DE602005005245T2

DE602005005245T2 - Adaptive Entzerrung eines CDMA Signals im Frequenzbereich

Info

Publication number: DE602005005245T2
Application number: DE602005005245T
Authority: DE
Inventors: New York Laurence Mailaender
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2004-06-22
Filing date: 2005-06-15
Publication date: 2009-03-12
Anticipated expiration: 2025-06-16
Also published as: US20050281323A1; JP2006014324A; DE602005005245D1; EP1610513A1; JP4990510B2; KR20060046474A; EP1610513B1; US7660340B2; KR101073821B1; CN1713553B; CN1713553A

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In der Abwärtsstrecke von CDMA (Code-Division Multiple Access), d. h. der Kommunikationsverbindung von der Basisstation zu der Mobilstation, kann Entzerrung die in Mehrwegekanälen verlorene Orthogonalität wiederherstellen und die von einem Rake-Empfänger erreichte Leistungsfähigkeit übertreffen. Zur praktischen Implementierung der Entzerrer wurden zwei Formen eines adaptiven LMS-Algorithmus (Least-Mean-Square) vorgeschlagen. Beide Formen operieren an den einzelnen empfangenen Chips, der unkomplizierte LMS-Algorithmus aktualisiert jedoch die Gewichte zu jedem Chipzeitpunkt, während der zweite Ansatz (genannt „LMS-G") eine zusätzliche Korrelation an der Entzerrerausgabe ausführt und die Gewichte mit der Symbolrate aktualisiert. Außerdem wurde gezeigt, daß mit sorgfältiger Justierung der LMS-Schritt Größe μ der LMS-G-Algorithmus sowohl für SISO-Entzerrer (ein Eingang, ein Ausgang) als auch für MIMO-Entzerrer (mehrere Eingänge, mehrere Ausgänge) überlegen ist.
Leider weisen die adaptiven Algorithmen im MIMO-Fall aufgrund der großen Anzahl (M N) erforderlicher paralleler Filter (wobei M die Anzahl der Sendeantennen und N die Anzahl der Empfangsantennen in dem MIMO-System ist) relativ hohe Komplexität auf. Die Konvergenzzeit des LMS-G-Algorithmus für die interessierenden Kanäle beträgt 3 ms (bei einem 4 × 4-Entzerrer auf dem TU (typisch städtischem) Kanal), wodurch seine Verwendung auf sich langsam bewegende mobile Endgeräte beschränkt wird.
Die Anwendung des LMS-Algorithmus im Frequenzbereich für ein System des Typs SISO TDMA (Time Division Multiple Access) wurde auch vorgeschlagen. Dieser sogenannte FLMS-(Frequenz-LMS)Algorithmus arbeitet in einem Blockmodus und verwendet entweder Overlap-Add oder Overlap-Save zum Ausführen der linearen Faltungen im Zeitbereich. FLMS kann sowohl weniger komplex als gewöhnliches LMS sein als auch schnellere Konvergenz bieten, wenn für jedes Frequenz-Bin eine individuelle Schrittgröße gewählt wird. Die sogennanten TLMS-(Transformationsbereichs-LMS)Algorithmen arbeiten in einem abtastwertweisen Modus und sind wesentlich komplexer als FLMS. Ein solches Beispiel für vorherige Implementierungen wird offenbart in „Frequency Domain Equalization for High Data Rate Multipath Channels" von Pawel A. DMOCHOWSKI ET AL., veröffentlicht 2001 durch die IEEE Pacific Rim Conference an Communications. DMOCHOWSKI ET AL. offenbaren die Entzerrung empfangener Signale im Frequenzbereich im Vergleich zu Zeitbereichsimplementierungen.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein Verfahren gemäß der Erfindung wird in den unabhängigen Ansprüchen definiert, auf die der Leser nun verwiesen wird. Bevorzugte Merkmale werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wurde der Blockmodus-FLMS-Algorithmus mit Overlap-Save für die Verwendung in einem CDMA-System ausgelegt, indem der Algorithmus so erweitert wird, daß er einen zusätzlichen Korrelator an dem Pilotcode oder -signal enthält. Dieser neue Algorithmus kann als FLMS-G bezeichnet werden. Nämlich wird der FLMS-Algorithmus unter Verwendung des bekannten Pilotsignals des CDMA-Systems trainiert und konvergiert. Dies gestattet eine adaptive Justierung der FLMS-Menge von Frequenzbereichsgewichten mit der Symbolrate des entzerrten Signals. Zusätzlich wird gemäß der vorliegenden Erfindung das neue FLMS-G weiter für Anwendung auf MIMO-Senden und -Empfangen modifiziert.