JPH11266180A - 無線基地局のアレーアンテナシステム - Google Patents

無線基地局のアレーアンテナシステム

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JPH11266180A
JPH11266180A JP10068526A JP6852698A JPH11266180A JP H11266180 A JPH11266180 A JP H11266180A JP 10068526 A JP10068526 A JP 10068526A JP 6852698 A JP6852698 A JP 6852698A JP H11266180 A JPH11266180 A JP H11266180A
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signal
path
array antenna
beams
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JP10068526A
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Masabumi Tsutsui
正文 筒井
Yoshiaki Tanaka
良紀 田中
Shiyuuji Kobayakawa
周磁 小早川
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Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 伝送品質や受信特性の改善が図る。 【解決手段】 ＣＤＭＡ移動通信における無線基地局の
アレーアンテナシステムにおいて、ビームフォーマ１２
は、アレーアンテナ１１の複数のアンテナ素子で受信し
たマルチパス信号にビームフォーミングを施して複数の
電気的ビームＢ1〜Ｂ4を形成し、マルチパスのパス毎に
設けられた逆拡散/遅延調整部（フィンガー部）１３1〜
１３Kに入力する。各フィンガー部は入力する複数のビ
ームのそれぞれに逆拡散を施し、ビームセレクタ１５は
全パス全ビームより所望信号成分が大きな逆拡散信号を
選択し、合成部１７は選択された逆拡散信号を重み付け
合成し、判定部１８は合成信号に基づいてデータの識別
を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＣＤＭＡ移動通信に
おける無線基地局のアレーアンテナシステムに係わり、
特に、アレーアンテナ及びビームフォーマによりパス毎
に角度分離されたマルチビーム信号を生成し、これらビ
ーム信号をパス毎のフィンガー部（逆拡散／遅延時間調
整部）を介して合成して受信データを復調するアレーア
ンテナシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ワイヤレスマルチメディア通信を実現す
る次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct S
equence Code Division Multiple Access:直接拡散符号
分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信
システムの開発が進められている。かかるCDMA通信にお
いて、複数のチャネルあるいはユーザの伝送情報は拡散
符号により多重され、無線回線などの伝送路を通じて伝
送される。無線通信では、電波が送信機から通路長の異
なるいくつかの経路（多重経路：マルチパス）を通って
受信機に到って合成される。しかし、合成はコヒーレン
トに加算されず、このためフェージングが発生する。か
かるフェージング対策として種々のダイバーシティが提
案されているが、その１つにレーク受信方式がある。レ
ーク受信方式は、マルチパスの各々を通ってきた信号を
識別し、信頼度の重み付けを行って合成（最大比合成）
して特性の改善を図る方式である。CDMA通信においてか
かるレーク受信方式を採用した受信機はレーク受信機(R
AKE受信機)として従来より提案されている。図１９は従
来のレーク受信機の構成図及び遅延プロファイルの説明
図である。
【０００３】図１９（ａ）において、１はサーチャ、２
1〜２3はマルチパスの各パスに応じて設けられたフィン
ガー部、３はレーク受信機のアンテナ、４は各フィンガ
ー部の出力を合成するレーク合成部、５は合成部出力に
基づいて受信データの”１”，”０”を判定する判定部
である。図１９（ｂ）に示すように送信機より送られて
くる信号の受信機における受信レベルはマルチパスに応
じて変化し、かつ、受信機への到達時刻も異なる。サー
チャ１は、(1) アンテナ受信レベルのプロファイル（レ
ベルの時間推移特性）を測定し、(2) 該プロファイルを
参照してしきい値より大きなマルチパス信号ＭＰ 1、Ｍ
Ｐ2、ＭＰ3よりマルチパスを検出し、(3) これらマルチ
パスの各パスの発生時刻ｔ1，ｔ2，ｔ3あるいは基準時
刻からの遅延時間を識別し、(4) 各パスに応じたフィン
ガー部２1，２2，２3に逆拡散開始のタイミング及び遅
延時間調整データを入力する。
【０００４】サーチャ１において、１ａはマッチトフィ
ルタ（整合フィルタ）であり、受信信号に含まれる所望
波信号の自己相関を出力するものである。図１９（ａ）
は基地局の１チャネル分の構成であり、アンテナ３の受
信出力には他チャネル成分も含まれている。整合フィル
タ１ａは自チャネルの拡散符号を用いてアンテナ受信信
号より自チャネルの信号成分を抽出して出力する。すな
わち、整合フィルタ１ａはマルチパスの影響を受けた直
接拡散信号（ＤＳ信号）が入力すると、到来時間と信号
強度に応じた複数のピークを持つパルス列を出力し、ロ
ーパスフィルタ１ｂを通してＲＡＭ１ｃに記憶する。パ
ス検出部１ｄはＲＡＭに記憶されたプロファイル（図１
９（ｂ））を参照してマルチパスを構成する各パス及び
遅延時間を検出し、各パスに応じたフィンガー部２1，
２2，２3に逆拡散開始のタイミング（チップ同期タイミ
ング）を示すスタート信号及び遅延時間調整データを入
力する。
【０００５】各パスに応じたフィンガー部２1，２2，２
3は同一構成になっており、自チャネルに割り当てた拡
散コードを発生する拡散コード発生部２ａ、アンテナ受
信信号に拡散コードを乗算して逆拡散する乗算器２ｂ、
ダンプ積分を行うダンプ積分器２ｃ、逆拡散された信号
にパスに応じた遅延時間調整を施す遅延時間調整部２
ｄ、チャネル推定のための演算を行う演算部２ｅ、該演
算部入力とその出力の複素共役とを乗算してチャネル推
定して自チャネルに応じた所望信号波成分を出力する乗
算部２ｆで構成されている。複素共役とは複素数の虚数
部の符号を反転したもので、複素数をＩ＋ｊＱとすると
Ｉ−ｊＱである。
【０００６】図２０はチャネル推定演算説明図であり、
