DE69835349T2

DE69835349T2 - Selbstsynchronisierende entzerrungstechniken und systeme

Info

Publication number: DE69835349T2
Application number: DE69835349T
Authority: DE
Inventors: Sören ANDERSSON; Per Pelin
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1997-03-27
Filing date: 1998-03-20
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2018-03-21
Also published as: TW386325B; CN1516353A; JP2001517399A; CN1257626A; EP0970569B1; DE69835349D1; WO1998044655A3; CN1211945C; AU6753798A; US6148023A; CA2285431C; JP4409634B2; WO1998044655A2; US5937014A; EP0970569A2; CA2285431A1; CN1316754C

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
In den letzten Jahren sind drahtlose Kommunikationssysteme verwendet worden, um verschiedene Informationen zwischen mehreren Standorten zu übermitteln. Bei digitaler Kommunikation werden Informationen zu Kommunikationszwecken in eine digitale oder binäre Form umgesetzt, die als Bits bezeichnet wird. Der Sender bildet diesen Bitstrom in einen modulierten Symbolstrom ab, der am Digitalempfänger detektiert und zurück in Bits und Informationen abgebildet wird.
Bei digitaler drahtloser Kommunikation weist die Funkumgebung viele Schwierigkeiten auf, die erfolgreiche Kommunikation verhindern. Eine Schwierigkeit ist, dass der Signalpegel abnehmen kann, weil sich das Signal auf mehreren Wegen fortbewegen kann. Als Folge davon kommen Signalkopien an der Empfängerantenne phasenverschoben an. Diese Art des Schwundes wird üblicherweise als Rayleigh-Fading oder schnelles Fading bezeichnet. Wenn das Signal fadet, wird der Störabstand niedriger, wobei eine Verschlechterung in der Kommunikationsverbindungsqualität verursacht wird.
Ein zweites Problem tritt auf, wenn die mehreren Signalwege in der Länge stark unterschiedlich sind. In diesem Fall tritt Zeitdispersion auf, bei der mehrere fadende Signalkopien an der Empfängerantenne zu unterschiedlichen Zeiten ankommen, was Signalechos zur Folge hat. Dies verursacht Intersymbol-Störung (Intersymbol Interference, ISI), bei der die Echos eines Symbols nachfolgende Symbole stören.
Raleigh-Fading kann durch Verwendung von Diversität, wie zum Beispiel Antennendiversität, am Empfänger gemildert werden. Das Signal wird auf mehreren Antennen empfangen. Weil die Antennen geringfügig unterschiedliche Standorte und/oder Antennenmuster aufweisen, sind die Schwundlevel auf den Antennen unterschiedlich. Im Empfänger werden diese mehreren Antennensignale entweder vor oder nach Signaldetektion mithilfe solcher Techniken wie Maximal-Ratio-Combining, Equal-Gain-Combining und Selective-Combining kombiniert. Diese Techniken sind dem Fachmann wohl bekannt und sind in Standard-Lehrbüchern zu finden, wie zum Beispiel W. C. Y. Lee, Mobile Communications Engineering, New York: McGraw-Hill, 1982.
Die Zeitdispersion kann durch Verwendung eines Entzerrers gemildert werden. Übliche Formen von Entzerrung werden durch lineare Entzerrer, Decision-Feedback-Entzerrer und Maximum-Likelihood-Sequenzschätzungs-Entzerrer (MLSE-Entzerrer) bereitgestellt. Ein linearer Entzerrer versucht, die Effekte des Kanals durch Filtern des empfangenen Signals zu annullieren. Ein Decision-Feedback-Entzerrer nutzt vorangehende Symboldetektionen, um die Intersymbol-Störung aus Echos dieser vorangehenden Symbole aufzuheben. Schließlich hypothetisiert ein MLSE-Entzerrer verschiedene gesendete Symbolsequenzen und ermittelt mit einem Modell des dispersiven Kanals, welche Hypothese am besten zu den empfangenen Daten passt. Diese Entzerrungstechniken sind dem Fachmann wohl bekannt und sind in Standard-Lehrbüchern zu finden, wie zum Beispiel J. G. Proakis, Digital Communications, 2. Auflage, New York: McGraw-Hill, 1989.
Von den drei üblichen Entzerrungstechniken ist MLSE-Entzerrung unter Leistungsgesichtspunkten als zu bevorzugen angesehen worden. Im MLSE-Entzerrer werden alle möglichen gesendeten Symbolsequenzen betrachtet. Für jede hypothetische Sequenz werden die empfangenen Signalabtastungen unter Verwendung eines Modells des Mehrwegekanals vorhergesagt. Die Differenz zwischen den vorhergesagten empfangenen Signalabtastungen und den tatsächlichen empfangenen Signalabtastungen, die als Vorhersagefehler bezeichnet wird, gibt einen Hinweis darauf, wie gut eine bestimmte Hypothese ist. Der quadrierte Betrag des Vorhersagefehlers wird als Maß zur Bewertung einer bestimmten Hypothese verwendet. Dieses Maß wird für unterschiedliche Hypothesen akkumuliert zur Verwendung beim Bestimmen, welche Hypothesen besser sind. Dieser Prozess wird wirksam mithilfe des Viterbi-Algorithmus realisiert, der eine Form dynamischen Programmierens ist.
Idealerweise sollten der Diversitätskombinationsprozess und der Entzerrungsprozess in einer optimalen Weise kombiniert werden. Neueste Untersuchungen haben gezeigt, dass bei MLSE-Entzerrung Diversitätskombination innerhalb des Entzerrers erfolgen sollte. Diese Untersuchungen sind in W. H. Sheen und G. L. Stüber, „MLSE equalization and decoding for multipath-fading channels, "IEEE Trans. Commun., Bd. 39, S. 1455-1464, Okt. 1991; Q. Liu und Y. Wan „An adaptive maximum-likelihood sequence estimation receiver with dual diversity combining/selection," Ind. Symp. on Personal, Indoor and Mobile Radio Commun., Boston, Mass., S. 245-249, 19.-21. Okt. 1992 und Q. Liu und Y. Wan, „A unified MLSE detection technique for TDMA digital cellular radio," 43rd IEEE Vehicular Technology Conference, Seacaucus, N.J., S. 265-268, 18.-20. Mai 1993 zu finden. Bei den oben erwähnten Untersuchungen erfolgt die Diversitätskombination durch Addieren der betragsmäßig quadrierten Vorhersagefehler von unterschiedlichen Diversitätskanälen beim Bilden von Maßen.
Die Verwendung von Antennenarrays an Basisstationen in einem Mobilkommunikationssystem ist ebenfalls als Technik zur Erhöhung von Kapazität und Leistung vorgeschlagen worden. Der gängigste Ansatz zum Verarbeiten der Informationen, die von jeder Antenne gesammelt werden, die zu einem bestimmten Signal gehört, basiert auf Abschätzung der Einfallsrichtung (Direction of Arrival, DOA), gefolgt von Strahlformung, das heißt Kombinieren des Vektorsignals vom Array zu einem skalaren Signal (räumliches Filtern) vor Detektion. Jedoch nutzt dieser Ansatz die räumliche Struktur des Kanals nicht voll aus. Ein besserer Weg ist es, einen Algorithmus zu verwenden, der im Raumbereich adaptiv ist und der auch die Qualität berücksichtigt, dass das gesendete Signal ein finites Alphabet (zum Beispiel Nullen und Einsen) aufweist. Beispiele derartiger Algorithmen sind der kürzlich vorgeschlagene iterative Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate mit Projektionen (iterative least Squares with Projections, ILSP-Algorithmus) und der Algorithmus der entkoppelten gewichteten kleinsten Fehlerquadrate mit Projektionen (decoupled weighted least Squares with Projections, DWILSP-Algorithmus). Der entkoppelte Algorithmus ist dem ILSP-Algorithmus in der Leistung ähnlich, jedoch berechnungsmäßig weniger aufwändig.
