JP3955249B2

JP3955249B2 - アレーアンテナシステム及びその指向性制御方法、移動端末

Info

Publication number: JP3955249B2
Application number: JP2002268429A
Authority: JP
Inventors: 方偉童; 正則加藤
Original assignee: Kyocera Corp; KDDI Corp
Current assignee: Kyocera Corp; KDDI Corp
Priority date: 2002-09-13
Filing date: 2002-09-13
Publication date: 2007-08-08
Anticipated expiration: 2022-09-13
Also published as: US7006042B2; CN1489416A; JP2004112058A; CN1253044C; US20040125867A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレーアンテナシステム及びその指向性制御方法、移動端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のアレーアンテナシステムは、アレーの出力とローカルの参照信号との二乗誤差が最小になるようにアレーの重みを制御する、所謂ＭＭＳＥベース（例えばＬＭＳ，ＲＬＳ）のアレーアンテナである。上記ＭＭＳＥベースのアレーアンテナの演算能力に対する要求及び参照信号を生成する際の複雑さを減らすため、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムにおいては、従来より、逆拡散後のＭＭＳＥベースアレーアンテナがよく用いられている。
また、各アンテナ素子間の位相差検出をベースにした従来のアレーアンテナシステムは、アレーアンテナの各アンテナ素子で受信した信号についての複素共役乗算により、受信信号のアンテナ素子間の位相差を検出する。そして、この位相差に基づいてアレー重み形成アルゴリズム（例えば方向拘束型電力最小化法（DCMP））によりアンテナ素子毎の重み係数を求めて、アレーアンテナの指向性パターンを形成している（例えば、特許文献１参照）。
上記位相差は受信信号の到来方向を示しており、すなわち、該位相差ベクトルは受信信号の到来方向を示すものである。以下、該位相差ベクトルのことを、到来方向ベクトルと称する。
【０００３】
【特許文献１】
特開平１１−２７４９７６号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述したＭＭＳＥベースのアレーアンテナシステムは、参照信号の生成が必要である。この参照信号の生成は直接アレーの性能に影響するので、通常、アレーの重み制御本体よりもかなり複雑な構成になっている。したがって、このような構成の複雑さにより、演算能力などが限定される装置（端末など）において適用するには困難な場合がある。
【０００５】
また、逆拡散後のＭＭＳＥベースアレーアンテナは、演算能力に対する要求及び参照信号を生成する際の複雑さを減らすことができるが、逆拡散利得の影響でヌル点を深く作ることができず、干渉キャンセル能力が低下するという問題がある。
【０００６】
また、上述した特許文献１に記載される、到来方向ベクトルを検出するアレーアンテナシステムは、各アンテナ素子の受信信号のうち、一つの受信信号を基準に選択し、それ以外の受信信号と該基準信号を比べて到来方向ベクトルを検出する。しかしながら、該基準信号自身も受信信号であるために干渉やノイズなどの影響を受けるので、到来方向ベクトルの検出精度が低下してしまう。また、アンテナ素子の受信信号には、着目信号以外に他の信号（干渉、ノイズなど）も多く存在する。このため、複素共役乗算によって複雑な相互変調が発生し、精度の低い到来方向ベクトルしか検出できない虞もある。また、たとえ平均演算などの手段を用いて到来方向ベクトルの検出精度を上げようとしても、干渉などを完全に除去することはできないので、相互変調発生による検出精度低下の問題は避けられない。しかも、複素共役乗算は非線形演算であるので、干渉などの到来方向ベクトル検出精度に対する影響を予測することは難しく、さらに、到来方向ベクトルを検出するために、アンテナ素子数分に対してマッチトフィルタ演算を行うので、演算量が多く、また消費電力も多い。このように、到来方向ベクトルの検出精度を高めることが難しく、アレーアンテナの指向性パターンを最適に制御することができないという問題がある。
