DE69727476T2

DE69727476T2 - Verfahren und vorrichtung zur interferenzunterdrückung mit verschiedenen strahlen, polarisationen und phasenreferenzen

Info

Publication number: DE69727476T2
Application number: DE69727476T
Authority: DE
Inventors: James Karl MOLNAR; Edward Gregory BOTTOMLEY; Thomas ÖSTMAN
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-04-19
Filing date: 1997-04-14
Publication date: 2004-12-23
Anticipated expiration: 2017-04-15
Also published as: KR20000005543A; ID19673A; EP0894367B1; AU725189B2; AU2672197A; DE69727476D1; US6081566A; CA2251843A1; WO1997040588A1; TW326114B; JP2000509575A; EP0894367A1; AR008590A1

Description

HINTERGRUND
Die vorliegende Erfindung betrifft das Verarbeiten von Funkkommunikationssignalen zum Versetzen der Wirkungen eines Mehrfachpfadschwundvorgangs, der zeitlichen Streuung und einer Kanalinterferenz. Die Erfindung betrifft speziell das Ausführen der oben identifizierten Signalverarbeitung unter Verwendung von Signalen, die anhand einer Vielzahl unterschiedlicher Antennenentwürfe abgeleitet sind, oder unter Verwendung von Signalen, die in Gleichphasen und Quadraturkomponenten separiert sind.
Bei einem praktischen Funkkommunikationssystem existieren allgemein eine Zahl von Phänomenen gleichzeitig, die die Qualität der übertragenen Signale verschlechtern. Unter den schwierigsten Phänomenen befinden sich ein flacher Schwundvorgang, eine Zeitstreuung und eine Kanalinterferenz.
Ein flacher Schwundvorgang und eine Zeitstreuung sind Mehrfachpfadeffekte, bewirkt durch die Interferenz eines übertragenen Hauptsignals und von dessen Reflektionen und Echos (die durch das umgebende Terrain bewirkt sein können). Sind Pfadlängen relativ klein, so liegen die Mehrfachsignale, die bei dem Empfänger ankommen, alle bei nahezu der selben Zeit. Dies Signale addieren sich entweder konstruktiv oder destruktiv, unter Ausbildung eines flachen Schwundvorgangs mit einer Rayleigh-Verteilung. Sind die Pfadlängen relativ lang, so wird das Übertragungsmedium als Zeitdispersiv betrachtet, und die addierten Signale können als Echos des übertragenen Signals betrachtet werden. Die Echos werden in Hinblick auf den Hauptstrahl verzögert. Eine Zeitstreuung gibt Grund für eine Zwischensymbolinterferenz (ISI, Englisch intersymbol interference).
Die Kanalinterferenz entsteht aufgrund des Vorliegens von Quellen, die nicht orthogonal zu dem gewünschten Signal sind. Nicht orthogonale Signale oder Interferenz ergeben sich oft anhand von Funkstellen, die mit der selben Frequenz arbeiten (d. h., Gleichkanalinterferenz) oder anhand von Funkstellen, die bei benachbarten Frequenzbändern arbeiten (d. h., Interferenz-angrenzende Kanäle). Nicht orthogonale Signalquellen werden als Störer referenziert.
Das Schwinden kann durch Bereitstellen mehrere Empfangsantennen gelindert werden, und durch Einsatz irgendeiner Form eines Diversity-Kombinieres, wie ein Selektives Kombinieren, ein Kombinieren mit gleichem Gewinn oder ein Kombinieren mit maximalem Verhältnis. Diversity erzielt einen Vorteil aufgrund der Tatsache, dass das Schwinden der unterschiedlichen Antenne nicht derselbe ist, so dass dann, wenn bei einer Antenne ein Signal mit Schwundvorgang vorliegt, Chancen bestehen, dass dies bei der anderen Antenne nicht der Fall ist. Es sei verwiesen auf Mobile Communications Design Fundamentals von William C. Y. Lee, Howard W. Sams & Co., Indiana, USA. Im Abschnitt 3.5.1 dieses Buches sind mehrere Beispiele angegeben, die beschreiben, wie die Signale von zwei Empfängerverstärkern mit getrennten Antennen kombiniert werden können, um einem Schwundvorgang entgegen zu wirken.
Die zeitliche Streuung lässt sich vorteilhafterweise unter Verwendung eines Entzerrers korrigieren. In dem Fall einer digitalen Signalmodulation lässt sich ein Entzerrer mit einer Maxiumlikelihood-Folgeschätzung (MLSE) verwenden, wie beschrieben in Digital Communications, zweite Auflage, von John G. Proakis, Mc-Graw Hill Book Company, New York, New York, USA, 1989. In dem Abschnitt 6.7 dieses Buches sind zahlreiche Verfahren zum Detektieren von Signalen beschrieben, die durch zeitliche Streuung gestört sind, oder durch Zwischensymbolinterferenz (ISI), unter Verwendung einer MLSE-Entzerrung.
Der Einfluss einer Kanalinterferenz lässt sich durch Einsatz von Feldverarbeitungstechniken mit mehreren Antennen reduzieren. Beispielsweise kann eine adaptive Strahlformung zum "Lenken" einer Null des Antennenmusters entlang der Richtung eines Störers verwendet werden.
Seit kurzem sind Verfahren vorgeschlagen, die insbesondere die Probleme des Mehrfachpfad-Schwundvorgangs und der Interferenz lösen. In dem US-Patent 5,191,598 für Backström et al., wird beispielsweise das Problem der genauen Detektion von Signalen bei Vorliegen eines flachen Schwundvorgangs und einer zeitlichen Streuung unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus mit einer Übertragungsfunktion, die für jede Antenne geschätzt ist, überwunden. Ein anderes Verfahren zum genauen Detektieren von Signalen bei dem Vorliegen eines flachen Schwundvorgangs und eine Interferenz wurde präsentiert in IEEE Transactions on Vehicular Technology, Band 42, Nr. 4, November 1993, J. H. Winters: "Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays in the Digital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading".
Das US-Patent 5,499,272 für Bottomley offenbart ferner ein Beispiel eines Diversity-Empfängers für Signale mit Mehrfachpfadzeitstreuung. Das System verarbeitet eine Vielzahl von Diversity-Zweigen zum Erzeugen komplexer Empfangsdatenabtastwerte und einer Synchronisationsinformation.
Obgleich die oben beschriebenen Techniken in großem Umfang die Signalqualität verbessern, verbleibt Raum für Verbesserung. Das Miteinbeziehen getrennter Verarbeitungsmodule zum getrennten Adressieren des Schwundvorgangs, der zeitlichen Streuung und der Interferenz führt zu Kosten und Komplexität bei der Einrichtung.
Ferner können Algorithmen (beispielsweise der von Viterbi) nicht kostenwirksam eine große Zahl von Diversity-Zweigen handhaben. Es wäre wünschenswert, irgendeine Vorgehensweise zum Auswählen einer kleineren Zahl von Diversity-Zweigen bereitzustellen, vor dem Ausführen der Interferenzzurückweisung und der Diversity-Kombinierung, zum Reduzieren der Rechenkomplexitäten der Hardwareanforderungen an den Empfänger.
Schließlich leisten die oben beschriebenen Techniken nicht das Bereitstellen eines Empfängerentwurfs, der einfach an eine Vielzahl von Antennenkonfigurationen angepasst werden kann, beispielsweise wie phasengesteuerte Antennenanordnungen oder Antennen zum Erzeugen von Signalen mit unterschiedlichen Polarisierungen. Es wäre wünschenswert eine Technik bereitzustellen, zum Reduzieren der Signalübertragung, die eine große Vielzahl an Antennenkonfigurationen erfasst. Es gibt eine weitergehende Anforderung zum Reduzieren der schädlichen Wirkungen der Signalübertragung der Situation, in der die Gleichphasenquadraturkomponenten der Interferenz korreliert sind.
ZUSAMMENFASSUNG
Demnach ist eine beispielhafte Aufgabe der Erfindung das Ausführen einer Interferenzzurückweisungs-Kombination zum gemeinsamen Versetzen der Wirkungen eines flachen Schwundvorgangs, einer zeitlichen Streuung und einer Kanalinterferenz.
Es ist eine weitere beispielhafte Aufgabe der vorliegenden Erfindung zum Ausführen einer Interferenzzurückweisungs-Kombination in einer Weise, die unterschiedliche Antennenentwürfe erfasst, beispielsweise Antennen zum Erzeugen von Signalen mit unterschiedlichen Polarisierungen.