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht ferner eine signifikante Reduktion der Konvergenzzeit, insbesondere für MIMO-Entzerrer, wenn die Schrittgrößenmatrix des FLMS-Algorithmus so verallgemeinert wird, daß sie Terme enthält, die den räumlichen Kreuzspektren entsprechen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachfolgend angegebenen ausführlichen Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen umfassender verständlich, wobei gleiche Elemente durch gleiche Bezugszahlen repräsentiert werden, die lediglich als Veranschaulichung angegeben werden und somit die vorliegende Erfindung nicht einschränken. Es zeigen:
1 eine Implementierung mit einem Eingang und einem Ausgang des Verfahrens zur Empfängerverarbeitung von CDMA-Signalen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
2 eine Implementierung mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen des Verfahrens zur Empfängerverarbeitung von CDMA-Signalen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Um die vorliegende Erfindung besser zu verstehen, soll ein Überblick über die Zeitbereichsversion des LMS-G-Algorithmus gegeben werden, gefolgt durch eine Erläuterung der Ableitung für den FLMS-G-Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung. Die SISO- und MIMO-Entzerrer-Implementierungen des neuen FLMS-G-Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung werden beschrieben.
ÜBERSICHT ÜBER DEN LMS-G-ALGORITHMUS
Wie bereits besprochen, wurde ein Zeitbereichsentzerrer auf Chipebene, gefolgt durch einen zusätzlichen Pilotkanalkorrelator, der mit der Symbolrate aktualisiert, vorgeschlagen. Dieser LMS-G-Algorithmus wurde auch für den MIMO-CDMA-Fall mit Codewiederverwendung über Antennen hinweg verwendet. In diesem Abschnitt soll kurz eine Übersicht über diesen (Zeitbereichs-) LMS-G-Algorithmus für SISO- und MIMO-Kanäle gegeben werden.
Die Entzerrerausgabe des k-ten Chip ist yk = rTk wj . Dabei ist r_k der empfangene Vektor und W_j der Entzerrergewichtsvektor, folgendermaßen ausgedrückt: rk = [r(k – E + 1, ..., r(k – 1), r(k))T wj = [w(0), w(1), ..., w(E – 1)]T (2.1)und die Entzerrerlänge beträgt E Chips. Man beachte, daß j ein Index für die Entzerreraktualisierung ist, der mit einem Vielfachen der Symbolrate auftritt, j = [(k + 1)/(BG)], wobei G die Anzahl der Chips pro Symbol und B die Anzahl der Pilotsymbole pro Aktualisierung ist. Der Einfachheit halber nehme man E = BG an.
Die Entzerrerausgabe wird mit B aufeinanderfolgenden Pilotsymbolen entspreizt. Die Entspreizerausgabe zum Zeitpunkt j ist aj = pHj Rjwj , mit pj = [p(k – d), p(k – d + 1), ..., p(k – d + BG – 1)]]T Rj = [rk+BG-1rk+BG-2 ... rk+BG-E]BG×E (2.2)
Hierbei bedeutet p(k) den Pilotchip zum Zeitpunkt k und 0 ≤ d ≤ E – 1 ist eine Verzögerung, die ein Systementwickler frei wählen kann. Der Fehler bei der j-ten Aktualisierung ist definiert als ej = aj – BGAp 2.21wobei A_p die Amplitude des Pilotsignals ist. Durch Definieren der Kostenfunktion J = ∥e_j∥² und Nehmen der Ableitung w. r. t. nach w_j wird der LMS-G-Algorithmus abgeleitet als wj+1 = wj + μRHj pj[GAP – aj] (2.3)wobei μ die (skalare) LMS-Schrittgröße ist.