Sowohl ILSP als auch DWILSP sind in ihrer ursprünglichen Formulierung auf die Verwendung bei frequenzflachen (das heißt, nicht-zeitdispersiven) Kanälen beschränkt. Jedoch kann in vielen Mobilkommunikationssystemen der Kanal nicht als frequenzflach modelliert werden. Um zeitdispersive Kanäle zu behandeln, sind auch Erweiterungen zu den iterativen Ansätzen der kleinsten Fehlerquadrate vorgelegt worden. Diese Algorithmen sind unglücklicherweise sowohl bezüglich berechnungsmäßiger Aspekte als auch der beteiligten Detektionsverfahren recht komplex.
Ein anderer Nachteil im Zusammenhang mit diesen herkömmlichen Algorithmen ist deren Forderung nach präziser Synchronisation. Obgleich der DWILSP-Algorithmus verwendet werden kann, um Signale zu verarbeiten, die von unsynchronisierten Gleichkanalbenutzern empfangen werden, wird Synchronisation mit dem Signal von Interesse weiterhin angenommen, das heißt, es wird angenommen, dass das Signal von Interesse korrekt gemäß dem Symboltakt abgetastet wird. In der Praxis mag diese Annahme nicht gelten, da perfekter Symboltakt schwierig zu erzielen ist. Beispielsweise ist in gewissen Typen von Systemen, zum Beispiel TDMA-Systemen (Time Division Multiple Access, Zeitmultiplex mit Vielfachzugriff), die kurze Übertragungsbursts verwenden, sachgerechter Abtasttakt extrem schwierig zu garantieren. Daher erleidet, wie in den Simulationen veranschaulicht wird, die durch die Anmelder durchgeführt wurden und unten beschrieben sind, der herkömmliche DWILSP-Algorithmus signifikante Verschlechterung (zum Beispiel erhöhte Bit-Fehlerrate), wenn Taktfehler in das abgetastete Signal eingeführt werden.
Es sind mehrere Techniken vorgeschlagen worden, die Überabtastung verwenden, das heißt mehr als eine zeitdiskrete Abtastung während jedes Symbolintervalls vornehmen, um die Probleme im Zusammenhang mit unsynchronisierten Signalen zu handhaben. Der DWILSP-Algorithmus ist jedoch dafür ausgelegt, nur eine Abtastung pro Symbolintervall zu verwenden, und daher nicht offen für diese Arten von Lösungen.
Dementsprechend wäre es wünschenswert, eine Technik zum Abschätzen von Symbolen unter Verwendung des DWILSP-Algorithmus aus unsynchronisierten Signalen bereitzustellen, die mit der Symbolrate abgetastet werden. Darüber hinaus wäre es auch wünschenswert, den DWILSP-Algorithmus zu verwenden, um verbesserte Diversitätskombination zu erlangen.
KURZDARSTELLUNG
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden diese und andere Nachteile und Probleme im Zusammenhang mit dem herkömmlichen DWILSP-Algorithmus und ähnlichen Techniken zum Verarbeiten empfangener Funksignale durch Bereitstellen von Selbstsynchronisationstechniken überwunden, die verbesserte Leistung für nicht-synchron abgetastete Signale bereitstellen. Beispielsweise haben die Anmelder erkannt, dass nicht-synchron abgetastete Signale zusätzliche Intersymbol-Störungen (ISI) erzeugen, die kompensiert werden sollten, um die Detektionsleistung zu verbessern. Diese zusätzlichen ISI sind insofern verschieden von den oben beschriebenen, als sie basierend auf Taktfehler und Modulationsart parametrisierbar (und daher leicht ermittelbar) sind.
Daher lehren Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung die Bereitstellung von Kompensationsschemata, die beispielsweise die herkömmliche DWILSP-Technik modifizieren, um die ISI zu kompensieren, die durch nicht-synchrones Abtasten eingeführt werden. Ein spezielles Beispiel ist für MSK-Modulation gegeben, obgleich mit Anpassungen, die für den Fachmann offensichtlich sind, die vorliegende Erfindung auf jedweden Typ einer Modulation angewendet werden kann.
Die Erfindung beinhaltet ein Verfahren nach Anspruch 1 und ein System nach Anspruch 6.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale und Vorteile der Erfindung der Anmelder werden durch Lesen dieser Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen offensichtlich, wobei
1 ein Blockschaltbild eines beispielhaften zellulären Funktelefonsystems ist, in dem die vorliegende Erfindung angewendet werden kann;
2 ein beispielhaftes Antennenarray und diesem zugeordnete Verarbeitungsstrukturen darstellt;
3 ein Flussdiagramm ist, das eine beispielhafte Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung abbildet;
4 ein Schaubild ist, das die Simulationsergebnisse hinsichtlich Bit-Fehlerrate für BPSK-modulierte Signale darstellt, die gemäß sowohl der herkömmlichen DWILSP-Technik als auch Selbstsynchronisationstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden;
5 ein Schaubild ist, das die Simulationsergebnisse hinsichtlich Effektivwert der Verzögerung für BPSK-modulierte Signale darstellt, die gemäß Selbstsynchronisationstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden;
6 ein Schaubild ist, das die Simulationsergebnisse für MSK-modulierte Signale darstellt, die gemäß sowohl der herkömmlichen DWILSP-Technik als auch einer Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden;
7 ein Schaubild ist, das die Simulationsergebnisse für GMSK-modulierte Signale darstellt, die gemäß sowohl der herkömmlichen DWILSP-Technik als auch einer Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet werden;
8 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen RAKE-Kombinierers ist;
9 ein Blockschaltbild eines anderen bekannten RAKE-Kombinierers ist, der die DWILSP-Technik verwendet, um Signalabschätzungen bereitzustellen;
10 ein Blockschaltbild eines RAKE-Kombinierers gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
11 ein Blockschaltbild eines RAKE-Kombinierers gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
12 ein Flussdiagramm ist, das Schritte im Zusammenhang mit einer beispielhaften Diversitätskombinationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
13 ein Schaubild ist, das die Ergebnisse einer ersten Simulation darstellt, die benutzt wird, um die Leistung einer beispielhaften Diversitätskombinationstechnik im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung zu demonstrieren; und
14 ein Schaubild ist, das die Ergebnisse einer zweiten Simulation darstellt, die benutzt wird, um die Leistung einer beispielhaften Diversitätskombinationstechnik im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung zu demonstrieren.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die folgende Beschreibung ist hinsichtlich eines zellulären Funkkommunikationssystems niedergeschrieben, es versteht sich aber, dass die Erfindung der Anmelder nicht auf jene Umgebung begrenzt ist. Um Verständnis von verschiedenen beispielhaften Empfängern und Systemen bereitzustellen, innerhalb denen Strukturen und Techniken gemäß der vorliegenden Erfindung implementiert werden können, fasst das Folgende ein beispielhaftes zelluläres Funkkommunikationssystem zusammen.
1 ist ein Blockschaltbild eines beispielhaften zellulären Funkkommunikationssystems, das eine beispielhafte Basisstation 110 und Mobilstation 120 beinhaltet. Die Basisstation beinhaltet eine Steuerungs- und Verarbeitungseinheit 130, die mit der Mobilfunkvermittlungsstelle (Mobile Switching Center, MSC) 140 verbunden ist, die wiederum mit dem (nicht gezeigten) öffentlichen Telefonnetz verbunden ist. Allgemeine Aspekte derartiger zellulärer Funkkommunikationssysteme sind auf dem Fachgebiet bekannt, wie durch die oben zitierten US-Patentanmeldungen und durch US-Patentschrift Nr. 5175867 für Wejke et al. mit dem Titel „Neighbor-Assisted Handoff in a Cellular Communication System" und US-Patentanmeldung Nr. 07/967027 mit dem Titel „Multi-Mode Signal Processing" beschrieben, die am 27. Oktober 1992 eingereicht wurde, die beide in diese Anmeldung durch Erwähnung einbezogen sind.