３′は移動局の送信アンテナ、３は基地局のアンテナ、
２ｅはフィンガー部のチャネル推定のための演算を行う
演算部、２ｆは乗算部、２ｆ′は複素共役を出力する複
素共役演算部である。送信アンテナ３′から基地局宛て
に送信される信号をｓ、無線伝送路の影響をξ、基地局
アンテナ３の受信出力をｒとすると、演算部２ｅは、入
力信号ｒと希望信号ｓの複素共役ｓ*との積ｒｓ*を出力
する。従って、その出力は、 ｒｓ*＝ｓξｓ*＝ξ｜ｓ｜2∝ξ となり、複素共役演算部２ｆ′の出力は振幅変動がない
ものとすればξ*となり、乗算部２ｆの出力は ｒξ*＝ｓξξ*＝ｓ｜ξ｜2∝ｓ となる。すなわち、振幅変動がないものとすれば、乗算
部２ｆから自分に送信された信号ｓが得られる。従っ
て、図１９（ａ）の演算部２ｅ及び乗算部２ｆは自チャ
ネルの信号成分を推定して出力する。以上より各マルチ
パスに応じたフィンガー部２1〜２3は対応するマルチパ
ス信号ＭＰ1〜ＭＰ3にチャネルに割り当てられた拡散符
号を乗算して逆拡散し、逆拡散して得られた信号をパス
遅延時間分だけ遅延調整してタイミングを一致させて同
時に出力する。レーク合成部４は各フィンガー部出力を
最大比合成し、判定部５は合成部出力に基づいて受信デ
ータを判定する。
【０００７】ところで、DS-CDMA技術による通信システ
ムの基地局アンテナには現在セクタアンテナが用いられ
ている。セクターアンテナとは図２１（ａ）に示すよう
に、基地局の周り３６０0を等分してセルを複数のセク
ターに分割したとき各セクターＳＣを担当するアンテナ
であり、セクター内で無指向性であるため他ユーザの干
渉を受けやすい。かかる他ユーザからの干渉はチャネル
容量の低下や伝送品質を劣化させる主な要因となってい
る。そこで、この干渉を低減して伝送品質を向上する技
術としてマルチビームアンテナやアダプティブアレーア
ンテナの研究、開発が行なわれている。マルチビーム化
すると図２１（ｂ）に示すように指向特性が発生して他
ユーザの干渉を受けにくくなり伝送品質が向上する。
【０００８】マルチビームアンテナは、図２２に示すよ
うに複数の素子アンテナＡＴ1〜ＡＴNで構成されたアレ
ーアンテナＡＡＴを用いて受信を行ない、ビームフォー
マＢＭＦでアンテナ出力信号にビームフォーミングを施
して複数の指向性のあるマルチビームＢ1〜ＢMを電気的
に形成する。かかるマルチビームアンテナは図２３に示
すような指向特性を備えている。従って、ビーム２の指
向方向に存在する第ｉユーザ（移動局）から放射された
電波はアレーアンテナＡＡＴで受信され、ビームフォー
マＢＭＦからビームＢ1〜ＢMが出力するが、そのうちビ
ームＢ2の電力が他のビームＢ1，Ｂ3〜ＢMより大きくな
る。以後、このビームＢ2を用いて逆拡散してデータを
復調する。このようにマルチビームアンテナによれば、
各チャネルのユーザ毎に最適なビームを選択して受信を
行なうことにより、チャンネル間干渉の低減およびアン
テナ利得向上による受信ＳＮ比の改善、端末送信電力の
低減等の効果が得られる。
【０００９】図２４は無線基地局の受信部の構成図であ
り、１チャンネル分が示されている。ＡＡＴは受信用の
アレーアンテナであり、複数のアンテナ素子ＡＴ1〜Ａ
ＴNを有している。ＲＶＣ1〜ＲＶＣNは受信信号の高周
波増幅、周波数変換、直交検波などを行う受信回路、Ｂ
ＦはＮ個のアンテナ素子ＡＴ1〜ＡＴNで受信した信号に
受信ビームフォーミングを施してＭ本の上り受信ビーム
Ｂ1〜ＢMを電気的に形成する受信ビームフォーマであ
る。ＲＳＳ1〜ＲＳＳNは受信ビームフォーマＢＦから出
力されるＮ個の上り受信ビームＢ1〜ＢNが入力される逆
拡散回路であり、対象ユーザに割り当てた拡散符号を用
いて各ビームＢ1〜ＢNに逆拡散処理を施して逆拡散信号
（Ｉ，Ｑ信号）を出力するもの、ＳＣＮＴは選択制御部
であり、各逆拡散信号のパワーを演算して最大電力のビ
ームを決定するもの、ＳＥＬは最大電力の逆拡散信号を
選択して受信部ＲＶに出力するもの、ＳＤＭは逆拡散信
号（Ｉ，Ｑ信号）を入力されて同期検波を行う同期検波
部、ＥＣＣは復調された受信データに誤り訂正処理を施
す誤り訂正部である。同期検波部ＳＤＭはパイロット信
号を検出し、該パイロット信号と既知のパイロット信号
間の位相差を求め、該位相差分、逆拡散されたＩ，Ｑ信
号の位相を元に戻すものである。
【００１０】ビームフォーマＢＦは図２５に示すように
各アンテナ素子の出力信号ｘ1〜ｘNに重みＷk,i掛け合
わせて位相回転を施し、これらを合成することによりそ
れぞれ所定の指向方向を有するＭ個の上り受信ビーム１
〜Ｍを電気的に形成する。第ｉビーム（ｉ＝１〜Ｎ）の
信号ｙi（ｎＴc）は、Ｎ本のアンテナ素子の受信信号を
ｘ1（ｎＴc）、ビームフォーマの変換係数をＷk,iとす
れば、 ｙi（ｎＴc）＝ΣＷk,i・ｘk（ｎＴc） （ｋ＝１〜Ｎ） (1) となる。変換係数Ｗk,iを決定することにより、Ｍ本の
ビームの指向方向をアレーアンテナに付与できる。これ
により、所定の第ｉビーム方向のユーザ（移動局）から
の送信信号はビームフォーマＢＦの第ｉ端子から得るこ
とができる。図２６は(1)式の演算をビームフォーミン
グ用のＦＦＴを用いて行うビームフォーマの例である。
【００１１】Ｎ本のアンテナ素子ＡＴ1〜ＡＴN（図２
４）は受信電波に応じた信号ｘ1（ｎＴc）（ｉ＝１〜
Ｎ）を受信回路ＲＶＣ1〜ＲＶＣNに入力し、各受信回路
は入力信号の高周波増幅、周波数変換、直交検波（ＱＰ
ＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行して受信ビームフォーマ
ＢＦに入力する。受信ビームフォーマＢＦはＮ個の入力
信号にビームフォーミングを施してＭ本のビームをディ
ジタル的に形成する。すなわち、受信ビームフォーマＢ
Ｆは(1)式の変換により各ビームの信号ｙi（ｎＴ c）を
求める。ついで、逆拡散回路ＲＳＳ1〜ＲＳＳMは複数の
ビームについて各チャネル毎に逆拡散を行ない、セレク
タＳＥＬは逆拡散後の信号電力が最大の逆拡散信号を選
択し、受信部ＲＶは電力最大の逆拡散信号を用いて受信
データを識別する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、レーク
受信機は、マルチパスにより時間的に散らばっている信
号をかき集めてダイバーシチを実現して特性の改善を図
るものである。又、マルチビームアンテナ方式はセクタ
ー内をマルチビーム化してチャンネル間の干渉を軽減し
て伝送品質を向上してチャネル容量を増加するものであ
る。しかし、従来はレーク受信機、マルチビームアンテ
ナ受信機をそれぞれ個々に利用するものであり、伝送品
質や受信特性の改善において限界があった。
【００１３】以上から本発明の目的は、レーク受信方式
及びマルチビームアンテナ方式を組み合わせて伝送品質
や受信特性の改善が図れる無線基地局のアレーアンテナ
