の各
   々とを用いて各フィンガー毎に、前記重み係数を制御す
   る制御ステップと、を含むことを特徴とする受信方法。
10. 【請求項１０】 適応アンテナを構成する複数のアンテ
    ナ素子により送信信号を受信するようにした適応アンテ
    ナ受信装置における受信方法であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
    逆拡散処理する逆拡散ステップと、 この逆拡散ステップからそれぞれ出力される逆拡散信号
    に重み係数を乗算する重み係数乗算ステップと、 この重み係数乗算ステップからの各出力に基づき伝送路
    歪みを推定する伝送路歪み推定ステップと、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成するス
    テップと、 これら各複素共役と前記重み係数乗算ステップからの各
    出力とを乗算して伝送路歪みを補償する乗算ステップ
    と、 この乗算ステップの各出力を加算してレイク合成する合
    成ステップと、 この合成後の出力と参照信号との共通誤差信号を生成し
    てこの共通誤差信号に前記伝送路歪みの各々を乗算して
    導出する誤差信号生成ステップと、 前記フィンガーに共通して設けられ、前記誤差信号生成
    ステップの各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて前
    記共通誤差信号の２乗平均が最小となるように前記重み
    係数を制御する制御ステップと、を含むことを特徴とす
    る受信方法。
11. 【請求項１１】 適応アンテナを構成する複数のアンテ
    ナ素子により送信信号を受信するようにした適応アンテ
    ナ受信装置における受信方法であって、 これらアンテナ素子からの受信信号を各フィンガー毎に
    逆拡散処理する逆拡散ステップと、 この逆拡散ステップからそれぞれ出力される逆拡散信号
    に重み係数を乗算する重み係数乗算ステップと、 この重み係数乗算ステップからの各出力に基づき伝送路
    歪みを推定する伝送路歪み推定ステップと、 これら推定された伝送路歪みの各複素共役を生成するス
    テップと、 これら各複素共役と前記重み係数乗算ステップからの各
    出力とを乗算して伝送路歪みを補償する第一の乗算ステ
    ップと、 この第一の乗算ステップの各出力を加算してレイク合成
    する合成ステップと、 前記伝送路歪みの各々と参照信号とを乗算する第二の乗
    算ステップと、 前記フィンガーに共通に設けられ、前記第二の乗算ステ
    ップの各出力と前記逆拡散信号の各々とを用いて、前記
    重み係数を制御する制御ステップと、を含むことを特徴
    とする受信方法。
12. 【請求項１２】 前記制御ステップは、前記重み係数を
    制御するための適応更新アルゴリズムとして、ＲＬＳ
    （Recursive Least Square）アルゴリズムを使用したこ
    とを特徴とする請求項８または１０記載の受信方法。
13. 【請求項１３】 前記制御ステップは、前記重み係数を
    制御するための適応更新アルゴリズムとして、ＳＭＩ
    （Sample Matrix Inversion ）アルゴリズムを使用した
    ことを特徴とする請求項９または１１記載の受信方法。
14. 【請求項１４】 前記合成ステップの出力のデータ判定
    をなす判定ステップと、前記受信信号が前記パイロット
    信号の場合には前記参照信号を選択し、前記受信信号が
    前記パイロット信号以外のデータ信号の場合には前記判
    定ステップの判定出力を選択して、前記誤差信号生成ス
    テップへ供給するステップとを、更に含むことを特徴と
    する請求項８，１０，１２いずれか記載の受信方法。