Die Basisstation 110 handhabt mehrere Verkehrskanäle durch einen Verkehrskanal-Sendeempfänger 150, der durch die Steuerungs- und Verarbeitungseinheit 130 gesteuert wird. Auch beinhaltet jede Basisstation einen Steuerungskanal-Sendeempfänger 160, der fähig sein kann, mehr als einen Steuerungskanal zu handhaben. Der Steuerungskanal-Sendeempfänger 160 wird durch die Steuerungs- und Verarbeitungseinheit 130 gesteuert. Der Steuerungskanal-Sendeempfänger 160 sendet Steuerinformationen über den Steuerungskanal der Basisstation oder Zelle zu Mobilteilen, die in jenen Steuerungskanal eingerastet sind. Es versteht sich, dass die Sendeempfänger 150 und 160 als ein einzelnes Gerät implementiert sein können, wie der Verkehrs- und Steuersendeempfänger 170 in der Mobilstation, zur Verwendung mit Steuerungskänalen und Verkehrskanälen, die gemeinsam dieselbe Funkträgerfrequenz nutzen. Die Verkehrskanäle können in einer dedizierten, verbindungsorientierten Art und Weise, um Informationen zu übertragen, zum Beispiel für eine Sprachverbindung, wobei jeder Kanal über einen Zeitraum fortlaufend benutzt wird, um Übertragung eines einzelnen Stroms von Informationen zu unterstützen, oder in einer paketorientierten Art und Weise verwendet werden, wobei jeder Kanal benutzt werden kann, um unabhängige Einheiten von Informationen zu senden, die unterschiedlichen Informationsströmen zugeordnet sind.
Sendeempfänger 150 und 160 können dedizierte Antennen 170 und 180 aufweisen, die mithilfe eines Duplexfilters Signale zum Verarbeiten darin empfangen und senden. Alternativ kann Basisstation 110 mit einem Antennenarray versehen sein, wie in 2 abgebildet. Das Antennenarray weist eine Anzahl m von Antennenelementen 200 auf, wobei m >= 2 ist. Jedes Signal erzeugt eine Antwort auf jedem Antennenelement 200, wobei die Antwort in Empfangsverarbeitungsblöcken 210 verarbeitet (zum Beispiel gefiltert, abwärtsgewandelt usw.) wird. Die verarbeiteten Signalantworten werden verwendet, um für jede Abtastzeitinstanz i eine Kanalabschätzung h_ik und eine Signalabschätzung s_k(t) zu generieren, wie in den Blöcken 220 gezeigt. Die Art und Weise, in der diese Abschätzungen erzeugt und kombiniert werden, ist unten in Bezug auf Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Um ein vollständiges Verständnis der vorliegenden Erfindung zu haben, ist es zuerst von Vorteil, die Ursprünge derselben zu betrachten, insbesondere die oben erwähnte DWILSP-Technik. Eine ähnliche Beschreibung dieser herkömmlichen Technik ist in dem Artikel mit dem Titel „Decoupled Separation of Digitally Modulated Signals Arriving at an Antenna Array" zu finden, verfasst durch P. Pelin et al., veröffentlicht in Proc. of RVK 96, Lulea, Schweden, Juni 1996, deren Veröffentlichung hier durch Erwähnung ausdrücklich einbezogen ist.
DIE HERKÖMMLICHE DWILSP-TECHNIK
In einer Umgebung mit Mehrwegeausbreitung kann die Ausgabe eines m-Element-Arrays ausgedrückt werden als:
wobei d die Anzahl von Signalen ist, die auf das Array auftreffen, s_k das Signal vom k-ten Benutzer ist (mit Symbolen, die zu einem finiten Alphabet gehören) und γ_kl und τ_kl die Dämpfung und Zeitverzögerung für jeden der q_k Teilwege sind.
Hierbei wird eine Schmalbandannahme vorausgesetzt (das heißt die Ausbreitungsverzögerungen im Zusammenhang mit mehreren Wegen sind viel kleiner als die inverse Bandbreite der Signale), sodass s_k(t – τ_kl) ≈ exp(–jwτ_kl)s_k(t) ist. Gleichung (1) kann somit umgeschrieben werden als:
wobei
räumliche Signatur genannt, die Summe von Mehrwegearrayantworten aufgrund des Signals k ist. Unter der Annahme, dass die d Signale symbolsynchronisiert sind, wobei die Annahme (wie oben erwähnt) die Bit-Fehlenate, die zum empfangenen Signal gehört, unter vielen praktischen Bedingungen erhöht, werden die Antennenausgaben durch einen Filter geleitet, der an den Sendepuls angepasst ist, und mit der Symbolrate R = 1/T abgetastet, um das entsprechende Diskretzeitmodell zu ergeben: x(n) = As(n) + v(n) (3)wobei A_m|d die Familie von Gesamtarrayantwortvektoren ist, skaliert durch die Signalamplituden, das heißt A = [p₁a₁...p_da_d], s(n) = [b₁(n)...b_d(n)]^T, b_i(n) = ±1, und v(n) räumlich und zeitlich weißes Rauschen ist. Durch Anfertigen von N Momentaufnahmen erlangt man eine Blockformulierung, wobei sich ergibt: X(N) = AS(N) + V(N) (4)wobei X_m|N(N) = [x(1)...x(N)], S_d|N(N) = [s(1)...s(N)] und V_m|N(N) = [v(1)...v(N)] ist. Die räumliche Struktur der Daten ist durch A repräsentiert, während die Matrix S die zeitliche Struktur repräsentiert. Die obige Formulierung gilt für BPSK-Signale (Binary Phase Shift Keying, Zweiphasenumtastung), aber die Erweiterung auf willkürliche lineare Modulationsschemata ist unkompliziert.
Durch Definieren eines Signals (zu einem Zeitpunkt) als Signal von Interesse (Signal of Interest, SOI) kann Gleichung (4) in folgender Weise umgeschrieben werden:
wobei das erste Signal ohne Beschränkung der Allgemeinheit als SOI genommen wird. Der Term J(N) entspricht somit interferierenden Signalen plus Rauschen. Da es gewünscht ist, die Signale mit wenig oder keiner räumlichen Kenntnis abzuschätzen, können a und s basierend auf der Formulierung in Gleichung (5) iterativ abgeschätzt werden.
Ist eine anfängliche Abschätzung einer räumlichen Signatur a gegeben, wird die folgende Kriteriumsfunktion der gewichteten kleinsten Fehlerquadrate iterativ minimiert:
Hier sollte W Idealerweise als R –1 / j gewählt werden, was als ein Prewhitening des Datenvektors x(n) interpretiert werden kann. Jedoch kann mithilfe des Matrixinversionslemmas gezeigt werden, dass das Verwenden der Inversion der Abtastabschätzung der Kovarianz der Arrayausgabe asymptotisch äquivalente Signalabschätzungen erzeugt. Gleichung (6) kann somit wie folgt umformuliert werden:
Unter Nutzung der Finite-Alphabet-Eigenschaft wird diese Lösung auf ihre nächstliegenden diskreten Werte im Signalraum projiziert. Im Fall von BPSK-Signalen ist diese Projektion dem Nehmen des Vorzeichens jeder Komponente in s äquivalent. Die (modifizierte) räumliche Signatur b wird dann durch Minimieren von Gleichung (7) in Bezug auf b aktualisiert. Die Lösung lautet:
Man beachte, dass Gleichung (9) ein zeitlich angepasster Filter für die aktuelle Signalabschätzung ist, wohingegen (8) einen räumlich angepassten Filter repräsentiert. Der Vorgang wird wiederholt, bis s konvergiert, wonach der Algorithmus mit dem nächsten Signal fortfährt.
