KR20060046474A

KR20060046474A - Ｃｄｍａ 시스템에서 ｃｄｍａ 신호들의 수신 처리 방법

Info

Publication number: KR20060046474A
Application number: KR1020050052234A
Authority: KR
Inventors: 로우렌스 유진 메일랜더
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 2004-06-22
Filing date: 2005-06-17
Publication date: 2006-05-17
Also published as: EP1610513B1; DE602005005245T2; CN1713553B; US7660340B2; JP2006014324A; KR101073821B1; DE602005005245D1; JP4990510B2; US20050281323A1; CN1713553A; EP1610513A1

Abstract

CDMA 시스템에서 CDMA 신호들을 수신 처리하는 방법은 시간 영역의 수신 신호를 주파수 영역의 수신 신호로 변환하는 제1 변환 단계, 및 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 사용하여 주파수 영역의 수신 신호를 등화하는 단계를 포함한다. 주파수 영역의 등화된 수신 신호는 시간 영역의 등화된 수신 신호로 변환된다. 한 세트의 주파수 영역 가중값들은, 주파수 영역의 상기 수신 신호로부터 생성된 오류신호와 CDMA 시스템의 공지된 파일럿 신호의 주파수 영역 표현에 기초하여 상기 시간 영역의 수신 신호의 심볼 레이트로 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 적응적으로 조정한다.

CDMA, 수신기, 신호 처리, 파일럿 신호, 수신 신호.

Description

ＣＤＭＡ 시스템에서 ＣＤＭＡ 신호들의 수신 처리 방법{A method of receiver processing of ＣＤＭＡ signals in a ＣＤＭＡ system}

도 1은 본 발명의 실시예에 따라 CDMA 신호들의 수신 처리 방법의 단일 입력 단일 출력 구현을 도시한 도면.

도 2는 본 발명의 실시예에 따라 CDMA 신호들의 수신 처리 방법의 복수 입력 복수 출력 구현을 도시한 도면.

코드분할 다중접속(CDMA) 다운링크(기지국에서 이동국으로의 통신링크)에서, 등화는 다중경로 채널들에서 손실된 직교성을 복구할 수 있고 레이크(Rake) 수신기에 의해 달성되는 성능을 능가할 수 있다. 등화기들에 대한 실제적인 구현에 대해서는 두 가지 형태의 적응적 최소 평균 제곱(LMS) 알고리즘이 제안되어 있다. 그러나 이들 두 형태들은 개개의 수신된 칩들(chip)에 대해 동작하며, 단순 LMS 알고리즘은 매 칩 시간에서 가중값들을 갱신하며, 제2 방식("LMS-G"라 함)은 등화기 출력에서 별도의 상관을 수행하고 심볼 레이트로 가중값들을 갱신한다. LMS 스텝 크기 μ의 주의깊은 조정으로, LMS-G 알고리즘이 SISO(단일 입력 단일 출력) 및 MIMO(복수 입력 복수 출력) 등화기들 모두에서 우수한 것으로 나타났다.

불행히도, 적응적 알고리즘들은 MIMO 경우엔 많은 수(MN)의 병렬 필터들이 필요하기 때문에(MIMO 시스템에서 M은 송신 안테나 수이고 N은 수신 안테나 수) 매우 큰 복잡성을 갖는다. 관련 채널들에 대한 LMS-G 알고리즘의 수렴시간은 3msec(TU(Typical Urban) 채널의 4x4 등화기의 경우)이므로 이의 사용은 저속으로 이동하는 이동 단말들로 제한된다.

SISO TDMA(시분할 다중접속)에 있어서 주파수 영역에서 LMS 알고리즘의 적용이 제안되어 있다. 이러한 소위 FLMS(주파수 LMS) 알고리즘은 시간 영역 선형 콘볼루션들을 수행하기 위해 오버랩-애드 혹은 오버랩-세이브를 사용하여, 블록 모드로 동작한다. FLMS는 통상의 LMS보다 덜 복잡하고 각각의 주파수 빈(bin)에 대해 개개의 스텝 크기가 선택되었을 때 더욱 빠른 수렴을 제공한다. 소위 TLMS(변환 영역 LMS) 알고리즘들은 샘플 단위 모드로 동작하며 FLMS보다 상당히 큰 복잡성을 갖는다.