【０００７】
また、従来のアレーアンテナシステムは、アレーアンテナの指向性パターンにヌル点を形成して所望信号以外の干渉信号をキャンセルする場合に、干渉信号の中からキャンセルするものを選択していないので、全ての干渉信号をキャンセルするようにしている。また、アレーアンテナの指向性パターンにヌル点を多数含めるようにした場合、該パターンには高レベルのサイドローブ（side lobe）が多数発生する虞がある。特に、干渉信号の数がアレー自由度以上になる場合には、所望信号方向の利得が大きくなるようにシャープな指向性パターンを形成することが難しい。このため、アレーアンテナの受信利得が低下するが、これにより受信信号のレベルが低下する。同様に、受信時に得られた重み係数を必要に応じ補正して送信時の指向性パターン形成に用いる場合においても、シャープな指向性パターンが形成されないので、送信利得を上げることができない。
【０００８】
さらに、同時に二つ以上の信号を所望信号として受信したい場合には、二組以上の重み係数を求めるために二組以上の重み係数計算部が必要となり、システム構成が複雑になるという問題もある。
【０００９】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、干渉信号を適切に抑制して所望信号の受信品質を向上させることができるアレーアンテナシステム及びその指向性制御方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載のアレーアンテナシステムは、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを備え、前記各アンテナ素子で受信した受信信号を合成して出力するアレーアンテナシステムにおいて、前記各アンテナ素子で受信した受信信号の中から、所望信号とキャンセルする干渉信号を検出し選択する制御手段と、前記各アンテナ素子で受信した受信信号から、前記所望信号と前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルを検出する方向ベクトル検出手段と、前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルに基づいて、前記キャンセルする干渉信号の数分の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、前記擬似信号と前記所望信号の到来方向ベクトルから、前記各アンテナ素子の重み係数を生成するアレー重み生成手段と、前記重み係数によって前記各アンテナ素子で受信した受信信号を重み付けし、その重み付けされた受信信号を合成する信号合成手段とを備えたことを特徴としている。
本発明の実施の形態においては、アレー重み生成手段は、擬似信号の相関行列の逆行列と所望信号の到来方向ベクトルの乗算結果を合成して、各アンテナ素子の重み係数を生成する。
なお、制御手段は、検出した干渉信号についてその全てを選択する必要はない。
【００１１】
請求項２に記載のアレーアンテナシステムにおいては、前記制御手段は、検出した信号の信号レベルに基づいて前記所望信号とキャンセルする干渉信号の選択を行うことを特徴とする。
【００１２】
請求項３に記載のアレーアンテナシステムにおいては、前記方向ベクトル検出手段は、前記各アンテナ素子の位相情報を到来方向ベクトルとして検出することを特徴とする。
【００１３】
請求項４に記載の移動端末は、請求項１乃至請求項３のいずれかの項に記載のアレーアンテナシステムを備えたことを特徴としている。
【００１４】