Wie oben erwähnt, zieht der herkömmliche DWILSP-Algorithmus nicht in Betracht, dass das Symbolabtasten unvollkommen ist. Dementsprechend modifiziert die vorliegende Erfindung die vorstehend beschriebene Technik, um Intersymbol-Störungen zu handhaben, die entweder durch nicht-bitsynchronisiertes Abtasten oder durch die Modulationstechnik verursacht sind, die zum Verarbeiten des Originalsignals zur Übertragung über die Luftschnittstelle verwendet wird. Diese modifizierten Techniken gemäß der vorliegenden Erfindung werden hierin als „selbstsynchronisierte" Techniken bezeichnet.
SELBSTSYNCHRONISIERTE TECHNIKEN
Abtasten eines Signals in einer unsynchronisierten Art und Weise bedeutet bei den meisten Modulationsformaten, dass Intersymbol-Störung (ISI) eingeführt wird. Diese Form von ISI ist recht verschieden von der ISI, die durch einen zeitdispersiven Ausbreitungskanal verursacht wird. Der Grund dafür ist der, dass ISI, die durch unsynchronisiertes Abtasten verursacht ist, eine zugrunde liegende Struktur aufweist, das heißt, die ISI kann durch den Taktfehler parametrisiert werden.
Die Parametrisierung dieser strukturierten Art von ISI unterscheidet sich zwischen den Modulationsformaten. Daher hängen die Modifikationen, die an der DWILSP-Technik gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden, auch vom Modulationsformat ab.
Die Effekte von ISI aufgrund nicht-synchronen Abtastens werden im Datenmodell durch eine Modifikation der Quellsignalbeschreibung widergespiegelt als:
Hier ist die ISI im skalaren Signal S_ISI,i(n) parametrisiert, und die Charakterisierung dieser ISI hängt vom Modulationsformat ab. In einigen Fällen gibt es überhaupt keine ISI, beispielsweise bei MPSK-Modulation mit einer rechteckigen Pulsform, direkt mit der Symbolrate ohne einen vorhergehenden angepassten Filter abgetastet. Nichtsdestotrotz führt in den meisten Fällen nicht-synchrones Abtasten zu ISI, wie zum Beispiel, wenn ein Signal nicht-synchron abgetastet wird, das durch Minimumumtastung (Minimum Shift Keying, MSK) moduliert ist.
Ein MSK-Signal wird am häufigsten durch direktes Abtasten mit der Symbolrate ohne jedweden angepassten Filter empfangen, wie im europäischen GSM-System und in Systemen, die gemäß dem GSM-Standard arbeiten. Im Allgemeinen kann das empfangene Signal, nicht-synchron abgetastet, ausgedrückt werden als:
wobei T_s das Abtastintervall und τ ∊ [0,1] der Taktfehler im Abtasten (relativ zu T_s) ist. Aus dieser Gleichung ist zu ersehen, dass für ein MSK-Signal das Signal s_ISI(t) gekennzeichnet ist durch:

• eine konstante Einhüllende, das heißt, dass es unabhängig vom Wert für τ dieselbe Leistung aufweist;
• die ISI-Komponenten blindkomponentenmäßig zerlegt werden, wobei:

Diese Qualitäten machen es möglich, die Ausgabe x(t) von der m-Element-Arrayantenne für einen Flachschwundkanal oder einen Weg mit räumlich-zeitlicher Diversität als:

x(t) ∊ C^mx1 und h ∊ C^mx1 beschreiben den Ausbreitungskanal für einen Flachschwundkanal (das heißt ohne Zeitdispersion) oder einen Weg mit räumlich-zeitlicher Diversität. Abschließend bezeichnet J jedweden Modellierfehler. Um noch bessere Leistung bereitzustellen, kann ein Prewhitening-Prozess angewendet werden. Prewhitening wird durch Berechnen der folgenden neuen Größen erreicht. Als Erstes ist die abgeschätzte Arraykovarianzmatrix (wobei „H" den Hermiteschen Transpositionsoperator bezeichnet) definiert durch:
und dann die Prewhitening unterzogenen Arrayausgabedaten und der Kanalantwortvektor als
Die Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung zum Detektieren/Abschätzen von ISI in einem einzelnen Diversitätsweg kann nun wie folgt umrissen werden. Das Flussdiagramm nach 3 stellt eine visuelle Anleitung zu den unten beschriebenen Schritten gemäß der vorliegenden Erfindung bereit.
Man nehme bei Block 300 einen anfänglichen Taktfehler an, zum Beispiel τ = 0,5, und erzeuge ein entsprechendes Signal r_ISI(t) unter Verwendung einer bekannten Trainings-/Referenzsequenz r(t) (die als Teil des originalen Finite-Alphabet-Signals s(t) enthalten ist, das von einer Mobilstation gesendet wird). Der Fachmann wird verstehen, dass unterschiedliche Systeme unterschiedliche bekannte Referenzsequenzen in deren Übertragungsbursts bereitstellen. Beispielsweise stellt das GSM-System eine Trainingssequenz bereit, die 26 Bits aufweist.
Um für den allgemeinen Fall fortzufahren, generiere man für t = t₁ bis t = t₂ die mit r_ISI(t) bezeichnete Konstruktion: rISI(t) = r(t) – j·r(t – 1) (18)wobei die Länge dieser Konstruktion von der tatsächlichen Länge der einzelnen betrachteten Trainingssequenz abhängt. Man verwende diese Konstruktion zusammen mit der wohl bekannten Methode der kleinsten Fehlerquadrate (Least-Squares, LS) zur Parameterabschätzung, um eine anfängliche Abschätzung g ^ des Kanalantwortvektors in Block 310 mithilfe des Datenmodells unten zu finden (mit t = t₁...t₂): z(t) = g·rISI(t) (19)Nachdem eine anfängliche Abschätzung gefunden wurde, fährt das Verfahren iterativ fort, beginnend mit einer Abschätzung des abgetasteten ISI-Signalssl s ^_ISI(t), wobei die LS-Methode unter Verwendung der empfangenen Prewhitening unterzogenen Daten z(t) und der abgeschätzte Kanalantwort vektor g ^ eingesetzt wird, wie in Block 320 gezeigt. Als Nächstes kann das Modell für die abgeschätzten empfangenen Daten umgeschrieben werden als:
wobei s(t) das ursprünglich durch eine Mobilstation gesendete Finite-Alphabet-Signal ist. In Gleichung (20) können dann die Variablen α₁, α₂ und s ^(t) zur Verwendung der herkömmlichen DWILSP-Technik gelöst werden. Die relative Abtastinstanz τ kann aus α₁ und α₂ abgeschätzt werden.
Der nächste Schritt ist, eine Aktualisierte Abschätzung des abgetasteten ISI-Signals gemäß: s ^ISI = α ^1·s ^(t) – j·α ^2·s ^(t – 1) zu berechnen.
Dann kann ein aktualisierter Kanalantwortvektor g ^, Block 330, mithilfe der LS-Methode auf dem Datenmodell berechnet werden: (t) = g·s _ISI(t) (21)
Falls s ^(t) konvergiert hat, wie in Block 340 ermittelt, dann kann der Vorgang beendet werden, anderenfalls beginnt in Schritt 320 eine weitere Iteration.