Es ist eine weitere beispielhafte Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Interferenzzurückweisungs-Kombination für Funkkommunikationssignale auszuführen, die in Gleichphasenquadraturkomponenten separiert sind.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Reduzieren der Wirkungen eines Signalschwundvorgangs, einer zeitlichen Streuung und einer Interferenz in einem Funkkommunikationssystem geschaffen, unter Verwendung einer Technik zum Schätzen eines Kanalabschnitts, zum Schätzen von Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften und zum Bilden von Zweigmetriken, enthaltend die Schritte:

(a) Empfangen eines Funksignals bei zumindest einem Antennenelement zum Repräsentieren einer Übertragungssymbolsequenz;
(b) Verarbeiten des Funksignals zum Erzeugen empfangener Signalabtastwerte für die mindestens eine Antenne;
(c) Schätzen eines Kanalabgriffs für die zumindest eine Antenne zum Erzeugen einer Kanalabgriffschätzung;
(d) Schätzen skalarer Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den empfangenen Signalabtastwerten zum Erzeugen einer Schätzung von skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften;
(e) Bilden skalarer Zweigmetriken; und
(f) Einsetzen der skalaren Zweigmetriken in einem Sequenzschätzalgorithmus zum Schätzen der übertragenen Symbolsequenz;

Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein Gerät zum Reduzieren der Wirkungen eines Signalschwundvorgangs, einer zeitlichen Streuung und einer Interferenz in einem Funkkommunikationssystem unter Verwendung einer Schätzung eines Kanalabschnitts, von Schätzbeeinträchtigungs-Korrelationseigenschaften und unter Bildung von Zweigmetriken geschaffen, enthaltend:
eine Vorrichtung zum Empfangen eines Funksignals an zumindest einem Antennenelement zum Darstellen einer übertragenen Symbolsequenz;
eine Vorrichtung zum Verarbeiten des Funksignals zum Erzeugen empfangener Signalabtastwerte für die zumindest eine Antenne;
eine Vorrichtung zum Schätzen eines Kanalabgriffs für die zumindest eine Antenne zum Erzeugen einer Kanalabgriffschätzung;
eine Vorrichtung zum Schätzen skalarer Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den Funksignalabtastwerten zum Erzeugen einer Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften;
eine Vorrichtung zum Bilden skalarer Zweigmetriken; und
eine Vorrichtung zum Einsetzen der skalaren Zweigmetriken in einem Sequenzschätzalgorithmus zum Schätzen der übertragenen Symbolsequenz;
dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zum Bilden skalarer Zweigmetriken eine Vorrichtung zum Bilden skalarer Zweigmetriken in einem Skalarzweigmetrikprozessor enthält, unter Verwendung der empfangenen Signalabtastwerte, der Kanalabgriffschätzungen und der Skalarschätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, sowie eine Vorrichtung zum Separieren der empfangenen Signalabtastwerte in gleichphasige und Quadratur Komponenten und zur Verarbeiten dieser Komponenten so, als ob ihr Ursprung die zwei jeweiligen Skalarkanäle sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich unmittelbar für den Fachmann anhand der folgenden schriftlichen Beschreibung bei Heranziehung im Zusammenhang mit der Zeichnung, in der gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente bezeichnen; es zeigen:
1 eine beispielhafte Darstellung eines digitalen Funkkommunikationssystems;
2 eine beispielhafte Darstellung eines Empfängerprozessors und einer Übertragungsfunktion unter Verwendung eines Vektorzweigmetrikprozessors;
3 eine beispielhafte Darstellung einer Übertragungsfunktion;
4 eine beispielhafte Darstellung eines Vektormetrikprozessors;
5 eine beispielhafte Darstellung eines adaptiven Vektorschätzers für die Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften;
6 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform, bestehend aus vertikalen und horizontalen Antennenelementen mit einem einzelnen festen Strahlformungsprozessor;
7 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform, bestehend aus vertikalen und horizontalen Antennenelementen mit getrennten festen Strahlformungsprozessoren für die vertikalen und horizontalen Elemente;
8 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform, bestehend aus vertikalen und horizontalen Antennen ohne festen Strahlformungsprozessor;
9 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform eines Zweigauswahlprozessors, der N Antennensignale aus M (N ≤ M) möglichen Signalen auswählt, auf der Grundlage irgendeines Signalqualitätsmaßes;
10 eine beispielhafte Darstellung eines Empfängerprozessors und einer Übertagungsfunktion gemäß der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Skalarzweigmetrikprozessors;
11 eine beispielhafte Darstellung eines Skalarzweigmetrikprozessors gemäß der vorliegenden Erfindung; und
12 eine beispielhafte Darstellung eines skalaren Korrelationsschätzers gemäß der vorliegenden Erfindung;
13 eine beispielhafte Darstellung einer Ausführungsform unter Einsatz einer Vielzahl von Zweigmetrikprozessoren.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In der folgenden Beschreibung sind für den Zweck der Erläuterung und ohne Einschränkung spezifische Details herausgestellt, wie bestimmte Schaltungen, Schaltungskomponenten, Techniken etc., zum Erzielen eines gründlichen Verständnis der Erfindung. Jedoch erkennt der Fachmann, dass sich die vorliegende Erfindung in anderen Ausführungsformen praktisch umsetzen lässt, die von den spezifischen Details abweichen. Für andere Beispiele sind detaillierte Beschreibungen allgemein bekannter Verfahren, Einrichtungen und Schaltungen weggelassen, um nicht die Beschreibung der vorliegenden Erfindung mit unnötigem Detail unklar zu machen.
A. Beschreibung einer bekannten Ausführungsform, wie offenbart in unserem früheren Patent WO 96/04738, mit zwei Antennen und einem Zweigmetrikprozessor
Ein Funksender- und Empfängersystem für ein Funkkommunikationssystem ist schematisch in 1 dargestellt. Das Funkkommunikationssystem kann unter Verwendung von Vielfachzugriff in Frequenzmultiplex (FDMA), Vielfachzugriff in Zeitmultiplex (TDMA) oder Vielfachzugriff in Codemultiplex (CDMA), oder irgendeiner Kombination hiervon arbeiten. Ein Sender hat einen Digitalsymbolgenerator 102, der ein informationsführendes Signal 101 empfängt, und er erzeugt eine entsprechende digitale Symbolfolge S. Die Symbolfolge S wird einer Digital-zu-Analog-(D/A)-Umsetzung, einer Modulation und einem Pulsformungsfilter sowie einer Verstärkung unterzogen, und es wird als analoges Signal Y durch den Digitalsender 103 gemäß bekannten Techniken übertragen.
Zusätzlich zu thermischem Rauschen kann ebenso ein Störer 108 existieren, der ein Signal X überträgt, das nicht orthogonal zu dem Signal Y sein kann. Die Signale Y und X gelangen über getrennte Funkkanäle und sie werden bei den Antennen 104 mit einer Zahl D abgefangen.
Funkeinheiten 105 bewirken ein Verstärken, Abwärtsumsetzen und Filtern der empfangenen Signale gemäß bekannten Verfahren zum Erzeugen von Analogsignalen. Jedes Analogsignal ist mit einem Analog-zu-Digital-(A/D)-Umsetzer 106 gekoppelt, der das Analogsignal in einem empfangenen Signalabtaststrom r_d(kT_S) umsetzt, wobei T_S eine Abtastperiode ist, das Referenzzeichen k ein ganzzahliger Zählwert ist, und der Index d anzeigt, dass das Signal von der d-ten Antenne ankommt, 1 ≤ d ≤ D. Die Abtastperiode T_S kann weniger sein als die Symbolperiode T. Die empfangenen Signalabtastströme werden in dem Prozessor 107 gesammelt, der diese Ströme zum Erzeugen einer Schätzung des übertragenen digitalen Symbolstroms erzeugt, S ^. Bei späteren Beschreibungen wird die Übertragungsfunktion 109 verwendet, um auf den Signalpfad über den digitalen Sender 103, den Funkübertragungskanal (in 1 nicht gezeigt), die Antennen 104, die Funkeinheiten 105 und die A/D-Einheiten 106 gemeinsam Bezug zu nehmen.
Die Verarbeitungseinheit 107 ist detaillierter in 2 dargestellt, wo aus Gründen der Einfachheit die Zahl D der Antennen auf drei beschränkt ist: bezeichnet a, b und c. Die Verarbeitungseinheit 107 kann ein digitaler Signalprozessor (DSP) sein, beispielsweise ein TMS320C50, hergestellt durch Texas Instruments. Die Funktion der Verarbeitungseinheit 107 dient zum Erzeugen einer Schätzung des übertragenen digitalen Symbolstroms S ^, der genau der Symbolfolge S entspricht, die ursprünglich übertragen wurde.
Die Übertragungsfunktion 109 erzeugt die empfangenen Signalabtastströme r_a(kT_S), r_b(kT_S) und r_c(kT_S), die zu der Verarbeitungseinheit 107 gesendet werden, wo sie in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden. Die empfangenen Signalabtastströme r_a(kT_S), r_b(kT_S) und r_c(kT_S) sind mit einem Signalvorprozessor oder sync-Block 206 gekoppelt, wo die empfangenen Signalabtastströme mit bekannten Zeiteinteilungs-/Synchronisierfolgen korreliert werden, wie beispielsweise beschrieben von Giovanna et al. "Fast Adaptive Equalizers for Narrow-Band TDMA Mobile Radio", IEEE Transactions on Vehicular Technology, Band 40, Nr. 2, Mai 1991, Seiten 392–404. Für den Fall einer symbolbeabstandeten Demodulation führt dann, wenn die Abtastperiode T_S kleiner ist als die Symbolperiode T, der Signalvorprozessor 206 eine Dezimierung der empfangenen Signalabtastströme r_a(kT_S), r_b(kT_S) und r_c(kT_S) aus, zum Erzeugen eines Abtastwerts pro Symbol bezeichnet jeweils mit r_a(n), r_b(n) und r_c(n). Für den Fall einer teilbeabstandeten Demodulation wird mehr als ein Abtastwert pro Symbol erzeugt.