上記の課題を解決するために、請求項５に記載のアレーアンテナ指向性制御方法は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを備え、前記各アンテナ素子で受信した受信信号を合成して出力するアレーアンテナシステムにおけるアレーアンテナ指向性制御方法であって、前記各アンテナ素子で受信した受信信号の中から、所望信号とキャンセルする干渉信号を検出し選択する制御過程と、前記各アンテナ素子で受信した受信信号から、前記所望信号と前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルを検出する方向ベクトル検出過程と、前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルに基づいて、前記キャンセルする干渉信号の数分の擬似信号を生成する擬似信号生成過程と、前記擬似信号と前記所望信号の到来方向ベクトルから、前記各アンテナ素子の重み係数を生成するアレー重み生成過程と、前記重み係数によって前記各アンテナ素子で受信した受信信号を重み付けし、その重み付けされた受信信号を合成する信号合成過程とを含むことを特徴としている。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の一実施形態を説明する。
図１は、本発明の一実施形態によるアレーアンテナシステムの受信機能に係る構成を示すブロック図である。図１に示すアレーアンテナシステムは、例えば携帯電話機に具備されるものであり、基地局から送信された符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の無線信号を、複数のアンテナ素子１−１〜Ｎからなるアレーアンテナを用いて受信し無線通信を行うものである。
【００１６】
図１において、無線受信部２は、アンテナ素子１−１〜ＮのＮ個の無線信号を増幅して複素数ベースバンド信号へ変換後、Ａ／Ｄ変換器（Analog to Digital Converter）によりデジタル信号に変換して受信信号ｘ₁〜ｘ_Nを出力する。
【００１７】
信号検出部３（一般的にサーチャと称される）は、受信信号ｘ₁〜ｘ_Nのうち、任意の一つの受信信号（例えば受信信号ｘ₁）と、ＰＮ符号（拡散符号）発生部５から出力されたローカルなＰＮ符号との相関演算を行い、この結果から、存在が確認できる全ての基地局信号（マルチパス信号を含む）及び各基地局信号に対応するチップ同期タイミングを検出する。そして、該検出した基地局信号のそれぞれの信号レベル及び信号識別用ＩＤ（例えば、それぞれ基地局信号のＰＮ符号のオフセット）のデータを制御部４へ出力する。この信号検出部３は、一つのアンテナ素子の受信信号に対してのみ相関演算を行うので、基地局信号の検出のための演算量は少なくなる。例えば、特開平１１−２７４９７６号公報記載のアレーアンテナシステムにおける演算量に比してアンテナ素子数分の一となる。
【００１８】
制御部４は、信号検出部３で検出された基地局信号の各信号レベルに基づいて、所望信号として受信する基地局信号と、該所望信号以外の基地局信号（干渉信号）のうち、キャンセルする基地局信号を選択する。
【００１９】
次いで、制御部４は、Ｍ（２以上の整数）個の方向ベクトル検出部６−１〜Ｍの中から、所望信号に選択した基地局信号と干渉信号に選択した基地局信号の各々の到来方向ベクトルの検出を実行させる方向ベクトル検出部を選定する。例えば、所望信号の数と干渉信号の数の合計がＭであり、所望信号の数がＬ（１以上の整数）、干渉信号の数が「Ｍ−Ｌ」である場合、制御部４は、Ｌ個の所望信号の到来方向ベクトル検出を行うものとして方向ベクトル検出部６−１〜Ｌを選定し、「Ｍ−Ｌ」個の干渉信号の到来方向ベクトル検出を行うものとして方向ベクトル検出部６−（Ｌ＋１）〜Ｍを選定する。そして、この選定に従って、所望信号として選択した基地局信号と干渉信号として選択した基地局信号のそれぞれのチップ同期タイミングを、方向ベクトル検出部６−１〜Ｍへ出力するように、信号検出部３を制御する。この制御に従って、信号検出部３は、各チップ同期タイミングを該当する方向ベクトル検出部６−１〜Ｍへそれぞれ出力する。
【００２０】
なお、選択できる所望信号及びキャンセルする干渉信号の合計数の最大値は、方向ベクトル検出部の数（Ｍ）である。また、一般的にＭはアレーアンテナのアンテナ素子数Ｎ以下であることが適当であるが、これに限定されるものではない。
【００２１】