본 발명에 따라서, 오버랩-세이브를 사용한 블록 모드 FLMS 알고리즘을 파일럿 코드 혹은 신호에 대한 별도의 상관기를 포함하게 확장시킴으로써 CDMA 시스템에서 사용을 위해 이 알고리즘이 채택되었다. 이 신규의 알고리즘을 FLMS-G라 한다. 즉, FLMS 알고리즘은 CDMA 시스템의 공지된 파일럿 신호를 사용하여 훈련되고 수렴된다. 이에 따라, 등화된 신호의 심볼 레이트로 FLMS의 한 세트의 주파수 영 역 가중값들을 적응적으로 조정할 수 있게 된다. 또한, 본 발명에 따라서, 신규의 FLMS-G는 MIMO 송신 및 수신에의 적용을 위해 또한 수정된다.

본 발명은 FLMS 알고리즘의 스텝 크기 행렬을 공간 크로스-스펙트럼들에 대응하는 항들을 포함하게 일반화하였을 때 특히 MIMO 등화기들에 대해, 수렴 시간에 현저한 감축을 제공한다.

본 발명의 일 실시예에 따라서, CDMA 시스템에서 CDMA 신호들을 수신 처리하는 방법은 시간 영역의 수신 신호를 주파수 영역의 수신 신호로 변환하는 제1 변환 단계, 및 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 사용하여 주파수 영역의 수신 신호를 등화하는 단계를 포함한다. 주파수 영역의 등화된 수신 신호는 시간 영역의 등화된 수신 신호로 변환된다. 한 세트의 주파수 영역 가중값들은, 주파수 영역의 상기 수신 신호로부터 생성된 오류 신호와 CDMA 시스템의 공지된 파일럿 신호의 주파수 영역 표현에 기초하여, 상기 시간 영역의 수신 신호의 심볼 레이트로 한 세트의 주파수 영역 가중값들이 적응적으로 조정된다.

본 발명은 동일 요소들은 동일 참조 번호들로 표현되고 단지 예시로 주어져 본 발명을 제한하지 않는, 이하로 주어진 상세한 설명과 첨부 도면들로부터 보다 완전하게 이해될 것이다.

본 발명을 이해하기 위해서, 시간 영역에서의 LMS-G 알고리즘을 검토한 후에 본 발명에 따른 FLMS-G 알고리즘의 도출에 대해 설명하도록 하겠다. 이어서 본 발명에 따른 신규 FLMS-G 알고리즘의 SISO 및 MIMO 등화기 구현을 기술한다.

LMS-G 알고리즘 검토

앞서 논한 바와 같이, 심볼 레이트로 갱신되는 것으로, 시간 영역 칩-레벨의 등화기 및 이에 부가된 추가의 파일럿-채널 상관기가 제안되어 있다. 이 LMS-G 알고리즘은 안테나들에 걸쳐 코드를 재사용하는 MIMO CDMA에도 사용되었다. 여기서는, SISO 채널 및 MIMO 채널에 대한, 이(시간 영역) LSM-G 알고리즘을 간략히 검토한다.

제k 칩 등화기 출력은 y_k=r _k ^T w _j이고, r _k는 수신된 벡터이며 w _j는 다음과 같이 표현되는 등화기 가중 벡터이며,

(2.1)

여기서 등화기 길이는 E 칩들이다. j는 복수의 심볼 레이트에서 행해지는 등화기 갱신들을 위한 인덱스, j=└(k+1)/(BG)┘이고, G는 심볼 당 칩 수이고, B는 갱신 당 파일럿 심볼 수이다. 간략하게 하기 위해서, E=BG로 가정한다.