Schätzschaltungen 202a, 202b und 202c erzeugen Kanalabtastschätzungen c_a(τ), c_b(τ) und c_c(τ), die zum Modellieren eines einer bestimmten Antenne zugewiesenen Funkübertragungskanal verwendet werden. Anfängliche Kanalabtastschätzwerte lassen sich anhand von sync-Korrelationswerten oder einer Minimumquadratschätzung gemäß bekannten Techniken erhalten. Ist der Kanal einzustellen bzw. zu verfolgen, so ist es typisch, empfangene Daten und Versuchssymbol-Schätzwerte zu verwenden, die in dem Folgeschätzprozessor 204 erzeugt werden. Eine Kanalverfolgung ist für den Fachmann bekannt und beispielsweise diskutiert in Digital Communications, 2-te Auflage von Proakis, wie zuvor erwähnt, und von A. P. Clark und S. Hariharan, "Adaptive Kanalschätzwerte für eine RF Funkverbindung", IEEE Transactions on Communications, Band 37, Seiten 918–926, September 1989. Die Kanalabgriffsschätzwerte c_a(τ), c_b(τ) und c_c(τ) werden mit dem Eingang des Arithmetikprozessors 203 gekoppelt.
Gekoppelt mit dem Zweigmetrikprozessor 203 ist ebenso eine Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, erhalten von einem Beeinträchtigungskorrelationsschätzer 207. Die Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften enthält Information im Hinblick auf die Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den Empfangsantennen 104. Der Beeinträchtigungskorrelationsschätzer nützt Beeinträchtigungsprozessschätzwerte zum Aktualisieren und möglicherweise zum verfolgen der Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, was weiter detailliert in dem nachfolgenden Text und den Figuren diskutiert wird.
Der Zweigmetrikprozessor 203 nützt empfangene Signalabtastwerte r_a(n), r_b(n) und r_c(n), Kanalabgriffschätzwerte c_a(τ), c_b(τ) und c_c(τ) und den Schätzwert der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Bilden der Pfadmetrik M_h(n). Diese Pfadmetrik wird beispielsweise in einem Folge- bzw. Sequenzschätzprozessor 204 zum Entwickeln von Versuchs- und abschließenden Schätzwerten der übertragenen Symbole verwendet.
Die Übertragungsfunktion 109 ist detaillierter in 3 dargestellt, wo aus Gründen der Einfachheit die Zahl der Störer auf 1 begrenzt ist. Es ist für den Fachmann erkenntlich, dass die vorliegende Erfindung ebenso für den Fall verwendet werden kann, wo es zwei oder mehr Störer gibt. Die Übertragungsfunktion 109 beginnt mit dem Signalpfad für die Symbolfolge S über dem digitalen Sender 103, der ein analoges Signal Y überträgt. Das Analogsignal Y breitet sich über einen getrennten Funkübertragungskanal zu jeder der drei Empfangsantennen aus: Funkkanal 301a zu der Empfangsantenne 104a, Funkkanal 301b zu der Empfangsantenne 104b und Funkkanal 301c zu der Empfangsantenne 104c. Ebenso breitet sich das Interferenzsignal X über drei andere getrennte Funkkanäle 302a–302c jeweils zu den Empfängerantennen 104a–104c aus. Die Funkkanäle 301a–301c und 302a–302c können einen Schwundvorgang und eine Zeitstreuung einführen. Allgegenwärtige Rauschprozesse n_a–n_c werden ebenso jeweils durch die Empfängerantennen 104a–104c empfangen. Jede Antenne 104a–104c ist mit einer Funkeinheit 105a–105c gekoppelt, die jeweils ein Verstärken, Abwärtsumsetzen und Filtern der Empfangssignale bewirkt, gemäß den bekannten Verfahren, zum Erzeugen eines Analogsignals. Jedes Analogsignal wird mit einem Analog-zu-Digital-(A/D)-Umsetzer 106a–106c gekoppelt, der ein Umsetzen der Analogsignale in den empfangenen Signalabtastströmen r_a(kT_S), r_b(kT_S) und r_c(kT_S) bewirkt. Ein Verfahren zum Umsetzen von Analog-zu-Digital ist die Anwendung einer Log-Polarsignalverarbeitung, wie beschrieben in dem US-Patent 5,048,059 für Dent. Für die nachfolgende Verarbeitung wird eine Umsetzung von Log-Polar zu rechteckförmigen Abtastwerten ausgeführt, sodass beispielsweise I- und Q-Abtastwerte verwendete werden, die manchmal als komplexe Abtastwerte bezeichnet werden. Durch Verwendung einer Log-Polarsignalverarbeitung am Anfang, kann ein begrenzender Empfänger verwendet werden, der Signalstärken und Phasenabtastwerte bereitstellt, und eine adaptive Gewinnsteuerung kann einfach ausgebildet werden.
In einem MLSE-Entzerrer werden unterschiedliche mögliche Übertragungssymbolsequenzen S betrachtet. Bei einer Implementierung werden hypothetische Symbolwerte s_h(n) durch Kanalabgriffsschätzwerte c_a(τ), c_b(τ) und c_c(τ) gefiltert, zum Erzeugen hypothetischer empfangener Abtastwerte r_a,h(n), r_b,h(n) und r_c,h(n) für jede Antenne. Die Unterschiede zwischen den hypothetischen r_a,h(n) – r_c,h(n) und den tatsächlichen r_a(n) – r_c(n) empfangenen Signalabtastströme, bezeichnet als hypothetische Fehler, geben einen Hinweis darauf, wie gut eine bestimmte Hypothese ist. Die quadrierte Größe des hypothetischen Fehlers wird als Metrik zum Bewerten einer bestimmten Hypothese verwendet. Die Metrik wird für unterschiedliche Hypothesen akkumuliert, für die Anwendung bei der Bestimmung, welche Hypothese besser ist, unter Verwendung des Sequenzschätzalgorithmus. Dieser Prozess lässt sich wirksam unter Verwendung des Viterbi-Algorithmus realisieren, der aus der dynamischem Programmierung bekannt ist. Eine Beschreibung des Viterbi-Algorithmus findet sich in Forney, G., "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, Band 61, Seiten 268–278, März 1973. Für einen Fachmann ist ersichtlich, dass sich ebenso andere Sequenzschätzalgorithmen, beispielsweise der M-Algorithmus, verwenden lassen.
In einem MLSE-Entzerrer gibt es Zustände in Zuordnung zu unterschiedlichen Symbolsequenzhypothesen s_h(n). Bei einer gegebenen Iteration gibt es vorangehende Zustände: jeder zugeordnet zu einer akkumulierten Metrik. Jede Paarung eines vorangehenden Zustands mit einem momentanen Zustand zu dem Ergebnis zu einer Zweigmetrik, M_h(n). Die Kandidatenmetrik für einen momentanen Zustand ist dann die Summe der Zweigmetrik M_h(n) und der vorangehenden akkumulierten Metrik. Für jeden momentanen Zustand wird der vorangehende Zustand, der die geringste Kandidatenmetrik ergibt, als der vorangehende Zustand ausgewählt, und die kleinste Kandidatenmetrik wird die akkumulierte Metrik für den momentanen Zustand. Für eine Metrikkombinierung, wie beschrieben in dem zuvor erwähnten US-Patent 5,191,598, lässt sich die Zweigmetrik ausdrücken zu: Mh(n) = [r(n) – Csh(n)]HD[r(n) – Csh(n)]wobei: r(n) = [ra(n) rb(n) rc(n)]
sh(n) = [sh(n) sh(n – 1) ...]
Die Kanalabgriffschätzwerte für jedes an der Antenne 104a–104c empfangene Signal werden jeweils durch c_a(τ), c_b(τ), c_c(τ) bezeichnet, mit τ als Verzögerung (d. h. τ = 0 ist der Hauptstrahl, τ = 1 ist das erste Echo etc.). N_t ist die Zahl der pro Antenne geschätzten Kanalabgriffe, und K_a, K_b, K_c sind jeweils Gewichtungskoeffizienten für die Antennen 104a–104c.