システムを提供することである。本発明の別の目的は、
マルチパスのパス毎に角度分離された複数のビーム信号
を生成し、全パス全ビームの中から所望信号波成分が大
きな１または複数のビームの逆拡散信号を合成して判定
することにより、伝送品質や受信特性を改善した無線基
地局のアレーアンテナシステムを提供することである。
本発明の別の目的は、マルチパスのパス毎に角度分離さ
れた複数のビーム信号を生成し、全パス全ビームの中か
ら所望信号波成分が大きな１または複数のビームの逆拡
散信号を発生し、各逆拡散信号に適応制御に基づいて重
み付けして合成することにより伝送品質や受信特性を改
善した無線基地局のアレーアンテナシステムを提供する
ことである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の無線基地局のア
レーアンテナシステムは、(1)アレーアンテナの複数の
アンテナ素子で受信した信号にビームフォーミングを施
して複数の電気的ビームを形成するビームフォーマ、
(2)マルチパスのパス毎に設けられ、該パスを経由する
信号に応じた前記複数のビームのそれぞれに逆拡散を施
し、所望信号成分が大きな逆拡散信号にパスに応じた遅
延調整を加えて出力する逆拡散/遅延調整部、各逆拡散/
遅延調整部の出力を最大比合成する合成部、を備えてい
る。かかるアレーアンテナシステムによれば、レーク受
信方式及びマルチビームアンテナ方式を組み合わせてな
るレーク受信機を構成することができ、伝送品質や受信
特性を改善することができる。
【００１５】又、本発明のアレーアンテナシステムはサ
ーチャを備え、このサーチャにより各マルチパス信号の
発生時間間隔を測定し、マルチパスのパス毎に設けられ
た逆拡散/遅延調整部に逆拡散開始のタイミング及び遅
延時間信号を入力する。このようにサーチャを設けるこ
とにより容易にパス毎の逆拡散処理の開始タイミング及
び遅延時間調整制御を行うことができる。又、サーチャ
において、ビームフォーマから出力する全ビームのレベ
ルについてその時間推移を示す遅延プロファイルを測定
して保存し、各ビームの遅延プロファイルよりレベルの
大きなパスをビーム毎に検出し、パス毎に設けられた逆
拡散／遅延時間調整部（フィンガー部）において自パス
のビームのうち前記レベルの大きなビームに応じた逆拡
散信号出力し、合成部において各フィンガー部から出力
される逆拡散信号を合成して受信データの判定を行う。
このようにすれば、所望信号波成分をより多く含むビー
ムの逆拡散信号を合成して受信データの判定を行うた
め、伝送品質や受信特性を改善することができる。この
場合、サーチャにおいて各ビームの遅延プロファイルを
時分割処理により測定して保存することにより、構成を
簡略化できる。
【００１６】又、本発明のアレーアンテナシステムは、
全パスの全ビームのうち、電力、相関値またはSIRのい
ずれかが大きな１または複数のビームの逆拡散信号を選
択する手段を備え、選択した逆拡散信号を合成して受信
データの判定を行う。このようにすれば、パス毎に逆拡
散信号を選択して合成するのでなく、全パス全ビームの
うち電力、相関値またはSIRのいずれかが真に大きなビ
ーム、換言すれば、真に所望信号波成分をより多く含む
ビームの逆拡散信号を合成して受信データの判定を行う
ため、伝送品質や受信特性を改善することができる。
【００１７】又、本発明のアレーアンテナシステムは、
マルチパスの全パス全ビームのうち、電力、相関値また
はSIRの測定結果が最大となるビームを求め、各パスよ
り該ビームに応じた逆拡散信号を選択する手段を備え、
選択した逆拡散信号を合成して受信データの判定を行
う。このようにすれば、ノイズによってビーム測定精度
が劣化しても、誤ってビームを選択してレーク合成する
ことがなくなり、伝送品質や受信特性を改善することが
できる。
【００１８】又、本発明のアレーアンテナシステムは、
パス毎にフィンガー部（逆拡散/遅延調整部）を有する
ブランチを、複数組空間的に指向性を変えて配置して空
間ダイバーシチ構成とし、各ブランチの各フィンガー部
に入力された全ビームの逆拡散信号のうち所望信号成分
が大きなものを選択して合成する。このようにすれば、
空間ダイバーシチの効果を付加できるため益々伝送品質
や受信特性を改善することができる。
【００１９】又、本発明のアレーアンテナシステムは、
更に、(1)合成部出力に基づいて受信データを判定する
受信データ判定部、(2)全パス全ビームの中から、また
はパス毎に所望信号成分の大きな複数の逆拡散信号を選
択する選択部、(3)選択された逆拡散信号及び受信デー
タの判定結果を用いた適応制御により重み係数を決定す
る適応制御部、(4)各逆拡散信号に該重み係数を掛け合
わせて出力する重み付け部を備え、合成部は重み付け出
力を合成し、受信データ判定部は該合成部出力に基づい
て受信データを判定する。このようにすれば、レーク受
信方式、マルチビームアンテナ方式、アダプティブアレ
ーアンテナ方式を組み合わせてなるレーク受信機を構成
することができ、伝送品質や受信特性を改善することが
できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】（Ａ）第１実施例 （ａ）第１実施例のアレーアンテナシステムの概略 図１は本発明の第１実施例のアレーアンテナシステムの
概略構成図である。図中、１１は受信用のアレーアンテ
ナでありＮ個（図では４個）のアンテナ素子１１1〜１
１4を有している。１２は各アンテナ素子から入力する
信号を用いて指向性を有するＭ本（図ではＭ＝４）のビ
ームＢ1〜Ｂ4を電気的に発生するビームフォーマであ
り、図２５〜図２６に示す構成を採用できる。１３1〜
１３Kはマルチパスのパス毎に設けられた逆拡散／遅延
調整部（フィンガー部）であり、各ビームに逆拡散を施
す逆拡散回路ＲＳＳ1〜ＲＳＳ4が示されている。１４1
〜１４Kは電力又は相関値を測定する測定部であり、そ
れぞれパス毎に設けらたフィンガー部１３1〜１３Kに入
力するビームの電力あるいは相関値を測定して出力す
る。
【００２１】１５はビームセレクタであり、測定値が設
定値より大きなビーム、あるいは測定値が大きい順に並
べた時の所定数のビームのそれぞれに応じた逆拡散信号
を選択して出力するものである。１６1〜１６Lはビーム
セレクタ１５により選択された逆拡散信号が入力される
チャネル推定部であり、チャネル推定演算部ＣＨＥ及び
乗算器ＭＰＬを有し、自チャネルに応じた信号波成分を
推定して出力する。チャネル推定部で、選択された所望
波成分の大きなビームについてのみチャネル推定を行う
ことで、高いチャネル推定精度が得られ受信特性を改善
できる。１７は各チャネル推定部１６1〜１６Lから出力
する信号を最大比合成するレーク合成部、１８は合成信
号に基づいて受信データの”１”，”０”を判定するデ
ータ判定部である。
【００２２】各アンテナ素子１１1〜１１4は受信電波に