등화기 출력은 B개의 연속한 파일럿 심볼들에 의해 역확산된다. 시간 j에서의 역확산기 출력은 a_j=p _j ^H R _j w _j이고, 여기서,

(2.2)

이다.

여기서, p(k)는 시간 k에서의 파일럿 칩이고, 0≤d ≤E-1은 시스템 설계자가 자유로이 선택하는 지연이다. 제j 갱신에서 오류는 다음과 같이 정의된다.

(2.21)

여기서 A_p는 파일럿 신호의 진폭이다. 코스트 함수 J=∥e_j∥²을 정의하고 w _j에 관한 미분을 취하면, LMS-G 알고리즘은 다음과 같이 유도된다.

(2.3)

여기서, μ는 (스칼라) LMS 스텝-크기이다.

이 기본 과정은 MIMO 채널들로 확장될 수 있다. M개의 송신기들 각각마다 개별적인 등화기가 사용된다(M개의 모든 파일럿들을 동시에 사용하는 "조인트" 과정에 의해서는 아무것도 얻어지지 않는다). 등화기를 구성하는 N개의 FIR 필터들(수신 안테나 당 하나)은 다음과 같고,

이의 원소들은 식(2.1)과 유사하다. 이때, 수신된 신호는 다음과 같이 그룹으로 구성된다.

여기서 각각의 원소는 각각의 수신 안테나에 대한 식(2.2)과 유사하다. MIMO LMS-G 알고리즘은 다시 식(2.3)에 의해 주어지며, 여기서 제m 파일럿 신호는 p _j에서 사용된다.

FLMS-G 알고리즘의 유도

SISO 채널들에 대한 본 발명에 따른 새로운 FLMS-G 과정을 유도하기 위해서, R _j ^H p _j 항 및 R _j w _j항은 선형 콘볼루션에 상응하고, 이는, 예를 들면 다음 식과 같이, 이들을 순환(circulant) 행렬들에 "삽입"함으로써 순환 콘볼루션으로 전환될 수 있는 것에 유의한다.

(3.1)

이 순환 행렬의 하측 좌 상한은 식(2.2)에서 R _j와 같다. 행렬 C의 마지막 행은 하측 좌 코너에서 시작하여 마지막 행을 따라 우측으로 가면서, r(k+BG-2E)에 이르기까지 역-시간 순으로 샘플들을 수집하여 R _j로부터 얻어진다. C의 위쪽의 행 각각은 그 전 행의 좌측 순환 시프트이다. 이들 선형 콘볼루션은 제1 열 C(c ₁으로 표기된)의 FFT를 취하고, 다음 식을 계산함으로써 효율적으로 구현될 수 있다.

(3.2)

심볼 ⊙은 "원소끼리" 곱셈을 나타낸다. 식(3.2)의 "세이브" 출력은 R _j w _j에 상응한다. 유사한 추론으로 R _j ^H w _j에 대한 식이 주어지지만, 그러나 결과의 공액(conjugate)을 취해야 한다.

본 발명에 따른 주파수 영역 등화에 있어서, 식(2.3)에서 스칼라 스텝-크기, μ는 대각행렬 D _j로 일반화될 수 있고 이 행렬의 원소들은 다음과 같이 적응적으로 계산된다.

(3.3)

여기서 diag(ㆍ)은 대각행렬을 나타내며, 원소마다 놈(norm)이 취해지며, β는 실험적인 연구에 기초해서 시스템 설계자에 의해 설정되는 망각인자(forgetting factor)이다(예를 들면, 망각인자는 0.05의 값을 가질 수 있다). 이러한 일반화는 FLMS-G의 향상된 수렴속도를 가져온다.

일 실시예에 따라, 본 발명에 따라 CDMA 신호들의 FLMS-G 수신 처리는 다음의 단계들을 포함한다.

1) 새로운(비중첩) 입력 벡터 r _j를 얻는다.

12) 다음 j, 1)로 간다.

위에 기술된 FLMS-G 수신 처리 방법은 갱신 당 3번의 FFT 연산들을 필요로 한다(각각 길이 2E).