Dieses System erzielt einen Vorteil aufgrund der Tatsache, dass anhand des Gesichtspunkts einer Diversität und einer Entzerrung, die Beeinträchtigung (Interferenz + Rauschen) bei mehreren Empfangsantennen 104 oft bei irgendeinem spezifischen Zeitmoment korreliert sind, obgleich sie unkorreliert sein können. Durch Erweitern der Diversity-Kombinationstechniken zum Ausnützen dieser Korrelation werden signifikante Gewinne erzielt. Für ein optimales Leistungsvermögen kann ein Rausch- oder Dekorrelationsprozess angewandt werden, und die optimale Zweigmetrik kann die Inverse der Beeinträchtigungskorrelationsmatrix enthalten. Die optimale Zweimetrik M_h(n) gemäß der vorliegenden Erfindung ist: Mh(n) = [r(n) – C(n)sh(n)]HA(n)[r(n) – C(n)sh(n)] = eh H(n)A(n)eh(n)wobei: A(n) = R_zz(n)^–1, oder eine entsprechende Größe; R_zz(n) = E(z(n)z^H(n)) z(n) = [za(n) zb(n) zc(n)]T; eh(n) = r(n) – c(n)sh(n)
Die zeitvariante Natur des Kanals und der Beeinträchtigungskorrelation sind mit dem Zeitindex n bezeichnet. Die R_zz(n)-Matrix wird als Beeinträchtigungskorrelationsmatrix zu der diskreten Zeit, n, in Bezug genommen. Die A(n)-Matrix (d. h., die A-Matrix) ist die Inverse der R_zz(n)-Matrix oder eine entsprechende Größe wie die Adjundierte oder die Pseudoinverse. Für den Fachmann ist ersichtlich, dass R_zz(n) und A(n) spezifische Beispiele von Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften darstellen, von denen anderen Formen bekannt sind. Durchgehend für die nachfolgende Darstellung wird der Term A-Matrix generisch für eine Bezugnahme auf irgendeine Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften verwendet.
Die Beeinträchtigungen an den Antennen 104a–104c zur Zeit n werden jeweils bezeichnet durch z_a(n), z_b(n) und z_c(n). Für eine gegebene Hypothese ist e_h(n) eine Schätzung des Beeinträchtigungsprozesses. Wie oben gezeigt, ist die A-Matrix, A(n), die Inverse der Beeinträchtigungskorrelationsmatrix R_zz(n). Für den Fall einer nicht korrelierten Beeinträchtigung (d. h., kein Störer) reduziert sich die A-Matrix zu einer Diagonalmatrix D. Ist das Signal bekannt oder wird es korrekt detektiert, so ist die Beeinträchtigung gegeben durch: z(n) = r(n) – c(n)sdet(n)wobei: sdet(n) = [sdet(n) sdet(n – 1) ...]T
Es ist zu erwähnen, dass s_det(n) die bekannte oder detektierte Symbolfolge zur Zeit n ist.
Die Bestimmung der A-Matrix für die Anwendung in der vorliegenden Erfindung lässt sich auf ein vielfältige Weise ausführen, abhängig von der spezifischen Anwendung und dem erforderlichen Leistungsumfang. Die einfachste Vorgehensweise besteht in der Anwendung einer festen Gruppe von Werten für die A-Matrix, gespeichert in einem Speicher. Diese Werte hängen primär von der Konfiguration der Empfangsantennen und der eingesetzten Trägerfrequenzen ab. Eine alternative Vorgehensweise ist die Bestimmung der A-Matrix anhand von Synchronisationsinformation und in dem Halten der A-Matrixwerte in konstanter Weise zwischen der Synchronisation, oder anderen bekannten Feldern. Mit jedem neuen Auftreten des Synchronisierungsfelds kann die A-Matrix erneut berechnet werden, mit oder ohne Anwendung der vorangehenden A-Matrixwerte. Eine andere alternative Vorgehensweise besteht in der Verwendung der Synchronisationsfelder zum Initialisieren oder Verbessern der A-Matrixwerte und anschließend in der Anwendung von Entscheidungen, die anhand der Datenfeldsymbole ausgeführt werden, zum Verfolgen der A-Matrixwerte.
Weiterhin erfolgt eine Berücksichtigung für das Verfahren, das zum Verfolgen der A-Matrixwerte verwendet wird. Da die A-Matrix Informationen im Hinblick auf die Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den Antennen 104a, 104b und 104c enthält, können Standardschätzverfahren zum Schätzen der Korrelation und der inversen Korrelationsmatrizen verwendet werden. Unter Verwendung entweder bekannter oder detektierter Symbolwerte lassen sich Beeinträchtigungswerte erhalten, indem die Differenz zwischen den empfangenen Signalabtastströmen r_a(n)–r_c(n) und der hypothetischen empfangenen Signalabtastströme r_a,h(n)–r_c,h(n) herangezogen werden. Zu der Zeit n gibt dies einen Vektor von Beeinträchtigungswerten, bezeichnet mit z(n); einen Wert für jede Antenne. Hier entsprechen Elemente in dem Vektor unterschiedlichen Antennen 104. Eine unmittelbare Vorgehensweise zum Bilden der A-Matrix ist gegeben durch: R(n) = λR(n – 1) + Kz(n)zH(n) A(n) = R–1(n)
K ist eine Skalierungskonstante, typischerweise 1 oder √(1 – λ). Da R(n) eine Hermetische Matrix ist, muss lediglich ein Abschnitt der Matrixelemente berechnet werden.
Eine derartige unmittelbare Vorgehensweise weist eine relativ hohe Komplexität auf. Eine Vorgehensweise zum Reduzieren der Komplexität besteht in der Anwendung des Matrixinvernsionslemmas und der Aktualisierung der A-Matrix in direkter Weise gemäß:
wobei: p(n) = A(n – 1)z(n)
Da die A-Matrix hermetisch ist, ist es lediglich erforderlich, diejenigen Elemente in der Diagonale und entweder diejenigen Elemente oberhalb oder unterhalb der Diagonale zu berechnen.
Diese Techniken zum Schätzen und Nachführen der A-Matrix werden lediglich zum Zweck der Darstellung angegeben. Allgemein lässt sich die A-Matrix in einer Vielzahl von Vorgehensweisen ausdrücken und Schätzen, wie für den Fachmann erkenntlich ist. Beispielsweise sei verweisen auf das Buch von S. Haykin, Adaptive Filter Theorie, 2.Auflage, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J., 1991. Die vorliegende Erfindung kann auch auf das blinde Entzerrungsproblem angewandt werden, bei dem bekannte Synchronisierfolgen nicht vorliegen. In diesem Fall wird die A-Matrix in einer Weise ähnlich zu der Vorgehensweise geschätzt, wie der Kanal geschätzt wird. Bei einer ersten bekannten Ausführungsform wird ein Prozessor 107 mit einem Symbol beabstandeten (d. h., T-beabstandeten) Entzerrer vorgestellt, wo der Kanal über das Datenfeld nachzuführen bzw. zu verfolgen ist, oder über ein Bündel. Diese Ausführungsform ist auf das digitale zellulare System anwendbar, das durch die IS-136-Spezifikation definiert ist, die relativ lange TDMA-Datenbündel (6.67 Millisekunden) im Hinblick auf die Zeit aufweist. Für diese Ausführungsform ist der Zweigmetrikprozessor 203 detaillierter in 4 dargestellt, wo aus Gründen der Einfachheit die Zahl der Antennen weiter auf zwei beschränkt ist: bezeichnet mit a und b. Diese bestimmte Ausführungsform ist dahingehend nützlich, dass die Anwendung von zwei Empfangsantennen in vielen Zellularsystemen üblich ist, die bereits irgendeine Form einer Diversity-Kombination einsetzen. Wie zuvor dargelegt, ist es für den Fachmann ersichtlich, dass diese Ausführungsformen ebenso in dem Fall eingesetzt werden, wo es drei oder mehr Antennen gibt.
Die Beeinträchtigungskorrelationsmatrix R_zz und die inverse Beeinträchtigungskorrelationsmatrix A sind wie folgt definiert:
Die Variable p_aa bezeichnet die Beeinträchtigungsenergie, die bei der Antenne a empfangen wird, die Variable p_bb bezeichnet die Beeinträchtigungsenergie, die an der Antenne b empfangen wird. Die Matrixelemente abseits der Diagonalen sind die Kreuzkorrelationswerte: p_ab bezeichnet die Korrelation der Beeinträchtigung, empfangen an der Antenne a, mit dem Konjugierten von derjenigen, die an der Antenne b empfangen wird.
Die Zweigmetrik wird dann: Mh(n) = eh(n)HA(n)eh(n) = w⌊pbb|ea,h(n)|2 – 2Re{pabea,h(n)*eb,h(n)} + paa|eb,h(n)|2⌋wobei:
und ed,h(n) = rd(n) – rd,h(n)
Die Berechnung dieser Zweigmetrik ist schematisch in 4 dargestellt.