応じた受信信号ｘ1〜ｘ4を図示しない受信回路に入力
し、各受信回路は入力信号の高周波増幅、周波数変換、
直交検波（ＱＰＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行して受信
ビームフォーマ１２に入力する。受信ビームフォーマ１
２は４個の入力信号にビームフォーミングを施して４本
のビームＢ1〜Ｂ4をディジタル的に形成し、パス毎に設
けたフィンガー部１３1〜１３Kに入力する。フィンガー
部１３1〜１３Kは複数のビームＢ1〜Ｂ4に対して逆拡散
を行ないパス毎の遅延時間調整を行い、同一タイミング
で次段のビームセレクタ１５に出力する。以上と並行し
て、測定部１４1〜１４Kはパス毎に各ビームの電力を測
定し、測定結果をビームセレクタ１５に入力する。ビー
ムセレクタ１５は、例えば測定値が設定値より大きなビ
ームのそれぞれに応じた逆拡散信号を選択して次段のチ
ャネル推定部１６1〜１６Lに入力する。チャネル推定部
１６1〜１６Lは自チャネルに応じた信号波成分を推定し
て出力し、レーク合成部１７は各チャネル推定部の出力
を合成し、データ判定部１８は合成信号に基づいて受信
データの”１”，”０”を判定する。
【００２３】かかるアレーアンテナシステムによれば、
レーク受信方式及びマルチビームアンテナ方式を組み合
わせてなるレーク受信機を構成することができ、伝送品
質や受信特性を改善することができる。又、パス毎に逆
拡散信号を選択して合成するのでなく、全パス全ビーム
のうち電力、相関値などが真に大きなビーム、換言すれ
ば、真に所望信号波成分をより多く含むビームの逆拡散
信号を合成して受信データの判定を行うため、伝送品質
や受信特性を改善することができる。尚、ビームフォー
マ１２としてＦＦＴ構成のビームフォーマを使用する場
合は、図２に示すように、受信回路１０1〜１０4をビー
ムフォーマ１２の前段に設ける。受信回路１０1〜１０4
はアンテナ出力信号の高周波増幅、周波数変換、直交検
波（ＱＰＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行してビームフォ
ーマ１２に入力する。又、ビームフォーマ１２として図
２５に示すようなバトラーマトリクス構成のビームフォ
ーマを使用する場合は、受信回路１０1〜１０4をビーム
フォーマ１２の後段に設ける。
【００２４】（ｂ）第１実施例のアレーアンテナシステ
ムの詳細 図４は本発明の第１実施例のアレーアンテナシステムの
詳細構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付し
ている。図中、１０1〜１０Nは入力信号の高周波増幅、
周波数変換、直交検波（ＱＰＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を
実行して受信ビームフォーマ１２に入力する受信回路、
１４1〜１４4は逆拡散して得られた信号を用いてパス毎
に全ビームの電力あるいは相関値あるいはＳＩＲ（信号
／干渉波比）を測定する測定部、１９はサーチャで、マ
ルチパス信号の発生時間間隔を測定し、マルチパスの各
パス毎に設けられたフィンガー部（逆拡散/遅延調整
部）１３1〜１３4に逆拡散処理の開始タイミング及び遅
延時間信号を入力する。
【００２５】サーチャ１９において、１９ａはマッチト
フィルタ（整合フィルタ）であり、受信信号に含まれる
所望チャンネル信号の自己相関を出力するものである。
アンテナ素子１１Nの受信出力には他チャンネル成分も
含まれている。整合フィルタ１９ａは自チャネルの拡散
符号を用いてアンテナ受信信号より自チャンネルの信号
成分を抽出して出力する。すなわち、整合フィルタ１９
ａはマルチパスの影響を受けた直接拡散信号（ＤＳ信
号）が入力すると、到来時間と信号強度に応じた複数の
ピークを持つパルス列を出力し、ローパスフィルタ１９
ｂを通して平均化してＲＡＭ１９ｃに記憶する。パス検
出部１９ｄはＲＡＭに記憶された遅延プロファイル（図
１９（ｂ））を参照してマルチパス及び遅延時間を検出
し、マルチパスの各パスに応じたフィンガー部１３1〜
１３4に逆拡散開始のタイミングを示すスタート信号及
び遅延時間調整データを入力する。
【００２６】マルチパスの各パスに応じたフィンガー部
１３1〜１３4は同一構成になっており、自チャンネルに
割り当てた拡散コードを発生する拡散コード発生部１３
ａ、ビームフォーマ１２から入力する各ビームＢ1〜ＢM
に拡散コードを乗算して逆拡散する乗算器１３ｂ1〜１
３ｂM、ダンプ積分を行うダンプ積分器１３ｃ1〜１３ｃ
M、逆拡散された信号にパスに応じた遅延時間調整を施
す遅延時間調整部１３ｄ1〜１３ｄMを備えている。各ア
ンテナ素子１１1〜１１Nは受信電波に応じた受信信号ｘ
1〜ｘNを受信回路１０1〜１０Nに入力し、各受信回路は
入力信号の高周波増幅、周波数変換、直交検波（ＱＰＳ
Ｋ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行して受信ビームフォーマ１
２に入力する。受信ビームフォーマ１２はＮ個の入力信
号にビームフォーミングを施してＭ本のビームＢ1〜ＢM
をディジタル的に形成し、パス毎に設けたフィンガー部
１３ 1〜１３Kに入力する。フィンガー部１３1〜１３Kは
複数のビームＢ1〜ＢMに対してサーチャ１９から指示さ
れるタイミングで逆拡散を行ない、又、サーチャ１９か
ら入力する遅延調整データに基づいて各ビームの逆拡散
信号をパス毎に遅延時間調整し同一タイミングで次段の
ビームセレクタ１５に出力する。
【００２７】以上と並行して、測定部１４1〜１４4はパ
ス毎に各ビームの電力を測定し、測定結果をビームセレ
クタ１５に入力する。ビームセレクタ１５は、測定値が
設定値より大きなビームを求め、それぞれに応じた逆拡
散信号を選択して次段のチャネル推定部１６1〜１６Lに
入力する。チャネル推定部１６1〜１６Lは自チャネルに
応じた信号波成分を推定して出力し、レーク合成部１７
は各チャネル推定部の出力を合成し、データ判定部１８
は合成信号に基づいて受信データの”１”，”０”を判
定する。
【００２８】（ｃ）測定部 各フィンガー部１３1〜１３4に対応して設けられた測定
部１４1〜１４4は同一構成になっており、各パスの全ビ
ームの電力あるいは相関値あるいはＳＩＲ（信号／干渉
波比）を測定できるようになっている。 (c-1) 電力 図５は電力を測定する装置の構成図で、ＭＰは乗算器、
ＡＶＲは平均値回路である。逆拡散により得られたＩ信
号（In-Phase 信号)、Ｑ信号(Quadrature 信号)はI-Q複
素表記するとI+jQ＝(I2+Q2)1/2exp(jθ)となる。従っ
て、乗算部ＭＰでｒ＝(I+jQ)とその複素共役ｒ*＝(I-j
Q)を掛け合わせ、しかる後、平均値回路ＡＶＲで平均化
して電力(I2+Q2)を出力する。