上記のように、制御部４が、基地局信号のそれぞれの信号レベルに基づいてキャンセルする基地局信号を選択するので、干渉信号の中からキャンセルするものを適切に選択することができる。また、キャンセルする干渉信号の数を制限することができるので、キャンセルする信号数がアレーの自由度を超えることを防止可能である。また、所望信号方向の利得が大きくなるように、アレーアンテナの指向性パターンをシャープに形成したい場合には、キャンセルする干渉信号の数を零に設定すればよい。このように本実施形態によれば、干渉信号の抑制を適切に行うことができる。
なお、制御部４は、制御信号により各部の動作を制御して干渉信号の抑制制御を行う。例えば上述した制御以外には、選択した所望信号及びキャンセルする干渉信号の合計数が方向ベクトル検出部の数（Ｍ）より少ない場合に、使用していない方向ベクトル検出部等をオフにするなどの制御を行う。
【００２２】
次に、方向ベクトル検出部６−１〜Ｍは、信号検出部３から入力された、制御部４が選択した各基地局信号に対応するチップ同期タイミングで、ＰＮ符号発生部５から出力されたＰＮ符号を用いて受信信号ｘ₁〜ｘ_Nの逆拡散処理を行うことにより、各基地局信号に含まれるそれぞれのパイロット信号を抽出する。これら検出したパイロット信号は、各選択された基地局信号の到来方向にそれぞれ対応した各アンテナ素子の位相情報を含んでおり、基地局信号の到来方向を示す到来方向ベクトルとなる。これにより、方向ベクトル検出部６−１〜Ｍは、各々抽出したパイロット信号を、制御部４によってそれぞれに選定された基地局信号の到来方向ベクトルとして検出する。
【００２３】
ここで、上述したパイロット信号を抽出する処理、すなわち到来方向ベクトルを検出する処理について詳細に説明する。
アレーアンテナ素子の受信信号をベクトルＸ(nT_s)で表す。
Ｘ(nT_s)＝[ｘ₁,ｘ₂,…,ｘ_N]^Ｔ
但し、^Ｔは転置、nはサンプリング番号、T_sはサンプリング周期である。
すると、ＣＤＭＡ方式の移動通信システムにおいて、アレーアンテナ素子の受信信号は、（１），（２）式で表される。
【００２４】
【数１】

【００２５】
【数２】

【００２６】
そして、ある基地局h₀の信号の到来方向ベクトルＳ_h0は（３）式で検出することができる。
【００２７】
【数３】

【００２８】
基地局h₀のＰＮ符号のオフセット「PN_offset_h0」と基地局h₀からの信号伝播遅延d_h0は、信号検出部３が検出した基地局h₀の信号のチップ同期タイミングである。上記（３）式は相関演算（逆拡散）であるので、ＰＮ符号の相関特性及びwalshコードにより変調されたspt_h(nT_s)の相関特性から、基地局h₀の信号の到来方向ベクトルＳ_h0を検出することが可能となる。
【００２９】
そして、
n₀＝kT_C （k＝0,1,2,…）
と設定すれば、到来方向ベクトルＳ_h0の時間系列を検出することができ、到来方向の変化に追従することができる。上記（３）式の演算を、制御部４により選択された全部の基地局信号に対してそれぞれ行うことによって、各基地局信号の到来方向ベクトルを検出する。
そして、方向ベクトル検出部６−１〜Ｍは、上記処理により検出した到来方向ベクトルをノイズ抑圧・スケーリング部７−１〜Ｍへそれぞれ出力する。
【００３０】
上記方向ベクトル検出部６−１〜Ｍは、受信信号ｘ₁〜ｘ_NとローカルのＰＮ符号とのそれぞれの相関演算により到来方向ベクトルを求める。したがって、従来のように受信信号ｘ₁〜ｘ_N間の複素共役乗算を行う必要がなく、さらに受信信号自体を基準として受信信号ｘ₁〜ｘ_N間の比較を行う必要もないので、高精度の到来方向ベクトルを検出することができる。
【００３１】
ノイズ抑圧・スケーリング部７−１〜Ｍは、入力された到来方向ベクトルに対して、着目信号以外の信号とノイズを抑圧する機能と、スケーリングを行う機能を有する。上記着目信号とは、到来方向ベクトルを検出する対象の基地局に対応するチップ同期タイミングで逆拡散処理が行われた基地局信号のことを指す。
【００３２】
まず、着目信号以外の信号とノイズの抑圧処理では、無相関の信号が逆拡散後に擬似ノイズ（pseudo-noise）と同じ特性を持つという性質を利用し、移動平均などのＬＰＦ（Low Pass Filter）を用いて着目信号以外の信号とノイズを抑圧する。この抑圧処理が成された到来方向ベクトルの振幅は、受信信号の振幅と連動しているので（上記（２）式参照）、以降のデジタル信号処理においてオーバーフロー（overflow）などの不都合が発生する虞がある。そこで、スケーリング処理により、ノイズ抑圧処理が成された到来方向ベクトルの振幅を、一定の範囲内に抑えるよう調節する。