Ein Symbolfolgegenerator 410 erzeugt hypothetische Symbolfolgen s_h(n). Diese Folgen werden in Filtern 400 unter Verwendung von Kanalabgriffschätzwerten c_a(τ) und c_b(τ) für Antennen a und b gefiltert, zum Erzeugen jeweils von hypothetischen empfangenen Signalabtastwerten r_a,h(n) und r_b,h(n). Die hypothetischen empfangenen Signalabtastwerte r_a,h(n) werden von den tatsächlichen empfangenen Signalabtastwerten von der Antenne a, r_a(n) bei der Summierverbindung 401 zum Erzeugen eines Fehlersignals e_a,h(n) subtrahiert. Ähnlich werden hypothetische empfangene Signalabtastwerte r_b,h(n) von den tatsächlich empfangenen Signalabtastwerten von der Antenne b, r_b(n), in der Summierverbindung 402 zum Erzeugen eines Fehlersignals e_b,h(n) subtrahiert. Die Blöcke 403 bilden die quadrierten Größen der Fehlersignale e_a,h(n) und e_b,h(n). Die quadrierte Größe für das Fehlersignal e_a,h(n) wird bei der Verbindung 402 mit dem Multiplizierer m_aa multipliziert, und das Ergebnis wird zu der Summierverbindung 408 gekoppelt. Die quadrierte Größe für das Fehlersignal e_b,h(n) wird bei der Verbindung 407 mit dem Multiplizierer m_bb multipliziert, und das Ergebnis wird zu der Summierverbindung 408 gekoppelt. Schließlich bildet ein Multiplizierer 404 das Produkt von e_a,h(n) und e*_b,h(n), und das Produkt hiervon wird nachfolgend mit dem Multiplizierer m_ab in dem Multiplizierer 405 multipliziert, unter Bildung lediglich des Realteils. Das Ergebnis wird bei der Summierverbindung 408 subtrahiert, deren Ausgabe die Zweigmetrik M_h(n) ist. Die Multiplizierer m_aa, m_bb und m_ab stehen in Beziehung zu der Beeinträchtigungskorrelationsmatrix gemäß: maa = wpbb mbb = wpaa mab = 2wpab
Wie für den Fachmann erkenntlich, ist der Term w gemeinsam für die Zweigmetrikberechnung, und er lässt sich auf unterschiedliche Weise anwenden oder sogar weglassen, wenn der Nenner zu w den Wert Null erreicht.
Zur Zeit n werden die A-Matrixelemente aktualisiert zu: paa(n + 1) = λpaa(n) + |ea(n)|2K pab(n + 1) = λpab(n) + ea(n)eb(n)K pbb(n + 1) = λpbb(n) + |eb(n)|2K
K ist ein Skalierfaktor, der, wenn er gleich 1 ist, aus der Berechnung zum Reduzieren der Zahl der Berechnungsschritte weggelassen wird. K kann anhand von λ angeleitet werden, was ein so genannter "Vergessfaktor" ist.
Eine schematische Darstellung der Beeinträchtigungskorrelationsmatrixaktualisierung ist in 5 gezeigt. Versuchsweise detektierte Symbolwerte s_det(n) von dem Sequenzschätzprozessor 204 werden in Filtern 500 unter Verwendung von Kanalabgriffschätzwerten c_a(τ) und c_b(τ) von den Kanalabgriffschätzern 202 für Antennen a und b gefiltert, zum Erzeugen jeweils von erwarteten empfangenen Abtastwerten r_a,det(n) und r_a,det(n). Das Beeinträchtigungssignal z_a(n) wird durch Subtrahieren, in der Summierverbindung 501, von r_a,det(n) von den tatsächlich empfangenen Signalabtastwerten von der Antenne a, r_a(n) erzeugt. Ähnlich wird das Beeinträchtigungssignal z_b(n) durch Subtrahieren, in der Summierverbindung 502, von r_b,det(n) von den tatsächlich empfangenen Signalabtastwerten bei der Antenne b, r_b(n), erzeugt. Sind die versuchsweise detektierten Symbolwerte korrekt und sind die Kanalabgriffschätzwerte akkurat, so repräsentieren die Fehlersignale z_a(n) und z_b(n) die jeweils an den Antennen a und b empfangene Beeinträchtigung. Beeinträchtigungssignale z_a(b) und z_b(n) werden durch die Wurzel des Skalierungsfaktors K jeweils in den Multiplizierern 503 und 505 skaliert, zum Erzeugen skalierter Beeinträchtigungssignale, die jeweils zu den Blöcken 506 und 507 gekoppelt werden.
Die an der Antenne a empfangene Beeinträchtigungsenergie p_aa(n) wird in dem Multiplizierer 511 mit dem Vergessfaktor, λ, multipliziert, und in der Verbindung 510 mit der quadrierten Größe des skalierten Beeinträchtigungssignals von dem Block 506 summiert, zum Erzeugen der aktualisierten Beeinträchtigungsenergie p_aa(n + 1). Der Wert p_aa(n + 1) wird dann zum Überschreiben der Speicherstelle 515 der vorangehenden Beeinträchtigungsenergie p_aa(n) verwendet. Ähnlich wird die vorangehende Beeinträchtigungsenergie, empfangen bei der Antenne b, p_bb(n) in einem Multiplizierer 513 mit dem Vergessfaktor, λ, multipliziert, und in der Verbindung 512 mit der quadrierten Größe des skalierten Fehlersignals von dem Block 507 summiert, zum Erzeugen der aktualisierten Beeinträchtigungsenergie p_bb(n + 1), die zum Überschreiben der Speicherstelle 514 der vorangehenden Beeinträchtigungsenergie p_bb(n) verwendet wird. Zum Erzeugen der aktualisierten Beeinträchtigungskreuzkorrelation wird das skalierte Fehlersignal von dem Multiplizierer 503 mit der Konjugierten des skalierten Fehlersignals von dem Multiplizierer 505 in der Verbindung 504 multipliziert. Weiterhin wird die vorangehende Kreuzkorrelation p_ab(n), gespeichert in dem Speicher 516, mit dem Vergessfaktor in dem Multiplizierer 509 skaliert. Die Ausgabe der Verbindung 504 wird in der Summierverbindung 508 mit der Ausgabe des Multiplizierers 509 summiert, zum Bereitstellen der aktualisierten Kreuzkorrelation p_ab(n + 1). Wie zuvor wird der aktualisierte Wert p_ab(n + 1) zum Überschreiben des Speichers 516 des vorangehenden Werts p_ab(n) verwendet.
Es gibt typischerweise eine Verzögerung bei der Aktualisierung der Kanalabgriffschätzwerte, die ermöglicht, dass die versuchsweise detektierten Symbole zuverlässig werden. In dem US-Patent Nr. 5,164,962 von Gudmundson et al. wird diese Verzögerung vermieden, durch Verwenden eines Mehrfachkanalmodells: eines für jeden Zustand in dem Sequenzschätzprozessor 304. Mit den oben beschriebenen Ausführungsformen gibt es ebenso eine Verzögerung bei der Aktualisierung der A-Matrixgrößen. Es ist für den Fachmann erkenntlich, dass sich diese Verzögerung unter Verwendung von mehreren A-Matrizen vermeiden lässt; eine für jeden Zustand in dem Sequenzschätzprozessor 204.
B. Beschreibung einer ersten Ausführungsform
Einsatz eines Auswahlprozessors
Gemäß der folgenden Ausführungsform erfolgt das Anwenden einer Interferenzzurückweisung auf Signale, die den N unterschiedlichen Antennenelementen entsprechen, wobei die N Antennenelemente aus einer Zahl M ≥ N möglichen Antennensignalen ausgewählt sind. Zusätzlich können diese ausgewählten Antennenelementsignale über einen spezifischen Strahlformungsprozess geführt werden und/oder diese Signale können von Antennen kommen, die unterschiedliche Polarisierungen aufweisen. Als eine spezifische beispielhafte Ausführungsform werden drei unterschiedliche Fälle von Mehrfachelementempfangsantennen betrachtet, die die Anwendung horizontaler und vertikalen Polarisierungen anwenden. Jedoch können andere Typen orthogonaler Polarisierungen verwendet werden, beispielsweise plus und minus 45 Grad, oder rechts- und linkszirkular.
Unter Rückkehr zu 1 sei der spezifische Fall betrachtet, wo M Antennenelemente 104 Funksignale erzeugen. Nicht alle M-Signale enthalten für das übertragene Signal relevante Information. Ferner ist es wünschenswert, die Zahl der Diversity-Zweige zu reduzieren, die zu dem Prozessor 107 gesendet werden. Demnach ist es möglich, eine Gruppe von N-Signalen auszuwählen, die am meisten repräsentativ für eine übertragene Symbolsequenz ist.
Die durch den Prozessor 107 verarbeiteten und durch die M-Antennen/Antennenelemente generierten N-Kanäle sind in den 6 bis 9 beschrieben. Die 6 zeigt die erste Ausführungsform, wobei M gleichphasige Antennenelemente (die eine Kombination von sowohl horizontal als auch vertikal polarisierten Elementen sein können) abgehende Signale 6010 bis 6012, zunächst geführt werden über einen festen Strahlformungsprozessor 601, was zu M-Strahlraumsignalen 6020 bis 6021 führt. Die Antennenelemente dieser Ausführungsform sind typischerweise wechselseitig eng beabstandet (z. B. eine Hälfte einer Wellenlänge). Der Auswahlprozessor 602 wählt N- Strahlraumsignale 6022 bis 6023 für eine weitere IRC-Verarbeitung.