MIMO로의 확장은 LMS-G에 대해 앞에서 보인 바와 같이, 수월하다. 이점이 있는 단순화는 주파수 영역에서 공간 필터들을 합산한 결과에서 오며, 필요로 되는 IFFT의 수를 상당히 감소시킨다. 식(3.3) 후에, MIMO 스텝 크기 행렬은 대각이 되며, 원소들은 N 안테나들 각각으로 수신된 신호들의 파워 스펙트럼에 상응한다. 이것을 다음에 상세히 기술한다.

크로스-스펙트럼을 사용한 향상

재귀 최소 제곱(RLS) 알고리즘과의 유사에 의해, "최적" 스텝 크기 행렬은 완전한 공분산 행렬

의 역행렬임을 알 수 있고, 이것은 대각 원소들만을 취함으로써 근사화될 수 있으므로 결과적인 행렬은 역행렬 구하기가 쉽다. 앞 절에서, 첨자 인덱스는 시간 인덱스를 나타내었다. 그러나, 본 절 및 아래 주어진 식에서, 첨자 인덱스는 수신 안테나 수 N에 관한 인덱스를 나타낸다. 크로스-스펙트럼 항들이 포함된다면 더 나은 근사화 결과가 되어, 다음의 식(4.1)에 나타낸 바와 같은 대각 행렬의

행렬이 된다.

(4.1)

N은 수신 안테나 수이고 인덱스 i 와 인덱스 n 각각은 특정의 수신 안테나를 지정한다.

이때, 향상된 스텝 크기 행렬은

이다.

행렬의 구조에 의해 역행렬을 구하기가 쉬워진다.

FLMS-G의 SISO 구현

다음에, FLMS-G의 SISO구현을 도 1에 관련해서 기술한다. 설명의 목적으로, 위에 기술된 식들에서 사용되는 것들과 동일한 변수들을 본 설명에서 사용한다. 도시된 바와 같이, 안테나로 수신된 신호의 E개의 신(new) 칩들 r _j와 E개의 구(old) 칩들 r _j-1(

로서 표현됨)은 제1 변환기(10)에 의해 주파수 영역으로 변환된다. 제1 곱셈기(12)는 주파수 영역의 수신 신호

와 한 세트의 주파수 영역 가중값들

와의 곱

을 구하여 주파수 영역의 등화된 수신 신호를 생성한다.

제2 변환기(14)는 신호

를 시간 영역으로 변환한다. 시간 영역에서 제2의 E 칩들의 도트 곱은 등화기에 의해 출력되는 등화된 수신 신호로서 작용한다. 이 등화된 수신 신호와 CDMA 시스템용의 공지된 파일럿 신호의 칩들과의 내적 혹은 도트 곱은 제2 곱셈기(16)에 의해 얻어진다. 곱셈기(16)의 출력은 시간 영역의 등화된 수신 신호로부터 파일럿 심볼 진폭의 추정이 된다.

감산기(18)는 제2 곱셈기(16)의 출력으로부터 파일럿 신호 GA_p의 진폭을 감산한다. 반전기(20)는 감산기(18)의 출력은 반전시켜 추정된 파일럿 심볼 진폭과 CDMA 시스템에서 공지된 파일럿 신호의 공지된 진폭간의 진폭차를 나타내는 스칼라를 생성한다.

제3 변환기(22)는 제1 변환기(10)로부터의 출력의 공액을 얻고, 제4 변환기(24)는 E 제로 칩들과 공지된 파일럿 신호의 E 칩들을 주파수 영역으로 변환한다. 제3 곱셈기(26)는 이 주파수 영역의 파일럿 신호를 제1 변환기(10)로부터의 출력의 공액과 혼합(mix)한다. 결과적인 출력은 등화에서 오류 방향을 나타낸다. 반전기(20)의 출력은 이 오류의 크기를 제공한다. 제4 곱셈기(28)는 이 둘을 결합하여 오류 신호

를 얻는다.