【００２９】(c-2) 相関値 図６は相関値を測定する装置の構成図であり、ＰＬＥは
パイロット抽出部、ＭＰは乗算部、ＡＢＬは絶対値回
路、ＡＶＲは平均値回路である。ＣＤＭＡ通信において
は、精度の高いデータ復調を行うために所定データ数毎
に既知のパイロット信号が挿入されており、このパイロ
ット信号を用いて相関値を演算できる。すなわち、パイ
ロット抽出部ＰＬＥは逆拡散により得られた信号よりパ
イロットシンボルｒ＝(I′+jQ′)を抽出して乗算部ＭＰ
に入力する。乗算部ＭＰは受信パイロットシンボルｒ＝
(I′+jQ′)と既知のパイロットシンボルｐの複素共役ｐ
*＝(I-jQ)を掛け合わせて相関演算し、乗算結果を絶対
値回路ＡＢＬに入力する。絶対値回路ＡＢＬは該乗算結
果の絶対値を演算し、平均値回路ＡＶＲは絶対値出力を
平均化して相関値を出力する。この相関値は逆拡散信号
に含まれる所望チャンネルの信号波成分が大きくなるほ
ど大きくなる。
【００３０】(c-3) ＳＩＲ 図７はＳＩＲ測定装置の構成図である。図中、１４ａは
信号点位置変更部であり、図８に示すようにＩ−ｊＱ複
素平面における受信信号点の位置ベクトルＲ（Ｉ成分は
ＲI、Ｑ成分はＲQ）を第１象限に縮退するものである。
具体的には、信号点位置変更部１４ａは受信信号点の位
置ベクトルＲのＩ成分（同相成分）ＲI及びＱ成分（直
交成分）ＲQの絶対値をとって該位置ベクトルをＩ−ｊ
Ｑ複素平面の第１象限信号に変換する。１４ｂはＮシン
ボル分の受信信号点位置ベクトルの平均値ｍを演算する
平均値演算部、１４ｃは平均値ｍのＩ，Ｑ軸成分を二乗
して加算することによりｍ2（希望信号の電力Ｓ）を演
算する希望波電力演算部である。１４ｄは受信信号点の
位置ベクトルＲのＩ成分ＲI、Ｑ成分ＲQを二乗して加算
することにより、すなわち次式 Ｐ＝ＲI 2＋ＲQ 2 を演算することにより、受信電力Ｐを計算する受信電力
算出部である。１４ｅは受信電力の平均値を演算する平
均値演算部、１４ｆは受信電力の平均値からｍ2（希望
波電力Ｓ）を減算して干渉波電力Ｉを出力する減算器、
１４ｇは希望波電力Ｓと干渉波電力Ｉより次式 ＳＩＲ＝Ｓ／Ｉ によりＳＩＲを演算するＳＩＲ演算部である。
【００３１】（ｄ）変形例 (d-1) ビーム選択の変形例 第１実施例では、全パス全ビームのうち測定値が設定値
以上のビームに応じた逆拡散信号を遅延調整して合成す
るものである。ところで、ノイズが大きい環境ではビー
ム測定精度が劣化し、誤って好ましくないビームを選択
し、伝送品質や受信特性を劣化することがある。そこ
で、ノイズによってビーム測定精度が劣化しても、誤っ
て好ましくないビームを選択しないようにする必要があ
る。
【００３２】図９はビーム選択の変形例を示すフロー図
である。ただし、この変形例におけるハードウェア構成
は図４と同じである。セレクタ１５は測定部１４1〜１
４4より全パス全ビームの測定結果が入力されると測定
結果（例えば電力）が最大となるビームを求める（Ｓ
１）。ついで、セレクタ１５は、各パスのフィンガー部
１３1〜１３4より電力最大のビームに応じた逆拡散信号
をそれぞれ選択して出力する（Ｓ２）。以後、各パスよ
り選択した逆拡散信号にチャネル推定処理を施した後レ
ーク合成して受信データの判定を行う（Ｓ３）。例え
ば、あるパスの第１ビームの電力が最大になれば、全パ
ス（全フィンガー部）より第１ビームに応じた逆拡散信
号を出力、合成して受信データの判定を行う。以上のよ
うにすれば、ノイズによってビーム測定精度が劣化して
も、誤ってビームを選択してレーク合成することがなく
なり、伝送品質や受信特性を改善することができる。
【００３３】(d-2) 空間ダイバーシチ 第１実施例では空間ダイバーシチを考慮していないが、
図１０に示すように、空間ダイバーシチ構成にすること
ができる。すなわち、アレーアンテナ１１、ビームフォ
ーマ１２、フィンガー部１３1〜１３K、測定部１４1〜
１４Kで構成されるブランチを指向性を変えて複数組
（ブランチ１、ブランチ２）配置する。又、各ブランチ
の全フィンガー部出力をビームセレクタ１５に入力す
る。ビームセレクタ１５は入力された全ビームの逆拡散
信号のうち電力（あるいは相関値、ＳＩＲ）が設定値よ
り大きなものを選択して出力する。ビームセレクタ１５
より出力された信号はチャネル推定を施された後レーク
合成され、データ判定部１８で識別される。かかる空間
ダイバーシチによれば、空間ダイバーシチ効果により益
々伝送品質や受信特性を改善することができる。
【００３４】（Ｂ）第２実施例 第１実施例では測定部をサーチャとは別に設け、測定部
での測定結果が大きな１以上のビームを選択し、該選択
されたビームに応じた逆拡散信号をそれぞれ遅延調整し
て合成するものである。しかし、測定部を用いずにサー
チャで測定する遅延プロファイルを利用してビームを選
択することもできる。図１１はかかる第２実施例の構成
図、図１２は各ビームの遅延プロファイルで、（ａ）〜
（ｃ）は第１〜第３ビームの遅延プロファイル例であ
る。図１１において、２１は受信用のアレーアンテナで
ありＮ個のアンテナ素子２１1〜２１Nを有している。２
２1〜２２Nは入力信号の高周波増幅、周波数変換、直交
検波（ＱＰＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行してビームフ
ォーマ２３に入力する受信回路、２３は各アンテナ素子
から受信回路を介して入力する信号を用いて指向性を有
するＭ本のビームＢ1〜ＢMを電気的に発生するビームフ
ォーマである。２４1〜２４5はマルチパスのパス毎に設
けられフィンガー部、２５は各フィンガー部から出力す
る信号を最大比合成するレーク合成部、２６は合成信号
に基づいて受信データの”１”，”０”を判定するデー
タ判定部，２７は時分割的にビームＢ1〜ＢMを選択して
出力するセレクタ、２８はビーム選択制御部であり、選
択するビームをパス毎にフィンガー部２４1〜２４5に指
示するもの、２９はサーチャであり、(1)ビーム毎にマ
ルチパス信号の遅延プロファイル（図１２）を保存し、
また、(2)該遅延プロファイルを参照してビーム出力制
御部２８にビーム出力の可否を指示し、更に、(3)パス
毎に設けられたフィンガー部２４1〜２４ 4に逆拡散処理
の開始タイミング及び遅延時間信号を入力する。
【００３５】パス毎に設けられているフィンガー部２４
1〜２４5は同一構成になっており、ビーム選択制御部２
８からの指示でビームを選択するセレクタ２４ａ、自チ
ャンネルに割り当てた拡散コードを発生する拡散コード
発生部２４ｂ、セレクタにより選択されたビームに拡散
コードを乗算して逆拡散する乗算器２４ｃ、ダンプ積分
を行うダンプ積分器２４ｄ、逆拡散信号にパスに応じた
遅延時間調整を施す遅延時間調整部２４ｅ、チャンネル
推定部２４ｆ、乗算器２４ｇを備えている。サーチャ２
９において、２９ａはマッチトフィルタ（整合フィル
タ）、２９ｂは平均化部、２９ｃはＲＡＭ、２９ｄはパ