Andere lineare Modulationsformate, zum Beispiel BPSK, führen zu Modellen ähnlich dem, das oben für MSK präsentiert wurde. Zu beachten ist jedoch, dass der ISI-Parametervektor eine lineare Funktion von Taktfehler τ_i für diese anderen Modelle sein kann oder auch nicht.
Um die Leistung von Verarbeitungstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung zu testen, wurde eine Simulation durchgeführt, die die vorliegende Erfindung mit dem herkömmlichen DWILSP-Algorithmus für Signale unter Verwendung von BPSK- oder Gaußscher MSK-Modulation vergleicht. Der Test simulierte ein 5-Element-Antennenarray, das zwei Signale aus Nenneinfallsrichtungen von [–15°, 20°] empfängt. Die Signale werden in Bursts übertragen, die dem normalen GSM-Burst entsprechen, das heißt 148 Bits, wobei eine 26-Bit-Trainingssequenz im mittleren Teil und drei bekannte Endbits an jedem Ende beinhaltet sind. Der Kanal wurde als Flachschwundkanal modelliert, und die Streuclusterbreite σ betrug 3°. Um Rayleigh-Fading zu simulieren, wurden für jeden übertragenen Burst unabhängige Kanalvektoren verwendet. Das mittlere E_b/N_o bei jedem Antennenelement wurde auf 5 dB gesetzt.
Im BPSK-Fall wurde die Leistung des ursprünglichen DWILSP-Algorithmus mit der Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung verglichen. In der Simulation wurde die Selbstsynchronisationstechnik zweimal getestet, einmal unter Verwendung des LS-Ansatzes und ein zweites Mal unter Verwendung von Viterbi-Entzerrung, um einen Leistungsvergleich zu erleichtern. Der Taktfehler, der durch nicht-synchrones Abtasten eingeführt wurde, wurde variiert, wodurch sich die Resultate ergaben, die in 4 gezeigt sind. In dieser Figur ist die Bit-Fehlenate über dem Taktfehler aufgetragen. In sämtlichen dieser Simulationen wurden die folgenden Konventionen verwendet. Die gestrichelte Linie repräsentiert die Ergebnisse für die herkömmliche DWILSP-Technik, die Ergebnisse für die Selbstsynchronisationstechnik (LS-Ansatz) sind als gepunktete Linie gezeigt, und die Ergebnisse für die Selbstsynchronisationstechnik (Viterbi-Ansatz) ist mithilfe einer Volllinie gezeigt.
In 4 ist zu sehen, dass verglichen mit der herkömmlichen DWILSP-Technik aufgrund deren Annahme synchronisierten Bit-Abtastens jede Implementierung der vorliegenden Erfindung verbesserte Leistung bereitstellt. Die numerischen Probleme, die mit der LS-Implementierung für Taktfehler in der Nähe von τ = 0,5 einhergehen, sind durch die Spitze in der Bit-Fehlerrate zu sehen. Die Verwendung des Viterbi-Algorithmus führt auch zu einer Leistungsverschlechterung für τ ≠ 0 und τ ≠ 1, dies ist aber eine Folge des beteiligten Signalleistungsverlustes und nicht des Viterbi-Algorithmus selbst. Bei einigen Signalverarbeitungsanwendungen, beispielsweise Radar und Positionsbestimmung, ist der Taktfehler τ von größerer Wichtigkeit als die Bit-Fehlerrate. 5 zeigt den Effektivwertfehler (RMS-Fehler) der Verzögerungsabschätzung für die LS- und Viterbi-Implementierungen der vorliegenden Erfindung.
Wiederholen der oben beschriebenen Simulation, jedoch mit MSK- und GMSK-Modulation für die gesendeten Signale, stellt die Resultate bereit, die in 6 bzw. 7 gezeigt sind. Bei beiden Typen von Modulation übertrifft die vorliegende Erfindung wieder die DWILSP-Technik. Für den GMSK-Fall ist zu sehen, dass die Leistung der Selbstsynchronisationstechnik gemäß der vorliegenden Erfindung nur geringfügig vom Takt abhängig ist. Die beste Leistung erlangt man durch Abtasten des empfangenen Signals zwischen Symbolübergängen, das heißt τ = 0,5, da die GMSK-Wellenform zu diesen Zeitpunkten wesentlich dichter an der MSK liegt.
Wie aus dem Vorstehenden zu ersehen, erforderte der herkömmliche DWILSP-Algorithmus, dass das Signal von Interesse korrekt abgetastet wird, oder die BER-Leistung verschlechtert sich. Als Kontrast dazu stellen beispielhafte Techniken gemäß der vorliegenden Erfindung verbesserte Leistung über das Spektrum von Taktfehlern hinweg bereit und gestatten dementsprechend, dass das Signal von Interesse nicht-synchron abgetastet wird. Bei einigen Modulationsformaten wird etwas Leistungsverschlechterung eingeführt, wohingegen bei anderen keine Leistungsverschlechterung beteiligt ist.
Die Selbstsynchronisationstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung stellen auch eine Abschätzung des Taktfehlers entweder explizit oder als Funktionswert davon bereit. Beispielsweise kann Gleichung (13) umgeschrieben werden, um eine Abschätzung des Taktfehlers τ als folgenden Funktionswert bereitzustellen:
wobei T_s hier eine bekannte Größe ist und α ^₁ durch den herkömmlichen DWILSP-Algorithmus abgeschätzt worden ist. Als Folge davon kann die Selbstsynchronisations-Version des DWILSP-Algorithmus für andere Anwendungen als Kommunikation verwendet werden, beispielsweise Radar und Positionsbestimmung.
DIVERSITÄTSKOMBINATION
Das vorstehende Ausführungsbeispiel kümmerte sich um ISI, die durch Modulation und/oder unsynchronisiertes Abtasten verursacht sind. Diese Art von ISI ist deterministisch, da eine strenge zugrunde liegende Parametrisierung vorhanden ist. Die folgenden Ausführungsbeispiele beziehen sich auf ISI, die durch den Ausbreitungskanal verursacht sind und die, wie oben beschrieben, der Natur nach recht verschieden sind. In derselben Weise, in der der Mobilfunkkanal die gesendete Energie im Raumbereich streut, also in stochastischer Art und Weise, verursacht die Zeitdispersion des Kanals auch eine Streuung von Energie im Zeitbereich.
Das Aufheben des Effekts der Kanaldispersion ist, wie oben beschrieben, ein klassisches Problem, das als Entzerrung bekannt ist. Herkömmliche Techniken beinhalten unterschiedliche Filterungsansätze, wie zum Beispiel den linearen Entzerrer (ein Filter, der die Inversion des Kanals approximiert) und den entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer (Decision Feedback Equalizer, DFE). Diese können auf den Arraysignal-Fall erweitert werden. Ein anderer oft eingesetzter Algorithmus ist der Maximum-Likelihood-Sequenzschätzer (Maximum Likelihood Sequence Estimator, MLSE). Letzterer wird oft als optimal angesehen, da er aus dem Prinzip der größte Wahrscheinlichkeit abgeleitet ist.
Wie oben beschrieben, wirkt der herkömmliche DWILSP-Algorithmus als räumlicher Diversitätskombinierer, wobei die räumlich gestreute Energie auf wirksame Weise gesammelt wird. Daher wäre es in dem Fall, dass ein Kanal die gesendete Energie sowohl im Raum als auch in der Zeit streut, wünschenswert, einen Algorithmus zu konstruieren, der Diversitätskombination gemeinsam über den Raum und die Zeit vornimmt. Derartige Algorithmen sind vorgeschlagen worden, sind aber unglücklicherweise sowohl bezogen auf berechnungsmäßige Aspekte als auch die beteiligten Detektionsverfahren recht komplex. Auch erfordern diese herkömmlichen Ansätze eine Überabtastung des empfangenen Signals. Jedoch kann, basierend auf dem wohl bekannten RAKE-Ansatz, ein Raum-Zeit-Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung mit dem DWILSP-Algorithmus als seinem elementaren Baustein hergeleitet werden.