스텝 행렬 계산기(30)는 식(3.3)에 따라 대각 행렬 D _j를 생성한다. 제5 곱셈기(32)는 이 대각 행렬과 오류신호를 곱한다. 이것은 톤(tone)(즉, 주파수) 당 오류 신호에 영향을 미치므로, 미약한 톤들로부터의 오류 신호는 부스트될 수 있다. 가산기(34)는 제5 곱셈기(32)의 출력과 지연(36)에 의해 지연된 제5 곱셈기의 출력을 더하여 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 생성한다.

FLMS-G의 MIMO 구현

다음에, FLMS-G의 MIMO 구현을 도 2에 관련하여 기술한다. MIMO 시스템은 복수의 송신 안테나들을 사용하여 한 위치로부터 복수의 M개의 신호들의 송신, 및 제2 위치에 복수의 수신 안테나들을 사용하여 이들 신호들의 수신을 포함함을 알 것이다. MIMO 시스템은 M 송신 안테나들 각각에 대한 파일럿 신호를 포함한다. 도 2는 파일럿 신호들 중 하나를 사용한 수신 처리에 대한 구조를 도시한 것이다. 아는 바와 같이, 수신된 신호들을 주파수 영역으로 변환하는 구조는 각각의 파일럿 신호에 대해 공통이고, 다수 세트들의 주파수 영역 가중값들을 생성하여 적용하는 구조는 각각의 파일럿 신호들 각각에 대해 동일하다. 이 후자의 구조는 각 송신된 신호에 연관된 등화된 출력을 또한 생성한다. 즉, M개의 등화된 출력들은 M개의 송신된 신호들을 근사화하기 위해 이 구조에 의해 시간적으로 정정되고 공간적으로 분리된다.

다수 세트들의 주파수 영역 가중값들을 생성하고 적용하는 구조는 제1 세트의 곱셈기들(50)을 포함한다. 제1 세트의 곱셈기(50) 내 각각의 곱셈기는 주파수 영역에서 수신 신호들 각각을 각각의 한 세트의 주파수 영역 가중값들로 곱한다. 가산기(52)는 제1 세트의 곱셈기들(50) 내 각 곱셈기의 출력을 더한다. 가산기(52)의 출력으로부터, 등화된 수신 신호와 오류 신호의 크기는 도 1에 관련하여 앞에 기술된 바와 동일한 방식으로 생성된다.

한 세트의 변환기들(54) 내 각 변환기는 주파수 영역에서 각각의 수신 신호의 공액을 얻고, 변환기(24)는 이 구조에 연관된 파일럿 신호(이 경우 제m 송신 안테나의 파일럿 신호)의 E 제로 칩들과 E 칩들을 주파수 영역으로 변환한다. 제2 세트의 곱셈기들(56)는 이 주파수 영역의 파일럿 신호를 한 세트의 변환기들(54)로부터의 출력의 각각의 공액과 혼합한다. 결과로 나온 출력들 각각은 등화에서 오류방향을 나타낸다. 반전기(20)의 출력은 이 오류의 크기를 제공한다. 제3 세트의 곱셈기들(58) 내 각 곱셈기는 제3 세트의 곱셈기들(56) 각각으로부터 출력과 반전기(20)의 출력을 결합하여 오류신호를 생성한다.

uber 행렬 계산기(60)는 한 세트의 파워-스펙트럼들을 발생하고 크로스-파워 스펙트럼들은 수신된 주파수 영역 입력들의 모든 쌍들을 곱하고 시간 평균들(식(4.1) 참조)을 취함으로써 발생된다. 개개의 스펙트럼들은 대각 행렬들로서 배열되고, 그러면 "uber-대각" 행렬이 형성된다. uber 행렬 계산기(60)는 스텝 크기 행렬로서 uber 대각 행렬의 역행렬을 생성하고, 이를 행렬 곱셈기(62)에 적용한다. 행렬 곱셈기(62)는 스텝 크기 행렬과 각각의 오류신호들 간의 행렬 곱셈을 수행한다. 이것은 톤(즉, 주파수) 당 각각의 오류 신호들에 영향을 미치므로, 미약한 톤들의 오류 신호는 부스트될 수 있다. 아는 바와 같이, 행렬 곱셈은 각 오류 신호에 대한 출력 벡터를 생성한다. 한 세트 가산기들(64) 내 각 가산기는 행렬 곱셈기(62)로부터의 각각의 출력과 한 세트의 지연들(66) 내 각각의 지연에 의해 지연된 행렬 곱셈기(62)의 각각의 출력을 더하여 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 발생한다.