ス検出部である。整合フィルタ２９ａ及び平均化部２９
ｄは時分割的に入力する各ビームＢ1〜ＢMに含まれる自
チャンネルの信号成分を抽出及び平均化し、ビーム毎に
遅延プロファイル（図１２（ａ）〜（ｃ））を作成して
ＲＡＭ２９ｃに記憶する。パス検出部２９ｄは、各ビー
ムの遅延プロファイルを参照して信号レベルの大きなパ
スをビーム毎に検出すると共に、各パスの遅延時間を検
出する。すなわち、パス検出部２９ｄはどのパスのどの
ビームを出力するかを保持すると共に、パス毎に逆拡散
開始タイミング及び遅延時間データ（ｔ0，ｔ1，ｔ2）
を保持する。又、パス検出部２９ｄはビーム選択制御部
２８にビーム出力の可否を指示する。
【００３６】従って、例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示
すように、第１ビームの第１パス、第２ビームの第２パ
ス．第３ビームの第３パスの信号レベルが設定値より大
きい場合、パス検出部２９ｄは、(1)第１パスの第１ビ
ームのタイミング、(2) 第２パスの第２ビームのタイミ
ング、(3)第３パス第３ビームのタイミングで、ビーム
出力可をビーム選択制御部２８に指示する。この結果、
(1) フィンガー部２４ 1のセレクタ２４ａは第１パスの
第１ビームを出力し、(2) フィンガー部２４2のセレク
タ２４ａは第２パスの第２ビーム、(3) フィンガー部２
４3のセレクタ２４ａは第３パスの第３ビームを出力す
る。以後、これらビームは逆拡散されてレーク合成され
る。第２実施例によれば、第１実施例のように測定装置
が不要であり、しかも各ビームの遅延プロファイルを時
分割処理により測定して保存することができる。
【００３７】（Ｃ）第３実施例 第１実施例では全フィンガー部に１つのビームセレクタ
を設け、測定値が設定値以上のビームを該ビームセレク
タで選択した場合である。しかし、第３実施例ではビー
ムセレクタを各フィンガー部に設けてパス毎にいくつか
のビームを選択して最大比合成する。図１３はかかる第
３実施例のアレーアンテナシステムの概略構成図であ
る。図中、３１は受信用のアレーアンテナでありＮ個
（Ｎ＝４個）のアンテナ素子３１ 1〜３１4を有してい
る。３３は各アンテナ素子から入力する信号を用いて指
向性を有するＭ本（Ｍ＝４）のビームＢ1〜Ｂ4を電気的
に発生するＦＦＴ構成のビームフォーマ、３４1〜３４K
はマルチパスのパス毎に設けられたフィンガー部であ
る。フィンガー部３４1〜３４Kは、各ビームＢ1〜Ｂ4に
拡散符号を乗算して逆拡散する乗算器３４ｂ1〜３４
ｂ4、測定値（電力、相関値、ＳＩＲ）の大きなビーム
（逆拡散信号）を選択するビームセレクタ３４ｅ、選択
された各ビームにチャンネル推定演算を施すチャネル推
定演算部３４ｆ1〜３４ｆ4及び乗算部３４ｇ1〜３４
ｇ4、各乗算部出力を加算する加算器３４ｈを備えてい
る。３５1〜３５Kは電力（相関値、ＳＩＲでもよい）を
測定する測定部であり、それぞれフィンガー部３４1〜
３４Kに入力する各ビームの電力（相関値、ＳＩＲ）を
測定してビームセレクタ３４ｅに入力する。３６は各フ
ィンガー部３４1〜３４Kの加算器３４ｈから出力する信
号を最大比合成するレーク合成部、３７は合成信号に基
づいて受信データの”１”，”０”を判定するデータ判
定部である。
【００３８】各アンテナ素子３１1〜３１4は受信電波に
応じた受信信号を図示しない受信回路に入力し、各受信
回路は入力信号の高周波増幅、周波数変換、直交検波
（ＱＰＳＫ検波）、Ａ／Ｄ変換を実行してビームフォー
マ３３に入力する。ビームフォーマ３３は４個の入力信
号にビームフォーミングを施して４本のビームＢ1〜Ｂ4
をディジタル的に形成し、パス毎に設けたフィンガー部
３４1〜３４Kに入力する。フィンガー部３４1〜３４Kの
逆拡散部３４ｂ1〜３４ｂ4は複数のビームＢ1〜Ｂ4に対
して逆拡散を行ないパス毎の遅延時間調整をして同一タ
イミングで次段のビームセレクタ３４ｅに出力する。
【００３９】以上と並行して、測定部３５1〜３５Kはそ
れぞれ対応するフィンガー部３４1〜３４Kに入力するビ
ームの電力を測定し、測定結果をフィンガー部３４1〜
３４ Kのビームセレクタ３４ｅに入力する。各フィンガ
ー部３４1〜３４Kのビームセレクタ３４ｅは、測定値が
設定値より大きなビームに応じた逆拡散信号を選択して
次段のチャネル推定部３４ｆ1〜３４ｆ4及び乗算部３４
ｇ1〜３４ｇ4に入力する。チャネル推定部３４ｆ1〜３
４ｆ4及び乗算部３４ｇ1〜３４ｇ4は自チャネルに応じ
た信号波成分を推定し、加算器３４ｈは各チャネル推定
値を加算して出力する。レーク合成部１７は各チャネル
推定部の出力を合成し、データ判定部１８は合成信号に
基づいて受信データの”１”，”０”を判定する。
【００４０】かかるアレーアンテナシステムによれば、
ビームセレクタを各フィンガー部に設けてパス毎にいく
つかのビームを選択して最大比合成するため、フィンガ
ー部にチャネル推定部を含めることができ、構成を簡単
にできる。図１４は第３実施例の詳細構成図であり、図
１３と同一部分には同一符号を付している。図１３に比
べて受信回路３２1〜３２N及びサーチャ３８を組み込ん
だ点、フィンガー部３４1の構成を詳細に示している点
で異なるが、これら受信回路３２1〜３２N及びサーチャ
３８の動作、フィンガー部３４1〜３４4のビームセレク
タ３４ｅまでの動作は図４の第１実施例と同様である。
【００４１】（Ｄ）第４実施例 図１５はレーク受信方式、マルチビーム方式、アダプテ
ィブアレー方式を組み合わせた第４実施例のアレーアン
テナシステムの構成図であり、図１３の第３実施例と同
一部分には同一符号を付している。第３実施例と異なる
点は、(1)平均二乗誤差を最小にするように重み係数ｗ
i1〜ｗi4を決定するMMSE(Minimum-Mean-Squared-Error)
型の適応制御部４１、(2) 適応制御部により決定された
重み係数ｗi1〜ｗi4をビームセレクタ３４ｅから出力す
る逆拡散信号に掛け合わせて合成する重み付け部４２、
(3) 重み付け部から出力する信号にチャネル推定演算を
施すチャネル推定部４３、(4)適応制御部に入力する誤
差を演算する誤差発生部４４を各フィンガー部３４1〜
３４Kに設けた点である。
【００４２】ビームセレクタ３４ｅは第３実施例と同様
に測定値（電力、相関値、ＳＩＲ）が設定値以上の大き
なビーム（逆拡散信号）を出力する。MMSE型の適応制御
部４１は重み付け合成後の信号と参照信号との平均二乗
誤差を最小にするように重み（複素ウェイト）ｗi1〜ｗ
i4を決定し、重み付け部４２はビームセレクタ３４ｅか
ら出力する逆拡散信号に重みｗi1〜ｗi4を掛け合わせて
合成してチャンネル推定部４３に入力する。チャンネル
推定部４３は入力信号にチャンネル推定演算を施して出
力する。レーク合成部３６は各フィンガー部３４1〜３
４Kからの出力信号を最大比合成し、データ判定部３７