Diese grundlegende Prozedur kann auf MIMO-Kanäle erweitert werden. Für jeden der M Sender wird ein separater Entzerrer verwendet (man gewinnt nichts durch eine „verbundene" Prozedur, die alle M Pilotsignale gleichzeitig verwendet). Die N FIR-Filter (eines pro Empfangsantenne), aus denen der Entzerrer besteht, sind wj = [wTm,1 , WTm,2 , ...WTm,N ],deren Teilkomponenten Gleichung (2.1) analog sind. Das empfangene Signal wird dann folgendermaßen gruppiert: Rj = [R1,j, R2,j, ..., RN,j]wobei jede Teilkomponente Gleichung (2.2) für jede Empfangsantenne analog ist. Der MIMO-LMS-G-Algorithmus wird wieder durch (2.3) gegeben, wobei das m-te Pilotsignal in p_j verwendet wird.
ABLEITUNG DES FLMS-G-ALGORITHMUS
Um die neue FLMS-G-Prozedur gemäß der vorliegenden Erfindung für SISO-Kanäle abzuleiten, beachte man, daß die Terme RHj pj und R_jw_j linearen Faltungen entsprechen, die durch „Einbettung" dieser in zirkulante Matrizen in zirkulare Faltungen umgesetzt werden können, z. B.
Der untere linke Quadrant dieser zirkulanten Matrix ist mit R₃ in Gleichung (2.2) identisch. Die letzte Zeile der Matrix C wird aus R₃ beginnend in der unteren linken Ecke und nach rechts entlang der letzten Zeile erhalten, wobei Abtastwerte in zeitlich umgekehrter Reihenfolge gesammelt werden, bis r(k + BG – 2E) erreicht ist. Jede höhere Zeile von C ist die linkszirkulare Verschiebung der vorausgehenden Zeile.
Diese linearen Faltungen können effizient implementiert werden, indem man die FFT der ersten Spalte C (bezeichnet als c₁) nimmt und folgendes berechnet:
Das Symbol Θ bedeutet „elementweise" Multiplikation. Die „save"-Ausgabe von Gleichung (3.2) entspricht R_jw_j. Ähnliche Argumente ergeben einen Ausdruck für RHj pj . Es ist jedoch notwendig, das Ergebnis zu konjugieren.
Für Frequenzbereichsentzerrung gemäß der vorliegenden Erfindung kann die skalare Schrittgröße μ in Gleichung (2.3) zu einer Diagonalmatrix D verallgemeinert werden, deren Elemente adaptiv folgendermaßen berechnet werden:
dabei bedeutet diag(•) eine Diagonalmatrix, die Norm wird elementweise genommen und β ist ein Vergeßfaktor, der vom Systementwickler auf der Basis empirischer Studien eingestellt wird (z. B. kann der Vergeßfaktor einen Wert von 0,05 aufweisen). Diese Verallgemeinerung ist für die verbesserte Konvergenzgeschwindigkeit von FLMS-G verantwortlich.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform umfaßt die FLMS-G-Empfängerverarbeitung von CDMA-Signalen gemäß der vorliegenden Erfindung die folgenden Schritte:

1) Einen neuen (nicht überlappenden) Eingangsvektor r_j holen.
3) y j = FFT(yj)
4) z j = y j ⊙ w j
5) zj = IFFT(z j), und z3 = z3(E + 1:2E)
6) ej = GAp – {pj, zj}
8) g j = ej(conj(y)j ⊙ FFT(p'j))
10) Dj = μP–1j , Pj = (1 – β)Pj-1 + βdiag(|y k|2)
11) w j+1 = w j + Dj g j
12) nächstes j, gehe zu 1).

Das Obenbeschriebene FLMS-G-Empfängerverarbeitungsverfahren erfordert 3 FFT-Operationen pro Aktualisierung (jeweils der Länge 2E).
Die Erweiterung auf MIMO ist nicht kompliziert, wie oben für LMS-G gezeigt wurde. Eine vorteilhafte Vereinfachung ergibt sich aus der Summierung der räumlichen Filter im Frequenzbereich, wodurch die Anzahl der benötigten IFFT drastisch reduziert wird. Nach Gleichung (3.3) ist die MIMO-Schrittgrößenmatrix diagonal mit Elementen, die dem Leistungsspektrum der auf jeder der N Antennen empfangenen Signale entsprechen. Dies wird in dem nachfolgenden nächsten Abschnitt ausführlicher beschrieben.