본 발명에 따른 방법 및 장치들은 주파수 영역에서 연산들을 수행함으로써 등화 프로세스의 복잡도를 현격하게 감소시킨다. 이것은 특히 MIMO CDMA 시스템에서 그러하다. 또한, 본 발명의 uber 대각 행렬은 특히 MIMO CDMA 시스템에서 향상된 수렴시간을 제공한다.

본 발명을 이와 같이 기술하였으며, 본 발명은 많은 방법들로 다양하게 될 수 있음이 자명할 것이다. 예를 들면, 길이 2E 칩들의 FFT 연산들을 사용하고 스킵/세이브 연산을 수행하는 것은 엄격하게 필요하지 않을 수도 있다. 대신에, 수신된 신호의 현 E 칩들만이 사용될 수도 있다(다른 연산에서도 칩 수의 대응하는 감소로). 이러한 변형예는 본 발명에서 벗어나는 것으로 간주되지 않으며, 모든 이러한 수정예들은 본 발명의 범위 내에 포함된다.

Claims

CDMA 시스템에서 CDMA신호들을 수신 처리하는 방법에 있어서,

시간 영역의 수신 신호를 주파수 영역의 수신 신호로 변환하는 제1 변환 단계;

한 세트의 주파수 영역 가중값들을 사용하여 상기 주파수 영역의 상기 수신 신호를 등화하는 단계;

상기 주파수 영역의 상기 등화된 수신 신호를 상기 시간 영역의 등화된 수신 신호로 변환하는 제2 변환 단계;

상기 주파수 영역의 상기 수신 신호로부터 생성된 오류 신호와 상기 CDMA 시스템의 공지된 파일럿 신호의 주파수 영역 표현에 기초하여, 상기 시간 영역의 상기 수신 신호의 심볼 레이트로 상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 적응적으로 조정하는 단계를 포함하는, CDMA 신호 처리 방법.
제1항에 있어서, 상기 적응적으로 조정하는 단계는,

상기 공지된 파일럿 신호로부터 상기 등화된 수신 신호의 차이를 나타내도록 상기 주파수 영역의 상기 오류신호를 생성하는 단계; 및

상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 생성하기 위해 스텝 크기 행렬을 상기 오류 신호에 적용하는 단계로서, 상기 스텝 크기 행렬은 상기 주파수 영역의 수신 신호의 스펙트럼에 기초하여 상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들의 각 가중값 을 조정하는 각각의 양을 제공하는, 상기 적용하는 단계를 포함하는, CDMA 신호 처리 방법.
제2항에 있어서, 상기 생성 단계는,

상기 시간 영역의 상기 등화된 수신 신호로부터 파일럿 심볼 진폭을 추정하는 단계;

상기 추정된 파일럿 심볼 진폭과 상기 공지된 파일럿 신호의 공지된 진폭간의 차이를 오류 크기로서 결정하는 단계;

상기 주파수 영역의 상기 수신 신호에 상기 주파수 영역의 상기 공지된 파일럿 신호를 곱하여 오류 방향을 얻는 단계; 및

상기 오류 크기 및 상기 오류 방향을 곱하여 상기 오류 신호를 얻는 단계를 포함하는, CDMA 신호 처리 방법.
제3항에 있어서,

다음 식에 따른 상기 스텝 크기 행렬을 결정하는 단계를 더 포함하고,

여기서 r은 상기 시간 영역에서의 상기 수신 신호이고, diag(ㆍ)은 대각 행렬이며, β는 망각인자 상수인, CDMA 신호 처리 방법.
제2항에 있어서,