は該合成信号によりデータの”１”，”０”を判定す
る。この判定結果は誤差発生部４４を介して適応制御部
４１に帰還される。
【００４３】データ判定部３７は、重み付け合成信号に
チャネル推定演算部４３1の出力信号の複素共役を乗算
して得られた信号の”１”，”０”を判定する。このた
め、複素共役を乗算した分位相が回転している。そこ
で、誤差発生部４４は、乗算部４４1で判定結果にチャ
ネル推定演算部４３1の出力を乗算して位相を元に戻
し、位相が戻された判定結果と重み付け合成信号との差
分を誤差演算部４４2で演算し、誤差ｅとして適応制御
部４１に入力する。以後、上記動作が繰り返され、重み
は一定値に収束する。
【００４４】適応アルゴリズムとしてLMS（Least Mean
Square)のような瞬時勾配をもちいて重みの更新を行う
アルゴリズムでは、収束が遅く、ウェイトの初期値に収
束速度が影響する。そこで収束を速くする方法として、
ビームセレクタ３４ｅで選択した各ビームのチャネル推
定値を演算し、該チャネル推定値の複素共役を重みｗ i1
〜ｗi4の初期値として用いることで、収束を速くするこ
とができる。なお、スイッチ３９はパイロット期間とデ
ータ期間とで切り替えることにより、データ期間のとき
には判定結果に基づいて重みの更新を行う。又、データ
の誤りが多いような環境では、パイロット信号のみを用
いて重みの更新を行い、データ期間では重みを固定す
る。
【００４５】図１６は第４実施例の詳細構成図であり、
図１５と同一部分には同一符号を付している。図１５に
比べて受信回路３２1〜３２N及びサーチャ３８を組み込
んだ点、フィンガー部３４1の構成を詳細に示している
点で異なるが、これら受信回路３２1〜３２N及びサーチ
ャ３８の動作、フィンガー部３４1〜３４4のビームセレ
クタ３４ｅまでの動作は図４の第１実施例と同様であ
る。
【００４６】図１７は第４実施例の第１の変形例であ
り、図１５と同一部分には同一符号を付している。第４
実施例では、重み付け合成信号にチャネル推定部４３で
チャネル推定演算を施してチャネル推定を行っている
が、チャネル推定も含めて適応制御部４１で重み決定を
行うことができる。そこで、変形例では、チャネル推定
部を削除し、代わりに乗算部５１を設け、レーク合成部
３６で最大比合成ができるように最大合成の重みＷを乗
算するようにしている。最大比合成の重みＷとしてはビ
ームセレクタ３４ｅから出力する信号の二乗和 Ｗ＝｜ｘ1｜2＋｜ｘ2｜2＋・・・＋｜ｘn｜2 が好ましい。なお、 Ｗ＝（｜ｘ1｜2＋｜ｘ2｜2＋・・・＋｜ｘn｜2）1/2 とすることで等比合成とすることもできる。又、誤差発
生部４４はチャネル推定による位相回転がないため、位
相を元に戻す乗算部が不要になり、重み付け合成信号と
判定結果の差分ｅを演算する誤差演算部４４2のみが設
けられている。
【００４７】図１８は第４実施例の第２の変形例であ
り、図１５と同一部分には同一符号を付している。第４
実施例では、各パス毎にビームの選択を行い、各パス毎
に重みの適応制御を行ったが、この変形例では、全パス
に１つの適応制御部４１のみを設け、該適応制御部４１
で全パスの全選択ビームの重みを決定する。この場合、
レーク合成部３６の合成信号と判定結果の差分が誤差ｅ
となり、適応制御部４１は該誤差が零なるように制御す
る。以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は
請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が
可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４８】
【発明の効果】以上本発明によれば、アレーアンテナを
用いる際、ビームフォーマによりマルチビームを形成し
ておき、マルチパスの各パスのビームの中から所望波成
分(信号の電力や相関値やSINR)の高いビームのみ選択
し、チャネル推定、重み付けを行うため、受信特性を改
善、回路規模の縮小に寄与するところが大きい。又、本
発明のアレーアンテナシステムによれば、レーク受信方
式及びマルチビームアンテナ方式を組み合わせてなるレ
ーク受信機を構成することができ、伝送品質や受信特性
を改善することができる。
【００４９】又、本発明によれば、サーチャによりマル
チパス信号の発生時間間隔を測定し、マルチパスのパス
毎に設けられた逆拡散/遅延調整部に逆拡散開始のタイ
ミング及び遅延時間信号を入力するようにしたから、容
易にパス毎の逆拡散処理の開始タイミング及び遅延時間
調整制御を行うことができる。又、本発明によれば、サ
ーチャにおいて、ビームフォーマから出力する全ビーム
のレベルについてその時間推移を示す遅延プロファイル
を測定して保存し、各ビームの遅延プロファイルよりレ
ベルの大きなパスをビーム毎に検出し、パス毎に設けら
れた逆拡散／遅延時間調整部（フィンガー部）において
自パスのビームのうち前記レベルの大きなビームに応じ
た逆拡散信号出力し、合成部において各フィンガー部か
ら出力される逆拡散信号を合成して受信データの判定を
行う。このため、伝送品質や受信特性を改善することが
できる。又、サーチャにおいて各ビームの遅延プロファ
イルを時分割処理により測定して保存することができ、
構成を簡略化できる。
【００５０】又、本発明によれば、全パスの全ビームの
うち、測定値（電力、相関値またはSIR）が大きな１ま
たは複数のビームの逆拡散信号を選択し、選択した逆拡
散信号を合成して受信データの判定を行うようにしたか
ら、全パス全ビームのうち真に所望信号波成分が大きな
ビームの逆拡散信号を合成して受信データの判定を行う
ため、伝送品質や受信特性を改善することができる。
又、本発明によれば、マルチパスの全パス全ビームのう
ち、測定値（電力、相関値、SIR）が最大となるビーム
を求め、各パスより該ビームに応じた逆拡散信号を選択
し、選択した逆拡散信号を合成して受信データの判定を
行うようにしたから、ノイズによってビーム測定精度が
劣化しても、誤ってビームを選択してレーク合成するこ
とがなくなり、伝送品質や受信特性を改善することがで
きる。
【００５１】又、本発明によれば、パス毎にフィンガー
部（逆拡散/遅延調整部）を有するブランチを、複数組
空間的に指向性を変えて配置して空間ダイバーシチ構成
としたから、空間ダイバーシチの効果を付加できるため
ますます伝送品質や受信特性を改善することができる。
又、本発明によれば、レーク受信方式、マルチビームア
ンテナ方式、アダプティブアレーアンテナ方式を組み合
わせてなるレーク受信機を構成することができ、伝送品
質や受信特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例のアレーアンテナシステムの概略構
成図である。
【図２】第１実施例の第１の変形例である。