VERBESSERUNGEN UNTER VERWENDUNG DES KREUZSPEKTRUMS
In Analogie zu dem RLS-Algorithmus (Recursive-Least-Squares) sieht man, daß die „optimale" Schrittgrößenmatrix die Inverse der vollständigen Covarianzmatrix Ropt = E{yy H}, y = [Y T1 , ..., Y TN ]T ist und dies kann approximiert werden, indem man nur die Diagonalelemente nimmt, so daß die resultierende Matrix leicht zu invertieren ist. In den vorausgehenden Abschnitten hat der untenstehende Index einen Zeitindex repräsentiert. In diesem Abschnitt und in der nachfolgend angegebenen Gleichung repräsentieren der tiefgestellte Index jedoch einen Index an der Anzahl der Empfangsantennen N. Eine bessere Approximation ergibt sich, wenn auch die Kreuzspektrumterme aufgenommen werden, was zu einer Übermatrix von Diagonalmatrizen wie in der nachfolgenden Gleichung 4.1 gezeigt führt:
dabei ist N die Anzahl der Empfangsantennen und die Indizes i und n indizieren jeweils eine bestimmte Empfangsantenne.
Die verbesserte Schrittgrößenmatrix ist dann D = μ(ÜD)^–1. Durch Struktur der ÜD-Matrix wird sie leicht zu invertieren.
SISO-IMPLEMENTIERUNGEN VON FLMS-G
Als nächstes wird mit Bezug auf 1 eine SISO-Implementierung von FLMS-G beschrieben. Zur Erläuterung werden in dieser Beschreibung dieselben Variablen wie in den obenbeschriebenen Gleichungen benutzt. Wie gezeigt werden E neue Chips r_j und E alte Chips r_j-1 eines über eine Antenne empfangenen Signals (repräsentiert als
durch einen ersten Konvertierer 10 in den Frequenzbereich umgesetzt. Ein erster Multiplizierer 12 erhält das Produkt z j zwischen dem empfangenen Signal y j im Frequenzbereich und der Menge von Frequenzbereichsgewichten w j , um das entzerrte empfangene Signal im Frequenzbereich zu produzieren.
Ein zweiter Konvertierer 14 setzt das Signal z j in den Zeitbereich um. Ein zweiter der E Chips in dem Zeitbereichs-Skalarprodukt dient als das entzerrte empfangene Signal, das der Entzerrer ausgibt. Das innere Produkt oder Skalarprodukt dieses entzerrten empfangenen Signals und der Chips des bekannten Pilotsignals für das CDMA-System wird durch einen zweiten Multiplizierer 16 erhalten. Die Ausgabe des zweiten Multiplizierer 16 führt zu einer Schätzung einer Pilotsymbolamplitude aus dem entzerrten empfangenen Signal im Zeitbereich.
Ein Subtrahierer 18 subtrahiert die Amplitude des Pilotsignals GA_p von der Ausgabe des zweiten Multiplizierers 16. Ein Inverter 20 invertiert die Ausgabe des Subtrahierers 18, um einen Skalar zu produzieren, der eine Amplitudendifferenz zwischen der geschätzten Pilotsymbolamplitude und einer bekannten Amplitude des bekannten Pilotsignals in dem CDMA-System repräsentiert.
Ein dritter Konvertierer 22 erhält die Konjugation der Ausgabe des ersten Konvertierers 10 und ein vierter Konvertierer 24 setzt E Null-Chips und E Chips des bekannten Pilotsignals in den Frequenzbereich um. Ein dritter Multiplizierer 26 mischt diese Frequenzbereichsversion des Pilotsignals mit der Konjugation der Ausgabe des ersten Konvertierers 10. Die resultierende Ausgabe gibt eine Richtung eines Fehlers bei der Entzerrung an. Die Ausgabe des Inverters 20 liefert den Betrag dieses Fehlers. Ein vierter Multiplizierer 28 kombiniert beides, um das Fehlersignal g j zu erhalten.