Die 7 zeigt eine Ausführungsform, bei der M gleichphasige Antennenelementsignale 7001 bis 7004 über zwei Strahlformungsprozessoren 701 und 702 geführt werden, jeweils einen für die vertikal und horizontal polarisierten Elemente. Die Signale 7001 bis 7002 entsprechen den vertikalen Antennenelementen, und sie werden durch 701 unter Abgabe von Ausgaben 7011 bis 7012 verarbeitet, während die Signale 7003 bis 7004 den horizontalen Antennenelementen entsprechen, und sie werden durch 702 unter Abgabe der Ausgaben 7021 bis 7022 verarbeitet. Die Signale 7011 bis 7012 und 7021 bis 7022 werden durch den Auswahlprozessor 703 verarbeitet, und N Ausgabesignale 7030 bis 7031 werden selektiert.
Die 8 zeigt eine Ausführungsform, die Sektorantennen verwendet, wobei die Antennen entweder vertikal oder horizontal polarisiert sein können. Die Antennensignale sind 8000 bis 8003, und sie werden durch den Auswahlprozessor 801 zum Erzeugen von N Ausgabesignalen 8010 bis 8011 verarbeitet. In dieser Ausführungsform können Antennen mit der selben Polarisierung physikalisch separiert sein (z. B. 10–20 Wellenlängen).
Für eine erneute Betrachtung sind die in den 6–8 gezeigten Ausführungsformen nicht auf die Anwendung von horizontalen und vertikalen Polarisierungen beschränkt. Wie erwähnt, lassen sich andere Typen von orthogonalen Polarisierungen verwenden, beispielsweise plus und minus 45 Grad, oder rechts- und linkszirkular. Ferner können bei der in 7 offenbarten Ausführungsform mehr als zwei Strahlprozessoren eingesetzt werden. Beispielsweise können unterschiedliche Strahlprozessoren zum Verarbeiten von Gruppen von Signalen zugewiesen sein, die von unterschiedlichen räumlich getrennten Gruppen von Antennenelementen ausgehen.
Die 9 zeigt eine Ausführungsform des Zweigauswahlprozessors. Jeder Eingangssignalzweig 9000 bis 9001 wird zunächst durch 901 bis 902 gefiltert und dann über irgendeine Signalqualitäts-Messeinrichtung 903 bis 904 geführt, die Messgrößen 9030 bis 9040 erzeugt, die zum Vergleichen der Signalqualität relativ zu anderen Signalen verwendet werden. Die M Signale 9010 bis 9020 werden zu dem Auswahlmultiplexer 905 gesendet, der die M-Signale (aus dem M) wählt, die die beste Messgröße 9030 bis 9040 haben. Das Messkriterium kann so definiert sein, dass es eine oder mehrere der vorliegenden Qualitäten repräsentiert: gemessene momentane Zweigenergie; gemessene mittlere Zweigenergie; Strahlmittenrichtung relativ zu der gewünschten Signalrichtung; Signalqualität, wie gemessen anhand des sync-Worts (gemessenes (S + N)/N). "S" bezeichnet eine Signalenergie, während "N" eine Beeinträchtigungsenergie bezeichnet.
Ferner kann die Auswahl darauf beschränkt sein, dass zumindest ein vertikal polarisiertes und ein horizontal polarisiertes Signal beibehalten wird. Beispielsweise führt die Auswahl eines horizontalen Strahls mit der maximalen Energie und des vertikalen Strahl mit der maximalen Energie zu der besten Ausführung in bestimmten Umständen (beispielsweise dem Vorliegen eines Rayleigh-Schwundvorgangs). Wiederum sei angemerkt, dass andere Typen von orthogonalen Signalen verwendet werden können.
Eine zusätzliche weitere Ausführungsform kann den Auswahlprozessor insgesamt überflüssig machen. In diesem Fall werden dem Prozessor 107 sämtliche M-Signale zugeführt, die von den Antennenelementen empfangen werden. Die Ausführungsform kann Antennenelemente einsetzen, die orthogonal polarisierte Signale erzeugen und/oder einen oder mehreren festen Strahlprozessor(en), wie oben diskutiert.
C. Beschreibung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit zumindest einer Antenne und einem skalaren Zweigmetrikprozessor
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Interferenzzurückweisung auf Signale angewandt, die unterschiedlichen Phasenreferenzen entsprechen.
Normalerweise werden die Gleichphasen- (I) und Quadratur- (Q) Komponenten des Basisbandsignals in ein komplexes Signal kombiniert. Jedoch müssen dann, wenn die Interferenz nicht rotationsmäßig invariant ist, dann die zwei Komponenten als separierte, skalare Empfangssignale behandelt werden. Beispielsweise sei verweisen auf B. Picinbono, "Zur Zirkularität", IEEE Trans. Sig. Proc., Band 42, Seiten 3473–3482, Dezember 1994.
Als spezifische Ausführungsform wird der Fall einer einzigen Empfangsantenne betrachtet, obgleich es für den Fachmann offensichtlich ist, wie mehrere Empfangsantennen, Strahlen oder Polarisierungen miteinbezogen würden. Mit einer einzigen Empfangsantenne werden komplexe Empfangsabtastwerte r(n) in gleichphasige Abtastwerte I(n) und Quadraturabtastwerte Q(n) aufgeteilt. Diese zwei Abtastströme werden so behandelt, als ob sie von zwei skalaren Kanälen kommen würden. Die neue Zweigmetrik ist dann Mh(n) = vTh (n)A(n)vh(n)wobei: vh(n) = [vh,r(n) vh,Q(n)]T = [Re{eh(n)} Im{eh(n)}]T eh(n) = r(n) – c(n)sh(n) c(n) = [c(0; n) c(1; n) ... c(Nt – 1; n)] sh(n) = [sh(n) sh(n – 1) ... sh(n – Nt + 1)]T A(n) = R–1ww (n) Rww(n) = E{w(n)wT(n)} w(n) = [Re{z(n)} Im{z(n)}]T
Zudem ist z(n) die komplexe, additive Beeinträchtigung. Die Hochstellung "T" bezeichnet die Transponierte. Der Vektor w(n) ist der entsprechende skalare Beeinträchtigungsvektor. Die Kanalabgriffschätzwerte werden zu c(τ) bezeichnet, und es gibt N_t von diesen. Die reellen Matrizen A(n) und R –1 / ww(n) sind spezifische Beispiele skalarer Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, von denen andere Formeln bekannt sind. Durchgehend über die nachfolgende Darstellung wird der Begriff A-Matrix als generischer Term für eine Bezugnahme auf jede Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften verwendet.
Die A-Matrix lässt sich gemäß zahlreichen Vorgehensweisen schätzen und verfolgen. Ein Weg besteht in der Bildung von Beeinträchtigungsabtastwerten z(n), durch Subtrahieren erwarteter Empfangsabtastwerte von den tatsächlichen empfangenen Abtastwerten. Der skalare Beeinträchtigungsvektor w(n) ist dann durch die oben angegebene Gleichung vorgegeben. Eine unmittelbare Vorgehensweise zum Bilden der A-Matrix ist gegeben durch: Rww(n) = λRww(n – 1) + w(n)wT(n) A(n) = R–1ww (n)
Zum Reduzieren der Komplexität kann das Matrixinversionslemma verwendet werden, sodass sich die A-Matrix direkt aktualisieren lässt zu:
p(n) = A(n – 1)w(n)
Da die A-Matrix symmetrisch ist, müssen lediglich Elemente auf der Diagonalen und oberhalb derselben berechnet werden.
Für den Fall eines Empfangskanals lässt sich die Zweigmetrik ausdrücken zu: Mh(n) = mII(vh,I(n))2 + mQQ(vh,Q(n))2 + mIQvh,I(n)vh,Q(n)
Weiterhin lassen sich die Beeinträchtigungskorrelationen schätzen unter Verwendung von: pII(n + 1) = λpII(n) + v2I (n) pQQ(n + 1) = λpQQ(n) + v2Q (n) pIQ(n + 1) = λpIQ(n) + vI(n)vQ(n) wobei v_I(n) und v_Q(n) die Real- und Imaginärteile einer Beeinträchtigungsabtastschätzung sind.
Mit diesen Schätzwerten lassen sich die Kombinationsgewichte berechnen zu: mII = KpII(n) mQQ = KpQQ(n) mIQ = –2KpIQ(n)
Idealerweise wäre der Skalierungsfaktor K gegeben durch:
Jedoch sind andere Werte möglich, einschließlich dem Wert 1, so dass keine Skalierung erforderlich ist.
Die Ausführungsform gemäß der Erfindung ist durch den in 10 angegebenen Prozessor dargestellt. Nach der Funkverarbeitung und der anfänglichen Analog-zu-Dital-Umsetzung (nicht gezeigt), wird das empfangene Signal zu einem Signalvorprozessor oder sync-Block 1002 gekoppelt, wo Zeiteinteilungs- und Synchronisierinformation bestimmt wird, und Erzeugung synchronisierter komplexer empfangener Abtastwerte r(n). Der Kanalabgriffschätzer 1004 erzeugt Kanalabgriffschätzwerte c(τ) zum Modellieren des Kanals mit Schwundvorgang und Streuung. Diese Kanalabgriffsschätzwerte zum dem skalaren Zeigmetrikprozessor 1006 gekoppelt.