【００３３】
なお、スケーリング処理は、単に到来方向ベクトルの振幅を一定範囲内に抑えるように調節する処理であり、様々な方法が考えられる。以下に、スケーリング処理の例を示す。到来方向ベクトルＳ_hは、
Ｓ_h＝[S_h1,S_h2,…,S_hN]^Ｔ
のように展開して表される。但し、S_hiはＳ_hのｉ番目の要素である。
そして、S_hiの中から絶対値が一番大きい要素Smaxを取得する（（４）式）。
Smax＝max［|S_hi｜］・・・（４）
但し、|S_hi｜はS_hiの絶対値である。
そして、（５）式により、スケーリングを行う。
【００３４】
【数４】

【００３５】
また、上記（４）式の代わりに（６）式を用い、（７）式によりスケーリングを行ってもよい。
【００３６】
【数５】

【００３７】
【数６】

【００３８】
このスケーリング処理後、制御部４が選択した所望信号（例えばＬ個）に対応する到来方向ベクトルＳ_１〜Ｓ_Ｌはアレー重み生成部９へ出力される。一方、制御部４が選択したキャンセルする干渉信号（例えば「Ｍ−Ｌ」個）に対応する到来方向ベクトル（「Ｍ−Ｌ」個）は擬似信号生成部８−１〜（Ｍ−Ｌ）へ出力される。
【００３９】
次に、擬似信号生成部８−１〜（Ｍ−Ｌ）は、入力された到来方向ベクトルに基づいて、キャンセルする干渉信号の数（「Ｍ−Ｌ」個）分の擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌを生成する。但し、これら擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌは、各信号間の相関がなく、互いに無相関の信号となるようにする。
まず、擬似信号生成部８−１〜（Ｍ−Ｌ）は、無相関の信号ｇ_１(k)〜ｇ_Ｍ−Ｌ(k)を生成する。この無相関の信号ｇ_１(k)〜ｇ_Ｍ−Ｌ(k)として利用可能な信号の例を、（８）〜（１０）式に示す。
【００４０】
ｇ_i(k)＝sin(２πｆ_ik) ・・・（８）
但し、ｉは１，２，…（Ｍ−Ｌ）である。ｆ_iは任意の実数であり、且つ、ｉ≠ｊのときｆ_i≠ｆ_jである。
【００４１】
ｇ_i(k)＝ＰＮ(k−Ｕ_i) ・・・（９）
但し、ｉは１，２，…（Ｍ−Ｌ）である。ＰＮ（）はＰＮ符号関数を表す。Ｕ_iは任意の整数であり、且つ、ｉ≠ｊのときＵ_i≠Ｕ_jである。
【００４２】
ｇ_i(k)＝ＰＮ(k−Ｕ_i)×sin(２πｆ_ik) ・・・（１０）
但し、ｉは１，２，…（Ｍ−Ｌ）であり、且つ、ｉ≠ｊのときｆ_i≠ｆ_j，Ｕ_i≠Ｕ_jである。
【００４３】
擬似信号生成部８−１〜（Ｍ−Ｌ）は、（１１）式に示すように上記信号ｇ_１(k)〜ｇ_Ｍ−Ｌ(k)と入力された到来方向ベクトルを掛け算して、擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌを求める。
Ｖ_i(k)＝ｇ_i(k)Ｓ_L _＋ _i ・・・（１１）
但し、ｉは１，２，…（Ｍ−Ｌ）である。Ｓ_Ｌ＋１〜Ｓ_Ｍは、キャンセルする干渉信号（「Ｍ−Ｌ」個）に対応する「Ｍ−Ｌ」個の到来方向ベクトルである。
【００４４】
これら擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌは、加算器１１で足し合わされた後にアレー重み生成部９へ入力される。
【００４５】
次に、アレー重み生成部９は、入力信号（到来方向ベクトルＳ_１〜Ｓ_Ｌと擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌの総和）から、アンテナ素子１−１〜Ｎ毎の重み係数を生成する。この重み係数の生成アルゴリズムを説明する。
まず、相関行列Ｒ（ｋ）を（１２）式で定義する。
Ｒ(k)＝Ｅ［Ｖ(k)Ｖ^Ｈ(k)］・・・（１２）
但し、Ｅ［］は集合平均演算である。Ｖ(k)は擬似信号Ｖ_１〜Ｖ_Ｍ−Ｌの総和（加算器１１の出力信号）である。Ｖ^Ｈ(k)は、Ｖ(k)のエルミネート転置（複素数共役転置）行列である。