Sieht man die Quellsignale als zeitlich weiß an, kann der zeitdispersive Fall gemäß dem frequenzflachen Datenmodell umformuliert werden. Der DWILSP-Algorithmus kann dann übernommen werden, um unterschiedliche Zeitankünfte separat abzuschätzen. Dieser Schritt nimmt somit räumliches Kombinieren vor. Dann werden die unterschiedlichen Zeitankunftsabschätzungen zeitlich kombiniert. Diese Technik gemäß der vorliegenden Erfindung bildet somit einen RAKE-Kombinierer, wobei sowohl die räumliche als auch die zeitliche Struktur des gemessenen Arraysignals sowie die Finite-Alphabet-Eigenschaft des modulierten Quellsignals ausgenutzt werden. Darüber hinaus stellt diese neuartige Technik hohe Leistung bei einer niedrigen Berechnungskomplexität bereit, während sie sich gleichzeitig für eine einfache und unkomplizierte Implementierung eignet.
Der hier gewählte Ansatz basiert auf separater Abschätzung unterschiedlicher Zeitankünfte des gewünschten Benutzersignals statt zu versuchen, den Filter, der den Kanal repräsentiert, zu invertieren oder zu entzerren. Eine letzte Abschätzung wird durch eine Kombination der Abschätzungen der unterschiedlichen Zeitankünfte erreicht.
Um eine Grundlage für das Verständnis von Diversitätskombination gemäß der vorliegenden Erfindung bereitzustellen, werden zuerst traditionelle RAKE-Techniken beschrieben. Der RAKE-Kombinierer wurde ursprünglich für Spreizbandtechnik-Systeme (Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS-Systeme) vorgeschlagen, die auf zeitdispersiven Kanälen arbeiten. Man betrachte das Datenmodell für einen frequenzselektiven Kanal:
wobei s ein DSSS-Signal ist. Eine signifikante Eigenschaft von DSSS-Signalen ist die, dass sie Breitbandsignale sind. Die Breitbandeigenschaft wird durch Spreizen der ursprünglichen Datensequenz mit einem Spreizcode hoher Rate erreicht, dessen Elemente Chips genannt werden, jedes mit einer Dauer von T_c Sekunden. Jedes Originaldatensymbol enthält somit mehrere Chips, und der Spreizcode ist ausgelegt, eine Autokonelationsfunktion aufzuweisen, die weißem Rauschen gleicht, sodass Symbole, die mehr als eine Chiplänge weit verschoben sind, näherungsweise unkorreliert sind. Diese Art von Signal wird üblicherweise beispielsweise in Funkkommunikationssystemen verwendet, die nach Codemultiplex-Techniken (Code Division Multiple Access, CDMA-Techniken) arbeiten.
Der DSSS-RAKE-Kombinierer schätzt jede Zeitankunft s(n – kT_c) durch Ausnutzen der Autokonelationseigenschaft der Spreizsequenz aus. Die L + 1 Signalabschätzungen werden dann zeitlich kombiniert, um eine finite Signalabschätzung zu ergeben. Das Gesamtschema ist somit einem Diversitätskombinierer L + 1-ter Ordnung äquivalent (falls die Kanalzweige (oder- hähne) h_k unkorreliert sind). Der herkömmliche RAKE-Kombinierer kann wie in 8 dargestellt werden, wobei jeder Block 800 eine Zeitverzögerung T_c bereitstellt und die Multiplikation mit c(n) in jedem Multiplizierer 810 den Entspreizungsvorgang repräsentiert. Die zeitlichen Zweige, die in 8 zu sehen sind, werden oft als „RAKE-Finger" bezeichnet, werden hierin aber als „räumlich-zeitliche Signalabschätzungen" bezeichnet, wenn sie verwendet werden, um auf Zweige eines modifizierten RAKE-Kombinierers zu verweisen, worin der DWILSP-Algorithmus verwendet wird, um räumliche Kombination bereitzustellen. Die Ausgaben jedes RAKE-Fingers werden dann in Block 820 durch eine Diversitätskombinationstechnik zeitlich kombiniert, wie unten beschrieben ist.
Man betrachte nun das Arraysignalmodell für den einzelnen Benutzer im frequenzselektiven Fall:
Der RAKE-Ansatz kann auch auf den Fall des (ungespreizten) Arraysignals angewendet werden. Statt Spreizsymbolen, wie im DSSS-Datenmodell nach Gleichung (22), betrachte man Blöcke von Symbolen. Ist das Benutzersignal hinreichend zeitlich weiß, werden um einen Betrag von T_s Sekunden oder mehr verschobene Versionen näherungsweise unkorreliert. Ein Block von Symbolen wirkt somit wie die Spreizsequenz im DSSS-Fall, und unterschiedliche Zeitankünfte können wie unterschiedliche Benutzersignale im frequenzflachen Fall betrachtet werden. Dann kann der Algorithmus des DWILSP-Typs verwendet werden, um die unterschiedlichen Zeitankünfte separat abzuschätzen.
Der RAKE-Ansatz kann auf den Mehrbenutzerfall generalisiert werden. Betrachtet man die unterschiedlichen Zeitankünfte als unterschiedliche Signale, kann die Doppelsumme im Mehrbenutzermodell gemäß Gleichung (22) entsprechend dem frequenzflachen Fall mit d(L + 1) Benutzern umgeschrieben werden:
Daher ist der RAKE-Kombinierer für den Arraysignalfall in 9 gezeigt, wobei verzögerte Versionen der empfangenen Symbole durch Blöcke 900 bereitgestellt sind. Der Entspreizungsvorgang in 8 ist durch den herkömmlichen DWILSP-Algorithmus in Blöcken 910 ersetzt, die dem zeitlichen Kombinationsblock 920 räumlich-zeitliche Signalabschätzungen bereitstellen.
Wendet man den herkömmlichen DWILSP-Algorithmus an, um Zeitankunft k im Modell nach Gleichung (23) abzuschätzen, sieht man, dass bei einem bekannten zeitlich weißen Benutzersignal die Abschätzung von h_k noch konsistent ist. Jedoch führen die Filterzweig (oder Hahn)-Korrelationen einen ISI-Term in die Signalabschätzung in einer Art und Weise ähnlich jener ein, die oben beschrieben ist.
Um dieses Problem im Zusammenhang mit früheren RAKE-Kombinierer-Bemühungen zu überwinden, das heißt den Effekt von Filterzweigkorrelation zu mildern, kann die Selbstsynchronisationstechnik, die im obigen Ausführungsbeispiel beschrieben ist, angewendet werden, um die räumlich-zeitlichen Signalabschätzungen bereitzustellen, wie in 10 gezeigt. Darin arbeiten die Verzögerungsblöcke 1000, räumlich-zeitlichen Signalabschätzer 1010 und die zeitliche Kombinationslogik 1020 wie oben beschrieben.
Im Fall von DSSS wird oft Verhältnismaximierungskombination (Maximum Ratio Combining, MRC) als die zeitliche Kombinationstechnik eingesetzt, die in Block 820 nach 10 eingesetzt wird. MRC maximiert den Ausgangs-Störabstand (Signal-to-Noise Ratio, SNR), wobei unabhängiges Rauschen in jedem Finger und unkorrelierten Filterzweigen gegeben ist. Die kombinierte Signalabschätzung ist gegeben als:
wobei s ^_k(n) die Ausgabe des k-ten Fingers, h • / k die Konjugierte des entsprechenden Filterzweigs und σ 2 / k die Fingerrauschvarianz ist.