Ein Schrittmatrixkalkulator 30 erzeugt die Diagonalmatrix D_j gemäß Gleichung 3.3. Ein fünfter Multiplizierer 32 multipliziert diese Diagonalmatrix und dieses Fehlersignal. Dies wirkt sich auf das Fehlersignal pro Ton (z. B. Frequenz) aus, so daß das Fehlersignal von schwachen Tönen verstärkt werden kann. Ein Addierer 34 addiert die Ausgabe des fünften Multiplizierers 32 und die Ausgabe des fünften Multiplizierers um eine Verzögerung 36 verzögert, um die Menge der Frequenzbereichsgewichte zu erzeugen.
MIMO-IMPLEMENTIERUNG VON FLMS-G
Als nächses wird mit Bezug auf 2 eine MIMO-Implementierung von FLMS-G beschrieben. Es versteht sich, daß bei einem MIMO-System eine Vielzahl M von Signalen unter Verwendung mehrerer Sendeantennen von einem Ort gesendet und diese Signale unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen an einem zweiten Ort empfangen werden. Ein MIMO-System enthält ein Pilotsignal für jede der M Sendeantennen. 2 zeigt die Struktur für Empfängerverarbeitung unter Verwendung eines der Pilotsignale. Es versteht sich, daß die Struktur zum Umsetzen der empfangenen Signale in den Frequenzbereich für jedes Pilotsignal gemeinsam ist und die Struktur zum Erzeugen und Anwenden der Mengen von Frequenzbereichsgewichten für jedes der jeweiligen Pilotsignale dupliziert wird. Diese letztere Struktur erzeugt auch mit jedem gesendeten Signal assoziierte entzerrte Ausgaben. Nämlich wurden die M entzerrten Ausgaben durch diese Struktur zeitlich korrigiert und räumlich getrennt, um die M gesendeten Signale zu approximieren.
Die Struktur zum Erzeugen und Anwenden der Mengen von Frequenzbereichsgewichten enthält eine erste Menge von Multiplizierern 50. Jeder Multiplizierer in der ersten Menge von Multiplizierern 50 multipliziert ein jeweiliges der empfangenen Signale im Frequenzbereich mit einer jeweiligen Menge von Frequenzbereichsgewichten. Ein Addierer 52 addiert die Ausgabe jedes Multiplizierers in der ersten Menge von Multiplizierern 50. Aus der Ausgabe des Addierers 52 werden das entzerrte empfangene Signal und der Betrag des Fehlersignals auf dieselbe Weise wie oben mit Bezug auf 1 beschrieben produziert.
Jeder Konvertierer in einer Menge von Konvertierern 54 erhält die Konjugation eines jeweiligen empfangenen Signals im Frequenzbereich und ein Konvertierer 24 setzt E Null-Chips und E Chips des mit dieser Struktur assoziierten Pilotsignals in den Frequenzbereich um (in diesem Fall des Pilotsignals bei der m-ten Sendeantenne). Eine zweite Menge von Multiplizierern 56 mischt diese Frequenzbereichsversion des Pilotsignals mit jeder Konjugation der Ausgabe der Menge von Konvertierern 54. Die resultierenden Ausgaben geben jeweils eine Richtung eines Fehler bei der Entzerrung an. Die Ausgabe des Inverters 20 liefert den Betrag dieses Fehlers. Jeder Multiplizierer in einer dritten Menge von Multiplizierern 58 kombiniert die Ausgabe eines jeweiligen der dritten Menge von Multiplizierern 56 und die Ausgabe des Inverters 20, um ein Fehlersignal zu erzeugen.
Ein Übermatrixkalkulator 60 erzeugt eine Menge von Leistungsspektren, und Kreuzleistungsspektren werden erzeugt, indem alle Paare empfangener Frequenzbereichseingaben multipliziert und Mittelwerte genommen werden (siehe Gleichung 4.1). Die individuellen Spektren werden als Diagonalmatrizen angeordnet und dann eine „Überdiagonal"-Matrix gebildet. Der Übermatrixkalkulator 60 produziert die Invertierung der Überdiagonalmatrix als die Schrittgrößenmatrix, legt dies an einen Matrixmultiplizierer 62 an. Der Matrixmultiplizierer 62 führt eine Matrixmultiplikation zwischen der Schrittgrößenmatrix und den jeweiligen Fehlersignalen aus. Dies wirkt sich auf jede Fehlersignale pro Ton (d. h. Frequenz) aus, so daß das Fehlersignal von schwachen Tönen verstärkt werden kann. Es versteht sich, daß die Matrixmultiplikation für jedes Fehlersignal einen Ausgangsvektor produziert. Jeder Addierer in einer Menge von Addierern 64 addiert eine jeweilige Ausgabe des Matrixmultiplizierers 62 und die jeweilige Ausgabe des Matrixmultiplizierers 62 verzögert um eine jeweilige Verzögerung in einer Menge von Verzögerungen 66, um eine Menge von Frequenzbereichsgewichten zu erzeugen.