【００４６】
そして、重み係数｛Ｗ；ｗ₁〜ｗ_N｝は（１３）式で求められる。
Ｗ＝Ｒ^−１(k)ＳＨ・・・（１３）
但し、Ｒ^−１(k)はＲ(k)の逆行列である。Ｓは、所望信号（例えばＬ個）に対応する到来方向ベクトルの行列［Ｓ_１，…，Ｓ_Ｌ］である。Ｈは、行列［Ｈ_１，…，Ｈ_Ｌ］の転置行列であり、Ｈ_１〜Ｈ_Ｌは任意の複素数である。このＨは、所望信号（例えばＬ個）毎の到来方向ベクトルに対応するメインビームを合成するためのものである。例えば、Ｈ_１〜Ｈ_Ｌは全て１とする。上記（１３）式により得られた重み係数に対応するアレー指向性は、ヌル点を形成し、干渉をキャンセルするので、ヌルステアリングと称する。
【００４７】
上記（１２）式において、相関行列Ｒ(k)は所望信号成分を含んでいない。これにより、重み係数Ｗを用いて、キャンセルする干渉信号に対応したヌル点を確実に形成することができるので、キャンセルする干渉信号が確実に抑制される。さらに、上記（１３）式により、一組の重み係数Ｗでマルチメインビームの指向性パターンを形成することができ、異なる到来方向の所望信号を同時に受信することができるので、マルチパス環境や二つ以上の基地局信号を同時に受信することが求められる移動端末のＣＤＭＡ受信機等に対して、特に有効である。
【００４８】
なお、干渉信号を一つもキャンセルしない場合には、（１４）式で重み係数Ｗを求める。（１４）式により得られた重み係数に対応するアレー指向性は、メインビームを所望信号の方向へ向かせるがヌル点を形成しないので、ビームステアリングと称する。
Ｗ＝ＳＨ・・・（１４）
【００４９】
上記したアレー重み生成アルゴリズムによれば、参照信号が不要となり、アレーアンテナシステムの構成を大幅に簡素化でき、さらに演算量を削減することができる。さらに、逆拡散利得の影響を受けないので、深いヌル点を形成することが可能となり、干渉信号を確実に抑圧することができる。
【００５０】
次に、信号合成部１０は、乗算器１２及び加算器１１を使用して、（１５）式に基づきアレー重み生成部９から入力された重み係数｛Ｗ；ｗ₁〜ｗ_N｝を受信信号｛Ｘ；ｘ₁〜ｘ_N｝にそれぞれ乗じた後、足し合わせてアレー出力信号ｙとして出力する。
ｙ＝Ｗ^ＨＸ・・・（１５）
但し、Ｗ^Ｈは、Ｗのエルミネート転置行列である。
【００５１】
なお、上記（１３）式で求めた重み係数を用いてアレーアンテナの指向性パターンを形成する場合、干渉信号を抑制する能力を高めるために、アレー素子間の間隔を一定値以上、例えば２分の１波長に設定するのが好ましい。一方、（１４）式で求めた重み係数を用いる場合には、干渉信号をキャンセルしないので、アレー素子間の間隔に対する要求は特になく、例えばアレー素子間隔をなくしても（零に設定しても）問題ない。この場合はアレー素子が指向性（故意に形成する指向性、又は独立の素子が指向性を持たなくてもアンテナアレーになると形成される指向性）を持つときに有効となる。
【００５２】
なお、上述した実施形態では、図１に示すようにＭ個の方向ベクトル検出部を設けたが、方向ベクトル検出部を一つだけ備えて、時分割で順次、最大Ｍ回の到来方向ベクトル検出処理をそれぞれのチップ同期タイミングで実行するようにしてもよい。
また、ノイズ抑圧・スケーリング部についても一つだけ備えるようにして、時分割で順次、最大Ｍ回の処理を行うようにしてもよい。なお、受信信号の振幅の変動が少ないときはスケーリング処理を省略してもよい。
なお、擬似信号生成部については、複数の擬似信号生成部を備えるようにしてもよいが、必要な擬似信号生成部の数はキャンセルする干渉信号の数に応じて変動するので、一つだけ備えて時分割で順次、キャンセルする干渉信号の数分の回数の処理を行うようにするのが効率的である。
【００５３】
なお、信号検出部３と制御部４の機能分担（信号処理フロー）は、上記した構成に限定されない。例えば、信号検出部３がそれぞれの基地局信号のレベル及びチップ同期タイミングの情報を制御部４へ全て出力し、制御部４が、所望信号とキャンセルする干渉信号を選定後、該選定された信号のそれぞれのチップ同期タイミングを方向ベクトル検出部６−１〜Ｍへ出力するようにしてもよい。
【００５４】