MODIFIZIERTE VERHÄLTNISMAXIMIERUNGSKOMBINATION
Wie im oben durch Erwähnung einbezogenen Artikel mit dem Titel „Decoupled Separation of Digitally Modulated Signals Arriving at an Antenna Array" beschrieben, kann der herkömmliche MRC-Ansatz mit dem herkömmlichen DWILSP-Algorithmus modifiziert werden. Beispielsweise kann vor Projektion auf das finite Symbolalphabet die k-te Abschätzung des i-ten Benutzersignals nach der letzen Iteration ausgedrückt werden als: s ^ik(n) = αiksik(n) + βik(n) (26)wobei α_tk eine kleine (üblicherweise vernachlässigbare) Verzerrung repräsentiert und β_tk(n) ein Rauschterm aufgrund skalierten thermischen Rauschens v(n) plus Gleichkanal- und Eigenstörungen s_jl(n), (j ≠ i) ODER (l ≠ k) ist. Dieser Rauschterm kann mit guter Genauigkeit als zeitlich weiß Gaußsch angesehen werden, und das Rauschen in unterschiedlichen Signalabschätzungen ist näherungsweise unkorreliert, also E[β_jlβ_ik] = 0 für (j ≠ i) ODER (l ≠ k).
Ignoriert man die Verzerrung α, ist jede Signalabschätzung von s_i(n) automatisch in der Amplitude (PSK: |s(n)| = 1) durch DWILSP normiert. Außerdem bestünde, da die Rauschterme β(n) zwischen Zweigen unkorreliert sind, ein Weg des Kombinierens der Abschätzungen darin, MRC in Gleichung (25) wie unten gezeigt zu verwenden:
In Gleichung (27) bedeutet der Operator (Proj) Vorsprung auf das finite Alphabet, und σ 2 / ik ist die Varianz von β_ik(n), die als Var(Proj(s ^_ik) – s ^_ik) abgeschätzt werden kann. Bei BPSK-Modulation projiziert DWILSP Symbole auf das Alphabet von +/– 1, und nur die Varianz des Realteils des Rauschens muss betrachtet werden.
Jedoch wird, wenn DWILSP beim Abschätzen einer Zeitankunft eines Signals komplett versagt, beispielsweise wenn ein Zweig h_k in der Gleichung schwach ist oder nicht existiert, die falsche Signalabschätzung noch in der Amplitude normiert, was in Rauschsättigungseffekten resultiert, das heißt die Varianz σ² von β(n) erreicht einen Grenzwert. Um schlechte Abschätzungen/Finger zu unterdrücken, haben Simulationen darauf hingewiesen, dass Folgendes eine bessere Gewichtung als gewöhnliche MRC ist:
Man beachte, dass der Wert des Exponenten (also 4) in Gleichung (28) nicht kritisch ist. Jedweder Wert im Bereich von 3-6 resultiert in näherungsweise derselben Bit-Fehlerrate (BER).
ZEITLICHE KOMBINATION MITHILFE VON DWILSP
Obgleich der DWILSP-Algorithmus ursprünglich für Anwendungen mit Antennenarrays vorgesehen war, haben die Anmelder erkannt, dass diese Technik auch ein allgemeiner Diversitätskombinierer ist. Folglich kann die herkömmliche DWILSP-Technik auch für die zeitliche Kombinationsfunktion verwendet werden, die in Blöcken 820, 920 und 1020 aus der jeweiligen 8-10 abgebildet ist. Diese Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in 11 dargestellt, wobei Blöcke 1100 verzögerte Abtastungen bereitstellen, Blöcke 1110, die einfach als Abschätzer beschriftet sind, um eine allgemeine Einbeziehung traditioneller RAKE-Finger, herkömmlicher räumlich-zeitlicher DWILSP-Abschätzer oder Verwendung der Selbstsynchronisationstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung widerzuspiegeln, Signalabschätzungen bereitstellen und Block 1120 die DWILSP-Technik zeigt, die als der zeitliche Kombinierer fungiert. In dieser Weise benutzt, erhält man beim Stapeln der L + 1 (weichen) Abschätzungen s ^_ki von Benutzersignal i eine Matrixgleichung als:
wobei die linke Seite der Matrix dem gemessenen Arraysignal X entspricht, s das wahre Signal ist und Q ein Rauschterm ist. Der Spaltenvektor w kann als ein zeitlicher Kanalvektor interpretiert werden, der das Verzögerungsprofil des Kanals repräsentiert. Der Spaltenvektor w weist auch eine direkte Entsprechung zu den Kombinationsgewichtungen h•k /σ2k in MRC oder 1/σ4k im modifizierten Schema auf, ist doch das Lösen von Gleichung (29) unter Verwendung von DWILSP im Wesentlichen eine Suche nach den besten Diversitätskombinationsgewichtungen. Man beachte, dass, da der DWILSP-Algorithmus für die zeitliche Kombination sowie dafür eingesetzt wird, die räumlich-zeitlichen Signalabschätzungen bereitzustellen, die Finite-Alphabet-Eigenschaft zweimal verwendet wird.
Es gibt mehrere Vorteile im Zusammenhang mit der Verwendung der DWILSP-Technik zum zeitlichen Kombinieren in einem RAKE-Empfänger. Beispielsweise ist DWILSP in Fällen sehr robust, in denen nicht alle Diversitätskanäle das Signal von Interesse enthalten. Auch wird keine spezielle Annahme hinsichtlich der Rauschfarbe und des Betrages der Schwundkorrelation getroffen. Ungeachtet des angewendeten zeitlichen Kombinationsschemas ist jedoch Verfolgung der Kombinationsgewichtungen für Blöcke/Bursts von Daten wünschenswert, da sie wertvolle Informationen über Zeitvariationen der effektiven Kanallänge bereitstellt. Auch sind diese Informationen zur Rahmensynchronisation in TDMA-Systemen nützlich.
Um die neuartigen Diversitätskombinationstechniken gemäß der vorliegenden Erfindung zusammenzufassen, ist eine beispielhafte Reihe von Schritten anhand des Flussdiagramms nach 12 dargestellt. Zuerst wird in Block 1200 die bekannte Trainingssequenz (zum Beispiel CDVCC in D-AMPS) benutzt, um Synchronisation zu erlangen und die Filterlänge L abzuschätzen. Dann kann, initialisiert mit der Trainingssequenz, die oben beschriebene Selbstsynchronisationstechnik benutzt werden, um eine Signalabschätzung s ^_ik des Zeitwegs k in Block 1210 zu erlangen. Als Nächstes können die Signalabschätzungen in Block 1220 durch entweder (1) Abschätzen der Varianz von β_ik(t) und Verwenden modifizierter MRC gemäß Gleichung (28) oder Verwenden der herkömmlichen DWILSP zum Durchführen zeitlicher Kombination zeitlich kombiniert werden.
Die Leistung von RAKE-Empfängern gemäß der vorliegenden Erfindung wurde numerisch bei zwei unterschiedlichen Einstellungen eines 5-Zweig-FIR-Kanals bewertet. Um jeden Filterzweig zu modellieren, wurde das lokale Streumodell verwendet. Die Filterzweige wurden daher als statistisch unabhängig modelliert, und die Standardversion des DWILSP-Algorithmus wurde verwendet, um die räumlich-zeitlichen Signalabschätzungen bereitzustellen.