다음 식에 따른 상기 스텝 크기 행렬을 결정하는 단계를 더 포함하고,

여기서 r은 상기 시간 영역에서의 상기 수신 신호이고, diag(ㆍ)은 대각행렬이며, β는 망각인자 상수인, CDMA 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1 변환 단계는 수신 신호 rj와 이전 수신 신호 rj-1의 벡터 yj를 변환하는 것으로,
이며, 상기 수신 신호 rj와 상기 이전 수신 신호 rj-1의 각각은 E 원소들을 가지며;

상기 등화단계는 상기 벡터 yj와 상기 한 세트의 가중값들과의 곱을 계산하여 2E 원소들을 갖는 벡터 z을 생성하며;

상기 제2 변환단계는 상기 벡터 z 내의 상기 2E 원소들 중 제2 E를 상기 시간 영역으로 변환하는, CDMA 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,

상기 CDMA 시스템은 각각의 송신 안테나에 연관된 공지된 파일럿 신호를 갖 는 복수 입력 복수 출력(MIMO) CDMA 시스템이며;

상기 제1 변환 단계는 상기 시간 영역의 복수의 수신 신호들을 상기 주파수 영역의 수신 신호들로 변환하며;

각각의 공지된 파일럿 신호에 대해서,

상기 등화 단계는 각각의 수신 신호에 연관된 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 사용하여 상기 주파수 영역의 상기 수신 신호들을 등화하며;

상기 방법은,

상기 등화된 수신 신호들을 결합(combining)하는 단계를 더 포함하며;

상기 제2 변환 단계는 상기 주파수 영역의 상기 결합된 등화된 수신 신호를 상기 시간 영역의 결합된 등화된 수신 신호로 변환하며;

상기 적응적으로 조정하는 단계는 상기 주파수 영역의 상기 수신 신호로부터 생성된 오류신호와 상기 공지된 파일럿 신호의 주파수 영역 표현에 기초하여 상기 시간 영역의 상기 수신 신호의 심볼 레이트로 각각의 수신 신호와 연관된 상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 적응적으로 조정하는, CDMA 신호 처리 방법.
제10항에 있어서, 각각의 공지된 파일럿 신호에 대해서, 상기 적응적으로 조정하는 단계는,

각각의 수신 신호와 연관된 상기 오류신호를 생성하는 단계; 및

상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들을 생성하기 위해 스텝 크기 행렬을 상기 오류 신호에 적용하는 단계로서, 상기 스텝 크기 행렬은 상기 주파수 영역의 수 신 신호의 스펙트럼에 기초하여 상기 한 세트의 주파수 영역 가중값들의 각 가중값을 조정하는 각각의 양을 제공하는, 상기 적용하는 단계를 포함하는, CDMA 신호 처리 방법.
제11항에 있어서, 상기 적용단계는,

상기 스텝 크기 행렬 D를,

으로서 결정하는 단계를 포함하고, 여기서

이며, N은 수신 안테나들의 수이고, 인덱스 i와 인덱스 n 각각은 특정의 수신 안테나를 지적하며, 안테나 j에 대해서,
이고, r _j는 상기 시간 영역의 현재 수신 신호이고, r _j-1은 상기 시간 영역의 이전 수신 신호이고, diag(ㆍ)은 대각행렬이고, β는 망각인자 상수인, CDMA 신호 처리 방법.
CDMA 시스템에서 CDMA 신호들을 수신 처리하는 방법에 있어서,

주파수 영역의 수신된 CDMA 신호에 LMS(최소 평균 제곱) 알고리즘을 적용하는 단계 를 포함하고, 상기 LMS 알고리즘의 가중값들은 상기 수신된 CDMA 신호의 심볼 레이트로 상기 주파수 영역에서 갱신되는, CDMA 신호 처리 방법.