図２は、本発明のアレーアンテナシステムと従来の逆拡散後のＬＭＳアレーアンテナシステムをＣＩＲ（Carrier to Interference power Ratio）で比較するための累積確率分布のグラフ図である。このＣＩＲは半波長間隔正方形配置４素子アレーアンテナを用いたフィールド検証結果であり、Ａ１が本発明のアレーアンテナシステムのＣＩＲを示し、Ａ２が従来のＬＭＳアレーアンテナシステムのＣＩＲを示す。図２に示すように、本発明のアレーアンテナシステムを用いることによってＣＩＲが向上している。
【００５５】
図３は、本発明のアレーアンテナシステムにより形成されたアレーアンテナの指向性パターンを示す図である。図３の例では、所望信号１の到来方向が３０°、所望信号２の到来方向が−５０°であり、それらの信号レベルを基準の０ｄＢとしている。そして、干渉信号１の到来方向が７０°であり、その信号レベルが−３ｄＢ、干渉信号２の到来方向が−１０°であり、その信号レベルが−２ｄＢである。この信号条件における半波長間隔直列配置４素子アレーアンテナの指向性パターンを示している。図３に示されるように、２つの所望信号１，２の到来方向にそれぞれメインビームが形成され、さらに２つの干渉信号１，２の到来方向にヌル点がそれぞれ形成されている。このような指向性パターン特性は、マルチパス環境や二つ以上の基地局信号を同時に受信することが求められる移動端末のＣＤＭＡ受信機等に対して、特に有効である。
【００５６】
なお、上述した実施形態では、受信時の指向性パターンを形成する場合を例に挙げて説明したが、重み係数Ｗを適宜補正して送信時の指向性パターンを形成することも可能である。
【００５７】
また、上述した実施形態では、ＣＤＭＡ方式の移動通信システムにおいて、パイロット信号を利用して信号の到来方向ベクトルを検出したが、パイロット信号に限定されず、受信信号の到来方向又はフェージングのいずれか、あるいは両方に対応したアンテナ素子間の受信信号の位相情報を抽出できれば、パイロット信号を用いていない他の無線方式にも同様に適用することができる。
【００５８】
以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、受信する所望信号及びキャンセルする干渉信号を選択し、該所望信号の到来方向ベクトルと干渉信号の到来方向ベクトルに基づいてアレーアンテナの指向性パターンが形成されるので、アレーアンテナの指向性パターンを最適に制御することが可能となり、これにより干渉信号を適切に抑制して所望信号の受信品質を向上させることができる。
【００６０】
特に、擬似信号生成手段により生成された擬似信号の相関行列（上記（１２）式のＲ(k)）は所望信号成分を含んでいないので、本発明の重み係数を用いて、キャンセルする干渉信号に対応したヌル点を確実に形成することができる。この結果として、キャンセルする干渉信号が確実に抑制されるという効果が得られる。さらに、一組の重み係数でマルチメインビームの指向性パターンを形成することができ、異なる到来方向の所望信号を同時に受信することができるので、マルチパス環境や二つ以上の基地局信号を同時に受信することが求められる移動端末のＣＤＭＡ受信機等に対して、特に有効である。
【００６１】
さらに、アレー重み係数の計算には所望信号の到来方向ベクトルと擬似信号のみを用いるので、逆拡散ゲインの影響を受けない。この結果、逆拡散後のアレーアンテナと比べて深いヌル点を形成することが可能となり、干渉信号をより確実に抑制することができる。
【００６２】
また、所望信号及びその数、干渉信号及びその数を選択することができるので、指向性パターンの制御の自由度が高く、所望信号の受信特性に応じて最適な指向性パターンを容易に形成することができる。例えば、所望信号の受信利得を高めるためにシャープなビーム指向性が必要な場合は、単に干渉信号を選択しないことによりヌル点を非形成として、シャープなビーム指向性を実現することができる。
【００６３】
また受信信号の信号レベルに基づいて所望信号とキャンセルする干渉信号の選択が行われるので、キャンセルする干渉信号を適切に選択し、効果的に指向性パターンの制御を行うことができる。
【００６４】