In den Simulationen wurde als Empfangsantenne ein 10-elementiges Uniform Linear Array (ULA) gewählt. Drei über gleiche Leistung verfügende Gleichkanalbenutzer wurden in Nenneinfallsrichtungen [30°, 0°, –45°] relativ zur Querseite der Antenne platziert. BPSK-Daten wurden in Bursts von 150 Bits gesendet. Jeder Burst beinhaltete eine 15-bit-m-Sequenz, periodisch auf 19 Bits erweitert, die als Trainingssequenz zur Initialisierung des Empfängeralgorithmus benutzt wurde.
Als Vergleich wurde die Leistung der herkömmlichen MLSE-Technik ebenfalls bewertet. Die MLSE wurde zweimal ausgeführt: einmal mit der exakten Kanal- und Störungs-Kovarianzmatrix als Orientierungswert und außerdem unter Verwendung von Maximum-Likelihood-Abschätzungen dieser Parameter, die aus der Trainingssequenz erlangt wurden, um eine realistischere Bewertung von MLSE-Leistung bereitzustellen. Die MLSE wurde mit dem Viterbi-Algorithmus implementiert.
In der ersten Simulation war die relative mittlere Leistung in jedem Zweig gleich. Unter der Annahme einer größeren Winkelstreuung bei den späteren Ankünften (aber derselben Nenneinfallsrichtung) betrugen die Clusterbreiten-Standardabweichungen für die unterschiedlichen Zweige [2°, 3°, 4°, 5°, 6°]. Die Gesamtsignalleistung ist hier als die Summe der Leistungen in jedem Filterzweig definiert. Die resultierende Bit-Fehlenate für den Benutzer bei 0 = 0° als Funktion des Elements E_b/N_o ist in 13 gezeigt.
Darin zeigt, rechts oben beginnend, die erste Kurve die Leistung des MLSE-Laufs mit abgeschätzten Kanalparametern und Störungs-Kovarianz, und es ist zu sehen, dass dieses Verfahren eine Leistung aufweist, die durch die Gleichkanalstörung begrenzt ist. Diese Charakteristik ist in den anderen Kurven nicht zu sehen. Die zweite Kurve zeigt die Leistung des RAKE-Kombinierers unter Verwendung von zeitlicher Standard-MRC-Kombination. Wenn wir zur dritten Kurve von oben rechts gehen, ist zu sehen, dass die Leistung mithilfe modifizierter MRC um etwa 2 dB verbessert worden ist. Weitere 2 dB werden durch Einsetzen von DWILSP-Kombination gewonnen. Die letzte Kurve zeigt die Leistung des MLSE-Laufs mit den exakten Parametern. Angesichts der Tatsache, dass die MLSE mit abgeschätzten Parametern in einer praktischen Anwendung ausgeführt wird, zum Beispiel der ersten Kurve, ergibt der RAKE-Kombinierer unter Verwendung von DWILSP als zeitlicher Kombination sehr gute Leistung.
In der zweiten Simulation, 14, wurde die Kanaleinstellung justiert, um eine Umgebung mit hügeligem Gelände zu simulieren. Der Mittelwert-Filterzweigleistungen wurden zu [0, 0, –20, –20, –6] dB gesetzt, und die Clusterbreiten-Standardabweichungen betrugen [2°, 3°, 6°, 2°]. Jeder Zweig entsprach einer Richtung von [0°, 1°, 0°, 0°, 10°] relativ zu den Nenneinfallsrichtungen, das heißt die späte Ankunft aus einer verglichen mit den frühen etwas unterschiedlichen Richtung auftreffend. Die relative Leistung der unterschiedlichen Algorithmen ähnelt den Ergebnissen aus 13. Aber dieses Mal ist bei leichterer Kanaleinstellung der Unterschied in der Leistung zwischen dem DWILSP-RAKE und MLSE unter Verwendung abgeschätzter Parameter größer. Tatsächlich kommt der DWILSP-RAKE dem MLSE-Lauf mit den exakten Parametern bei hohen Störabständen nahe.
Es ist natürlich möglich, die Erfindung in speziellen anderen Formen als jenen auszuführen, die oben beschrieben sind, ohne den Geist der Erfindung zu verlassen. Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind lediglich veranschaulichend und dürfen in keiner Weise als einschränkend angesehen werden. Der Umfang der Erfindung ist eher durch die folgenden Ansprüche als die vorhergehende Beschreibung bestimmt, und es ist beabsichtigt, dass alle Variationen und Äquivalente, die in den Umfang der Ansprüche fallen, darin einbezogen sind.

Claims

Verfahren zum Verarbeiten eines Signals, das in einem Funkkommunikationssystem empfangen wird, umfassend die folgenden Schritte: (a) Abtasten des empfangenen Signals, wobei eine Intersymbol-Störung in das empfangene Signal hinein eingeführt wird; (b) Erzeugen wenigstens einer Kanalabschätzung, und einer zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung die zu dem empfangenen Signal gehört; (c) Abschätzen der eingeführten Intersymbol-Störung; (d) Aktualisieren der wenigstens einen Kanalabschätzung und der zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung unter Verwendung der abgeschätzten eingeführten Intersymbol-Störung; (e) Wiederholen der Schritte (c) und (d) für eine vorgegebene Anzahl von Iterationen; und (f) Ausgeben der Kanalabschätzung und einer zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Abtasten ferner den folgenden Schritt umfasst: nicht-synchrones Abtasten des empfangenes Signals.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Wiederholen ferner umfasst: Ausführen, als die vorgegebene Anzahl von Iterationen, von Iterationen, bis ein Wert, der zu der Signalabtastwert-Abschätzung gehört, konvergiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die wenigstens eine Kanalabschätzung erzeugt wird unter Verwendung eines entkoppelten gewichteten iterativen Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate mit Projektionen (DWILSP).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt zum Abschätzen ferner den folgenden Schritt umfasst: Abschätzen der eingeführten Zwischensymbol-Störung auf Grundlage eines Typs einer Modulation, die verwendet wird zum Modulieren des empfangenen Signals.
System zum Verarbeiten eines Funksignals, umfassend: Mittel zum Abtasten des Funksignals, wobei eine Intersymbol-Störung in das empfangene Signal hinein eingeführt wird; Mittel zum Erzeugen wenigstens einer Kanalabschätzung und einer zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung, die zu dem empfangenen Signal gehört; Mittel zum Abschätzen der eingeführten Intersymbol-Störung; Mittel zum Aktualisieren der wenigstens einen Kanalabschätzung und der zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung, die zu dem empfangenen Signal gehört, unter Verwendung der abgeschätzten eingeführten Intersymbol-Störung; Mittel zum iterativen Anwenden der Einrichtung zum Abschätzen und der Einrichtung zum Aktualisieren für eine vorgegebene Anzahl von Iterationen; und Mittel zum Ausgeben der Kanalabschätzung und der zugehörigen Signalabtastwert-Abschätzung.
System nach Anspruch 6, wobei die Mittel zum Abtasten ferner umfassen: Mittel zum nicht-synchronen Abtasten des Funksignals.
System nach Anspruch 6, wobei der Schritt zum Wiederholen ferner umfasst: Ausführen, als die vorgegebene Anzahl von Iterationen, von Iterationen, bis ein Wert, der zu der Signalabtastwert-Abschätzung gehört, konvergiert.
System nach Anspruch 6, wobei die wenigstens eine Kanalabschätzung erzeugt wird unter Verwendung eines entkoppelten gewichteten iterativen Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate mit Projektionen (DWILSP).
System nach Anspruch 6, wobei die Mittel zum Abschätzen ferner umfassen: Mittel zum Abschätzen der eingeführten Intersymbol-Störung auf Grundlage eines zum Modulieren des empfangenen Signals verwendeten Modulationstyps.