Das Verfahren und die Vorrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung verringern die Komplexität des Entzerrungsprozesses signifikant durch Ausführen von Operationen im Frequenzbereich. Dies gilt insbesondere bei einem MIMO-CDMA-System. Darüberhinaus ergibt die Überdiagonalmatrix der vorliegenden Erfindung verbesserte Konvergenzzeit, wieder insbesondere bei einem MIMO-CDMA-System.
Nachdem die Erfindung somit beschrieben wurde, ist offensichtlich, daß selbige auf vielerlei Weisen variiert werden kann. Zum Beispiel sind die Verwendung von FFT-Operationen der Länge 2E Chips und das Ausführen der Skip/Save-Operation möglicherweise nicht unbedingt notwendig. Statt dessen kann man nur die aktuellen E Chips des empfangenen Signals verwenden (mit einer entsprechenden Abnahme der Anzahl der Chips auch in den anderen Operationen). Solche Abwandlungen sollen nicht als Abweichung von der Erfindung betrachtet werden und alle solchen Modifikationen sollen in den Schutzumfang der Erfindung fallen.

Claims

Verfahren zur Empfängerverarbeitung von CDMA-Signalen in einem CDMA-System, mit den folgenden Schritten: erstes Umsetzen eines Empfangssignals im Zeitbereich in ein Empfangssignal im Frequenzbereich (10); Entzerren (12) des Empfangssignals im Frequenzbereich unter Verwendung einer Menge von Frequenzbereichsgewichten; zweites Umsetzen des entzerrten Empfangssignals im Frequenzbereich in ein entzerrtes Empfangssignal im Zeitbereich (14); adaptives Einstellen der Menge von Frequenzbereichsgewichten mit einer Symbolrate des Empfangssignals im Zeitbereich auf der Basis eines Fehlersignals, das produziert wird durch Multiplizieren (26, 28) einer konjugierten Version (22) des Empfangssignals im Frequenzbereich, einer Frequenzbereichsdarstellung (24) eines bekannten Pilotsignals des CDMA-Systems und eines Fehlerbetrags, wobei der Fehlerbetrag eine Differenz (18) zwischen einer Amplitude eines geschätzten Pilotsignals und einer bekannten Amplitude des bekannten Pilotsignals (GAp) ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des adaptiven Einstellens folgendes umfaßt: Erzeugen des Fehlersignals im Frequenzbereich, um eine Differenz des entzerrten Empfangssignals von dem bekannten Pilotsignal darzustellen; und Anwenden einer Schrittgrößenmatrix auf das Fehlersignal, um die Menge von Frequenzbereichsgewichten zu erzeugen, wobei die Schrittgrößenmatrix einen jeweiligen Betrag zur Einstellung jedes Gewichts der Menge von Frequenzbereichsgewichten auf der Basis eines Empfangssignal-Spektrums im Frequenzbereich bereitstellt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Erzeugens folgendes umfaßt: Schätzen einer Pilotsymbolamplitude aus dem entzerrten Empfangssignal im Frequenzbereich; Bestimmen einer Amplitudendifferenz zwischen der geschätzen Pilotsymbolamplitude und der bekannten Amplitude des bekannten Pilotsignals als den Fehlerbetrag; Multiplizieren einer konjugierten Version (22) des Empfangssignals im Frequenzbereich mit dem bekannten Pilotsignal im Frequenzbereich, um eine Fehlerrichtung zu erhalten; und Multiplizieren des Fehlerbetrags und der Fehlerrichtung, um das Fehlersignal zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 3, ferner umfassend: Bestimmen der Schrittgrößenmatrix gemäß dem folgenden Ausdruck
wobei r das Empfangssignal im Zeitbereich ist, diag(•) eine Diagonalmatrix bedeutet, β eine Vergeßfaktorkonstante ist und μ eine Schrittgröße des Typs LMS bzw. Least Mean Square ist.