Ebenso zu dem skalaren Zweigmetrikprozessor 1006 wird eine Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften gekoppelt, erhalten von dem Beeinträchtigungskorrelationsschätzer 1008. Die Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften umfasst Information im Hinblick auf Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den I- und Q-Komponenten des empfangenen Signals, die skalare Größen darstellen.
Der skalare Zweigmetrikprozessor 1006 verwendet empfangene Signalabtastwerte r(n), Kanalabgriffschätzwerte c(τ) und eine Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Bilden der Pfadmetrik M_h(n). Diese Pfadmetrik wird in dem Sequenzschätzprozessor 1010 zum Entwickeln versuchsweise und abschließender Schätzwerte der übertragenen Symbole verwendet.
Eine spezifische Ausführungsform des skalaren Arithmetikprozessors 1006 ist in 11 dargestellt. Ein Symbolsequenzgenerator 1124 erzeugt hypothetische Symbolsequenzen s_h(n). Diese Sequenzen werden durch das Filter 1104 unter Verwendung von Kanalschätzwerten c(τ) gefiltert, zum Erzeugen hypothetischer empfangener Signalabtastwerte. Diese hypothetischen empfangenen Signalabtastwerte werden von den tatsächlichen empfangenen Signalabtastwerten in der Summierverbindung 1102 zum Erzeugen komplexer Fehlersignale subtrahiert. Das Realteilfilter 1108 führt lediglich den Realteil (gleichphasige Komponente) der komplexen Fehlersignale, und der Imaginärteilfilter 1006 hat lediglich den Imaginärteil (Quadraturkomponente) des komplexen Fehlersignals. Der Realteil des Fehlersignals wird in dem Block 1110 quadriert, dann durch den Multiplizierer m_II in dem Block 1132 multipliziert, und das Ergebnis wird zu der Summierverbindung 1116 gekoppelt. Ähnlich wird der Imaginärteil des Fehlersignals in dem Block 1118 quadriert, dann durch den Multiplizierer m_QQ in dem Block 1114 multipliziert, und das Ergebnis wird zu der Summierverbindung 1116 gekoppelt. Weiterhin werden die Real- und Imaginärteile des Fehlersignals zusammen in dem Block 1134 multipliziert, multipliziert mit dem Multiplizierer in dem m_IQ in Block 112, und dann zu der Summierverbindung 1116 gekoppelt. Die Ausgabe der Summierverbindung ist 1116 ist die Zweigmetrik M_h(n).
Eine spezifische Ausführungsform des skalaren Beeinträchtigungskorrelationsschätzers ist in 12 dargestellt. Bekannte oder versuchsweise detektierte Symbolwerte von den Sequenzschätzprozessor 1010 werden durch das Filter 1232 unter Verwendung der Kanalabgriffschätzwerte c(τ) von dem Kanalabgriffschätzer 1004 zum Erzeugen geschätzter empfangenen Abtastwerte gefiltert. Beeinträchtigungsabtastwerte werden erzeugt durch Subtrahieren geschätzter empfangener Abtastwerte von tatsächlich empfangenen Abtastwerten, in der Summierverbindung 1202. Das Realteilfilter 1204 führt lediglich die Realteile (gleichphasige Komponenten) der Beeinträchtigungsabtastwerte, und das Bild- bzw. Imaginärteilfilter 1206 führt lediglich die Imaginärteile (Quadraturkomponente) der Beeinträchtigungsabtastwerte. Die gleichphasige Komponente und die Beeinträchtigungsabtastwerte werden in dem Block 1220 quadriert, und bei der Summierverbindung 1228 bereitgestellt. Weiterhin wird die gleichphasige Beeinträchtigungsenergieschätzung p_II, gespeichert in einem Speicher 1224, bei der Verbindung 1222 mit dem Skalierungsfaktor λ skaliert, und bei der Summierverbindung 1228 bereitgestellt. Die Ausgabe von der Verbindung 1228 bildet die aktualisierte Energieschätzung, die in dem Speicher 1224 beschrieben wird. Ähnlich werden die Quadraturkomponenten der Beeinträchtigungsabtastwerte in dem Block 1210 quadriert, und zu der Summierverbindung 1212 bereitgestellt. Weiterhin wird die Quadraturbeeinträchtigungsenergieschätzung p_QQ, gespeichert in dem Speicher 1208, in der Verbindung 1214 mit einem Skalierungsfaktor skaliert, und zu der Summierverbindung 1212 bereitgestellt. Die Aufgabe der Verbindung 1212 ergibt die aktualisierte Energieschätzung, die in den Speicher 1208 geschrieben wird. Schließlich werden die Gleichphasen- und Quadraturkomponenten der Beeinträchtigungsabtastwerte zusammen in dem Block 1250 multipliziert, um zu der Summierverbindung 1216 bereitgestellt. Weiterhin wird die Gleichphasen-/Quadratur-Kreuzkorrelationsschätzung p_IQ, gespeichert in dem Speicher 1218, in der Verbindung 1230 mit dem Skalierungsfaktor λ skaliert und zu der Summierverbindung 1216 bereitgestellt. Die Ausgabe der Verbindung 1216 ergibt die aktualisierte Kreuzkorrelationsschätzung, die in den Speicher 1218 geschrieben wird.
Pro-Überlebender Verarbeitungstechniken können zum Verbessern des Leistungsvermögens verwendet werden. Beispielsweise kann es einen oder mehrere Kanalabgriffschätzwert(e) und Beeinträchtigungskorrelationsschätzwert(e) pro Zustand in dem Sequenzschätzprozessor geben. Dieser ermöglicht das unmittelbare Aktualisieren der Schätzwerte, ohne der Anforderung für eine Entscheidungsverzögerung zum Erhalten zuverlässig versuchsweise detektierter Symbole.
Weiterhin lassen sich sämtliche in dem Abschnitt B (oben) diskutierte Techniken hier zu Herausnehmen einer Zahl von N-Signalen aus einer größeren Zahl von N-Signalen einsetzten, vor dem Ausführen einer Interferenzzurückweisungskombination unter Verwendung eines skalaren Zweigmatrixprozessors.
Für den Fachmann ist bekannt, wie sich die vorliegende Erfindung in Zusammenhang mit teilbeanstandeter Entzerrung sowie im Zusammenhang mit nicht adaptiven Szenarios anwenden lässt.
D. Beschreibung einer Ausführungsform unter Verwendung einer hybriden Kombination
Gemäß der folgenden Ausführungsform wird die Interferenzzurückweisung auf Gruppen von Signalen angewandt. Die sich ergebenden Metriken werden dann einfach zusammenaddiert, mit einer möglichen Gewichtung vor der Addierung. Dies bewirkt ein Abwägen von Leistungsvermögen gegenüber einer Reduktion der Komplexität. Die Auswahlkriterien können adaptiv sein, auf der Grundlage von Beeinträchtigungskorrelationsmessungen, Signalstärkenmessungen oder anderer Kriterien. Weiterhin kann die Auswahl fest sein.
Die 13 zeigt eine Ausführungsform eines Prozessors 107 von 1, wo zwei Antennen mit teilbeabstandeter Abtastung gemäß einem Faktor 2 verwendet werden. Demnach werden für jede Antenne 2 symbolbeabstandete Datenfolgen gebildet, gemäß den zwei Abtastphasen. Sync-Blöcke 1302 und 1304 übernehmen überabgetastete Signalströme von den Antennen a und b, und erzeugen jeweils zwei symbolbeabstandete Abtastströme. Unter Bezeichnung der Antenne mit Tiefstellungen a und b und der Abtastphasen mit den Tiefstellungen 0 und 1, sind die hier sich ergebenden empfangenen Signalabtastfolgen bezeichnet durch r_a0(n), r_a1(n), r_b0(n) und r_b1(n). Die Ausführungsformen benutzt ein festes Auswahlkriterium, so dass die Interferenzzurückweisung auf das Paar {r_a0(n), r_b0(n)} und das Paar {r_a1(n), r_b1(n)} angewandt wird.
Demnach werden empfangene Signalabtastströme r_a0(n) und r_b0(n) an den Zweigmetrikprozessor 1306 bereitgestellt. Weiterhin werden dem Zweigmetrikprozessor 1306 Kanalabgriffschätzwerte gemäß den Strömen r_a0(n) und r_b0(n) bereitgestellt, die in den Kanalabgriffschätzern 1310 und 1312 berechnet werden. Es werden Beeinträchtigungskorrelationsschätzwerte gemäß den Strömen r_a0(n) und r_b0(n) durch den Beeinträchtigungskorrelationsschätzer 1314 bereitgestellt.
Ähnlich werden empfangene Signalabtastströme r_a1(n) und r_b1(n) an den Zweigmetrikprozessor 1308 bereitgestellt. Ebenso an den Zweigmetrikprozessor 1308 werden Kanalabgriffschätzungen gemäß den Strömen r_a1(n) und r_b1(n) bereitgestellt, die in den Kanalabgriffschätzern 1316 und 1318 berechnet werden. Es werden Beeinträchtigungskorrelationsschätzwerte gemäß den Strömen r_a1(n) und r_b1(n) durch den Beeinträchtigungskorrelationsschätzer 1320 bereitgestellt.