【図３】第１実施例の第２の変形例である。
【図４】第１実施例のアレーアンテナシステムの詳細構
成である。
【図５】電力算出構成図である。
【図６】相関値算出構成図である。
【図７】ＳＩＲ測定装置の構成図である。
【図８】位置ベクトルの象限変更方法の説明図である。
【図９】ビーム選択の変形例である。
【図１０】空間ダイバシチ構成の変形例である。
【図１１】第２実施例のアレーアンテナシステムの構成
図である。
【図１２】各ビームの遅延プロファイル説明図である。
【図１３】第３実施例のアレーアンテナシステムであ
る。
【図１４】第３実施例のアレーアンテナシステムの詳細
構成図である。
【図１５】第４実施例のアレーアンテナシステムであ
る。
【図１６】第４実施例のアレーアンテナシステムの詳細
構成図である。
【図１７】第４実施例の第１変形例である。
【図１８】第４実施例の第２変形例である。
【図１９】従来のＲＡＫＥ受信機の構成と原理説明図で
ある。
【図２０】チャネル推定演算説明図である。
【図２１】セクタアンテナの説明図である。
【図２２】マルチビームアンテナの説明図である。
【図２３】マルチビームの配置説明図である。
【図２４】従来のマルチビームアンテナシステムの構成
図である。
【図２５】ビームフォーマの構成図である。
【図２６】ＦＦＴを用いたビームフォーマである。
【符号の説明】 １１ アレーアンテナ １１1〜１１4 アンテナ素子 １２ ビームフォーマ １３1〜１３K 逆拡散／遅延調整部（フィンガー部） １４1〜１４K 測定部 １５ ビームセレクタ １６1〜１６L チャネル推定部 １７ レーク合成部 １８ データ判定部

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＣＤＭＡ移動通信における無線基地局の
    アレーアンテナシステムにおいて、 アレーアンテナの複数のアンテナ素子で受信した信号に
    ビームフォーミングを施して複数の電気的ビームを形成
    するビームフォーマ、 マルチパスのパス毎に設けられ、該パスを経由する信号
    に応じた前記複数のビームのそれぞれに逆拡散を施し、
    所望信号成分が大きな逆拡散信号にパスに応じた遅延調
    整を加えて出力する逆拡散/遅延調整部、 各逆拡散/遅延調整部の出力を合成する合成部、を備え
    たことを特徴とするアレーアンテナシステム。
  2. 【請求項２】 各マルチパス信号の発生時間間隔を測定
    し、マルチパスの各パス毎に設けられた逆拡散/遅延調
    整部に逆拡散開始のタイミング及び遅延時間信号を入力
    するサーチャ、を有することを特徴とする請求項１記載
    のアレーアンテナシステム。
  3. 【請求項３】 サーチャは、ビームフォーマから出力す
    る全ビームのレベルについてその時間推移を示す遅延プ
    ロファイルを測定して保存する遅延プロファイル測定
    部、各ビームの遅延プロファイルよりレベルの大きなパ
    スをビーム毎に検出するパス検出部を備え、 前記パス毎に設けられた逆拡散/遅延調整部は、自パス
    のビームのうち前記レベルの大きなビームに応じた逆拡
    散信号を前記合成部に入力する選択部、を有することを
    特徴とする請求項１記載のアレーアンテナシステム。
  4. 【請求項４】 サーチャは各ビームの遅延プロファイル
    を時分割処理により測定して保存することを特徴とする
    請求項３記載のアレーアンテナシステム。
  5. 【請求項５】 マルチパスの全パス全ビームについて、
    所望信号成分の大きさを電力、相関値またはSIRのいず
    れかで測定する信号測定部、 測定結果の大きな１または複数のビームに応じた逆拡散
    信号を選択し、前記合成部に入力する選択部、を有する
    ことを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナシステ
    ム。
  6. 【請求項６】 マルチパスの全パス全ビームについて、
    所望信号成分の大きさを電力、相関値またはSIRのいず
    れかで測定する信号測定部、 全パス全ビームの中から、所望信号成分の測定結果が最
    大となるビームを求め、各パスより該ビームに応じた逆
    拡散信号を選択し、前記合成部に入力する選択部、を有
    することを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナシ
    ステム。
  7. 【請求項７】 パス毎の前記逆拡散/遅延調整部を、指
    向性を替えて複数組設け、全逆拡散/遅延調整部に入力
    された全ビームの逆拡散信号より所望信号成分が大きな
    ものを選択して合成することを特徴とする請求項５記載
    のアレーアンテナシステム。
  8. 【請求項８】 合成部出力に基づいて受信データを判定
    する受信データ判定部、 パス毎に、所望信号成分の大きな複数の逆拡散信号を選
    択する選択部、 パス毎に、選択された逆拡散信号及び受信データの判定
    結果を用いた適応制御により重み係数を決定する適応制
    御部、 パス毎に、各逆拡散信号に該重み係数を掛け合わせ、合
    成して出力する重み付け部を備え、 前記合成部は重み付け部の出力を合成し、受信データ判
    定部は該合成部出力に基づいて受信データを判定するこ
    とを特長とする請求項１記載のアレーアンテナシステ
    ム。
  9. 【請求項９】 前記選択された逆拡散信号毎にチャンネ
    ル推定値を求め、該チャンネル推定値の複素共役を適応
    制御の初期値とすることを特徴とする請求項８記載のア
    レーアンテナシステム。
  10. 【請求項１０】 前記重み付け部の出力信号にチャネル
    推定演算を施すチャネル推定演算部を備えたことを特徴
    とする請求項８記載のアレーアンテナシステム。
  11. 【請求項１１】 前記重み付け部の出力信号にパスに応
    じた最大比合成の重みを付加する重み付加部を備えたこ
    とを特徴とする請求項８記載のアレーアンテナシステ
    ム。
  12. 【請求項１２】 合成部出力に基づいて受信データを判
    定する受信データ判定部、 全パス全ビームの中から所望信号成分の大きな複数の逆
    拡散信号を選択する選択部、 選択された逆拡散信号及び受信データの判定結果を用い
    た適応制御により重み係数を決定する適応制御部、 各逆拡散信号に該重み係数を掛け合わせて出力する重み
    付け部を備え、 前記合成部は重み付け出力を合成し、受信データ判定部
    は該合成部出力に基づいて受信データを判定することを
    特長とする請求項１記載のアレーアンテナシステム。
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