Verfahren nach Anspruch 2, ferner umfassend: Bestimmen der Schrittgrößenmatrix gemäß dem folgenden Ausdruck
wobei r das Empfangssignal im Zeitbereich ist, diag(•) eine Diagonalmatrix bedeutet, β eine Vergeßfaktorkonstante ist und μ eine Schrittgröße des Typs LMS bzw. Least Mean Square ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste Umsetzschritt einen Vektor y_j eines Empfangssignals r₁ und des vorherigen Empfangssignals r_j-1 umsetzt, mit
wobei das Empfangssignal r₁ und das vorherige Empfangssignal r_j-1 jeweils E Elemente aufweisen; der Schritt des Entzerrens ein Produkt des Vektors y_j und der Menge von Gewichten berechnet, um einen Vektor z mit 2E Elementen zu erzeugen; und der zweite Umsetzschritt zweite E der 2E Elemente in dem Vektor z in den Zeitbereich umsetzt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das CDMA-System ein CDMA-System mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO) mit einem mit jeder Sendeantenne zugeordneten bekannten Pilotsignal ist, der erste Umsetzschritt mehrere Empfangssignale im Zeitbereich in Empfangssignale im Frequenzbereich umsetzt; und für jedes bekannte Pilotsignal der Schritt des Entzerrens die Empfangssignale im Frequenzbereich unter Verwendung einer Menge von mit jedem Empfangssignal assoziierten Frequenzbereichsgewichten entzerrt; und das Verfahren ferner folgendes umfaßt: Kombinieren der entzerrten Empfangssignale; und wobei der zweite Umsetzschritt das kombinierte entzerrte Empfangssignal im Frequenzbereich in ein kombiniertes entzerrtes Empfangssignal im Zeitbereich umsetzt; und der Schritt des adaptiven Einstellens die Menge von mit jedem Empfangssignal assoziierten Frequenzbereichsgewichten adaptiv mit einer Symbolrate des Empfangssignals im Zeitbereich auf der Basis eines Fehlersignals einstellt, das produziert wird durch Multiplizieren einer konjugierten Version (22) des Empfangssignals im Frequenzbereich, einer Frequenzbereichsdarstellung des assoziierten bekannten Pilotsignals und eines Fehlerbetrags, wobei der Fehlerbetrag eine Differenz zwischen einer Amplitude eines geschätzten assoziierten Pilotsignals und einer bekannten Amplitude des assoziierten bekannten Pilotsignals ist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des adaptiven Einstellens für jedes bekannte Pilotsignal folgendes umfaßt: Erzeugen des mit jedem Empfangssignal assoziierten Fehlersignals; und Anwenden einer Schrittgrößenmatrix auf das Fehlersignal, um die Menge von Frequenzbereichsgewichten zu erzeugen, wobei die Schrittgrößenmatrix einen jeweiligen Betrag zur Einstellung jedes Gewichts der Menge von Frequenzbereichsgewichten auf der Basis eines Empfangssignal-Spektrums im Frequenzbereich bereitstellt.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Schritt des Anwendens folgendes umfaßt: Bestimmen der Schrittgrößenmatrix D als D = μ(ÜD)–1,mit
Pi,n(j + 1) = (1 – β)Pi,n(j) + βdiag(y i ⊙ y n)wobei N die Anzahl der Empfangsantennen ist, die Indizes i und n jeweils eine bestimmte Empfangsantenne indizieren, für eine Antenne j y j = FFT(yj),
ist, r_j ein aktuelles Empfangssignal im Zeitbereich ist, r_j-1 ein vorheriges Empfangssignal im Zeitbereich ist, diag(•) eine Diagonalmatrix bedeutet, β eine Vergeßfaktorkonstante ist und μ eine Schrittgröße des Typs LMS bzw. Least Mean Square ist.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend: Anwenden eines LMS- bzw. Least-Mean-Squares-Algorithmus auf ein empfangens CDMA-Signal im Frequenzbereich, wobei der LMS-Algorithmus mit der Menge von Frequenzbereichsgewichten assoziiert ist.