Die Zweigmetriken von den Zweigmetrikprozessoren 1306 und 1308 werden in dem Addierer 1323 summiert, wodurch eine kombinierte Zweigmetrik erzeugt wird. Die kombinierte Zweigmetrik wird dann an den Sequenzschätzprozessor 1324 bereitgestellt, der versuchsweise und abschließende Schätzwerte der übertragenen Symbolsequenz entwickelt.
Obgleich beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hier zum Vereinfachen des Verständnisses der vorliegenden Erfindung beschrieben und dargestellt sind, ist zu erkennen, dass die vorliegende Erfindung nicht hierauf beschränkt ist, da Modifikationen durch den Fachmann ausgeführt werden können. Die vorliegende Erfindung betrifft irgendwelche und all diejenigen Modifikationen, die in den Schutzbereich der angefügten Patentansprüche fallen.

Claims

Ein Verfahren zum Reduzieren der Wirkungen eines Signalschwunds, einer zeitlichen Steuerung und einer Interferenz in einem Kommunikationssystem unter Verwendung einer Technik zum Schätzen eines Kanalabgriffs, zum Schätzen von Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften und zum Bilden von Zweigmetriken, enthaltend die Schritte: (a) Empfangen eines Funksignals bei zumindest einem Antennenelement zum Repräsentieren einer Übertragungssymbolsequenz; (b) Verarbeiten des Funksignals zum Erzeugen empfangener Signalabtastwerte ((r(n)) für die mindestens eine Antenne; (c) Schätzen eines Kanalabgriffs für die zumindest eine Antenne zum Erzeugen einer Kanalabgriffschätzung (c(τ)); d) Schätzen skalarer Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den empfangenen Signalabtastwerten zum Erzeugen einer Schätzung von skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften; (e) Bilden skalarer Zweigmetriken (M_h(n)); und (f) Einsetzen der skalaren Zweigmetriken in einem Sequenzschätzalgorithmus zum Schätzen der übertragenen Symbolsequenz; dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt (e) das Bilden von skalaren Zeigmetriken (M_h(n)) in einem skalaren Zweigmetrikprozessor (1006) enthält, unter Verwendung der empfangenen Signalabtastwerte, der Kanalabgriffschätzung ((c(τ)), und der skalaren Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, und Trennung der empfangenen Signalabtastwerte in gleichphasige ((I(n)) und Quadratur (Q(n)) Komponenten und Verarbeiten dieser Komponenten so als ob ihr Ursprung die zwei jeweiligen Skalarkanäle sind.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Bildungsschritt (e) enthält: (g) Erzeugen hypothetischer Symbolsequenzen; (h) Filtern der hypothetischen Signalsequenzen mit der Kanalabgriffschätzung zum Erzeugen hypothetischer empfangener Signalabtastwerte für die zumindest eine Antenne; (i) Subtrahieren der hypothetischen empfangenen Signalabtastwerte anhand der empfangenen Signalabtastwerte zum Erzeugen komplexer Fehlersignale; und (j) Verarbeiten der komplexen Fehlersignale mit der skalaren Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Erzeugen von Zweigmetriken.
Ein Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Bildungsschritt (j) ferner enthält: (k) Extrahieren einer gleichphasigen Komponente von dem komplexen Fehlersignal und Extrahieren einer Quadraturkomponente von dem komplexen Fehlersignal; (l) Verarbeiten der gleichfasrigen Komponente und der Quadraturkomponente zum Erzeugen der Zweigmetriken.
Ein Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schätzschritt (d) enthält: (g) Erzeugen vorläufiger detektierten Symbolsequenzen; (h) Filtern der vorläufigen detektierten Symbolsequenzen mit der skalaren Kanalabgriffschätzung zum Erzeugen geschätzter empfangener Signalabtastwerte für die zumindest eine Antenne; (i) Subtrahieren der geschätzten empfangenen Signalabtastwerte von den empfangenen Signalabtastwerten zum Erzeugen von Beeinträchtigungssignalabtastwerten; und (j) Verarbeiten der Beeinträchtigungssignalabtastwerte mit der Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Erzeugen einer aktualisierten Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften.
Ein Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Bildungsschritt (j) ferner enthält: (k) Extrahieren einer gleichfasrigen Komponente von den Beeinträchtigungssignalabtastwerten und Extrahieren einer Quadraturkomponente von den Beeinträchtigungssignalabtastwerten; (l) Verarbeiten der gleichfasrigen Komponenten der Quadraturkomponente zum Erzeugen einer aktualisierten Schätzung der skalaren Quadrationseigenschaften.
Ein Gerät zum Reduzieren der Wirkungen des Signalschwunds der zeitlichen Steuerung und einer Interferenz in einem Kommunikationssystem unter Verwendung einer Technik zum Schätzen eines Kanalabgriffs zum Schätzen von Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften und zum Bilden von Zweigmetriken, enthaltend: eine Vorrichtung zum Empfangen eines Funksignals an zumindest einem Antennenelement zum Darstellen einer übertragenen Symbolsequenz; eine Vorrichtung zum Verarbeiten des Funksignals zum Erzeugen empfangener Signalabtastwerte (r(n)) für die zumindest eine Antenne; eine Vorrichtung (1004) zum Schätzen eines Kanalabgriffs für die zumindest eine Antenne zum Erzeugen einer Kanalabgriffschätzung (c(τ)); eine Vorrichtung (1008) zum Schätzen skalarer Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zwischen den Funksignalabtastwerten zum Erzeugen einer Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften; eine Vorrichtung (1006) zum Bilden skalarer Zweigmetriken (M_h(n)); und eine Vorrichtung zum Einsetzen der skalaren Zweigmetriken in einem Sequenzschätzalgorithmus zum Schätzen der übertragenen Symbolsequenz; dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung (1006) zum Bilden skalarer Zweigmetriken (M_h(n)) eine Vorrichtung zum Bilden skalarer Zweigmetriken in einem Skalarzweigmetrikprozessor enthält, unter Verwendung der empfangenen Signalabtastwerte, der Kanalabgriffschätzungen und der Skalarschätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften, sowie eine Vorrichtung zum Separieren der empfangenen Signalabtastwerte in gleichphasige (I(n)) und Quadratur (Q(n)) Komponenten und zur verarbeiten dieser Komponenten so, als ob ihr Ursprung die zwei jeweiligen Skalarkanäle sind.
Ein Gerät nach Anspruch 6, bei dem die Vorrichtung zum Bilden skalarer Zweigmetriken enthält: eine Vorrichtung zum Erzeugen hypothetischer Symbolsequenzen; eine Vorrichtung zum Filtern der hypothetischen Signalsequenzen mit der Kanalabgriffschätzung zum Erzeugen hypothetischer empfangener Signalabtastwerte für die zumindest eine Antenne; eine Vorrichtung zum Subtrahieren der hypothetischen empfangenen Signalabtastwerte anhand der empfangenen Signalabtastwerte zum Erzeugen komplexer Fehlersignale; und eine Vorrichtung zum Verarbeiten der komplexen Fehlersignale mit der skalaren Schätzung der Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Erzeugen von Zweigmetriken.
Ein Gerät nach Anspruch 7, bei dem die Bildungsvorrichtung zum. Verarbeiten der komplexen Fehlersignale ferner enthält: eine Vorrichtung zum Extrahieren einer gleichphasigen Phasenkomponente anhand des komplexen Fehlersignals und zum Extrahieren einer Quadraturkomponente anhand des komplexen Fehlersignals; eine Vorrichtung zum Verarbeiten der gleichphasigen Komponente und der Quadraturkomponente zum Erzeugen der Zweigmetriken.
Ein Gerät nach Anspruch 6, bei dem die Vorrichtung zum Schätzen der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften enthält: eine Vorrichtung zum Erzeugen vorläufiger detektierter Symbolsequenzen; eine Vorrichtung zum Filtern der vorläufigen detektierten Symbolsequenzen mit der skalaren Kanalabgriffschätzung zum Erzeugen geschätzter empfangener Signalabtastwerte für die zumindest eine Antenne; eine Vorrichtung zum Subtrahieren der geschätzten empfangenen Signalabtastwerte zum Erzeugen von Beeinträchtigungssignalabtastwerten; und eine Vorrichtung zum Verarbeiten der Beeinträchtigungssignalabtastwerte mit der Schätzung der skalaren Beeinträchtigungskorrelationseigenschaften zum Erzeugen einer aktualisierten Schätzung und der skalaren Beeinträchtigungskorrelationsbeigenschaften.
Ein Gerät nach Anspruch 9, bei dem die Vorrichtung zum Verarbeiten der Beeinträchtigungssignalabtastwerte ferner enthält: eine Vorrichtung zum Extrahieren einer gleichphasigen Phasenkomponente von den Beeinträchtigungssignalabtastwerten und zum Extrahieren einer Quadraturkomponente von den Beeinträchtigungssignalabtastwerten; eine Vorrichtung zum Verarbeiten der gleichphasigen Komponente und der Quadraturkomponente zum Erzeugen der aktualisierten Schätzung der skalaren Korrelationseigenschaften.