また、各アンテナ素子の受信信号とローカルの拡散符号（ＰＮ符号）との相関演算によって到来方向ベクトルを検出するので、例えば特開平１１−２７４９７６号公報記載の従来技術のように受信信号間の複素共役乗算を行う必要がなく、さらに受信信号自体を基準として受信信号間の比較を行う必要もないので、到来方向ベクトルの検出精度が向上する。
【００６５】
さらに、本発明によって検出される到来方向ベクトルは、受信信号の到来方向又はフェージングのいずれか、あるいは両方による各アンテナ素子間の位相情報を示すものであるので、フェージング環境においても各アンテナ素子の受信信号を同相で合成することができる。これにより、信号の到来方向を定義することができないフェージング環境においても適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態によるアレーアンテナシステムの受信機能に係る構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のアレーアンテナシステムと従来の逆拡散後のＬＭＳアレーアンテナシステムをＣＩＲで比較するための累積確率分布のグラフ図である。
【図３】本発明のアレーアンテナシステムにより形成されたアレーアンテナの指向性パターンを示す図である。
【符号の説明】
１−１〜Ｎ…アンテナ素子、２…無線受信部、３…信号検出部、４…制御部、５…ＰＮ符号発生部、６−１〜Ｍ…方向ベクトル検出部、７−１〜Ｍ…ノイズ抑圧・スケーリング部、８−１〜（Ｍ−Ｌ）…擬似信号生成部、９…アレー重み生成部、１０…信号合成部、１１…加算器、１２…乗算器

Claims

複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを備え、前記各アンテナ素子で受信した受信信号を合成して出力するアレーアンテナシステムにおいて、
前記各アンテナ素子で受信した受信信号の中から、所望信号とキャンセルする干渉信号を検出し選択する制御手段と、
前記各アンテナ素子で受信した受信信号から、前記所望信号と前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルを検出する方向ベクトル検出手段と、
前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルに基づいて、前記キャンセルする干渉信号の数分の擬似信号を生成する擬似信号生成手段と、
前記擬似信号と前記所望信号の到来方向ベクトルから、前記各アンテナ素子の重み係数を生成するアレー重み生成手段と、
前記重み係数によって前記各アンテナ素子で受信した受信信号を重み付けし、その重み付けされた受信信号を合成する信号合成手段と、
を備えたことを特徴とするアレーアンテナシステム。
前記制御手段は、
検出した信号の信号レベルに基づいて前記所望信号とキャンセルする干渉信号の選択を行うことを特徴とする請求項１に記載のアレーアンテナシステム。
前記方向ベクトル検出手段は、前記各アンテナ素子の位相情報を到来方向ベクトルとして検出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のアレーアンテナシステム。
請求項１乃至請求項３のいずれかの項に記載のアレーアンテナシステムを備えたことを特徴とする移動端末。
複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを備え、前記各アンテナ素子で受信した受信信号を合成して出力するアレーアンテナシステムにおけるアレーアンテナ指向性制御方法であって、
前記各アンテナ素子で受信した受信信号の中から、所望信号とキャンセルする干渉信号を検出し選択する制御過程と、
前記各アンテナ素子で受信した受信信号から、前記所望信号と前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルを検出する方向ベクトル検出過程と、
前記キャンセルする干渉信号の到来方向ベクトルに基づいて、前記キャンセルする干渉信号の数分の擬似信号を生成する擬似信号生成過程と、
前記擬似信号と前記所望信号の到来方向ベクトルから、前記各アンテナ素子の重み係数を生成するアレー重み生成過程と、
前記重み係数によって前記各アンテナ素子で受信した受信信号を重み付けし、その重み付けされた受信信号を合成する信号合成過程と、
を含むことを特徴とするアレーアンテナ指向性制御方法。