DE19507473C2

DE19507473C2 - Entzerrungsverfahren für ein Antennendiversity-System in einem Funkempfänger und Funkempfänger zur Anwendung dieses Verfahrens

Info

Publication number: DE19507473C2
Application number: DE19507473A
Authority: DE
Inventors: Francois Pipon; Pascal Chevalier; Pierre Vila
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1994-03-04
Filing date: 1995-03-03
Publication date: 2001-07-05
Anticipated expiration: 2015-03-04
Also published as: ITTO950153A1; IT1279152B1; DE19507473A1; ITTO950153A0; GB9504244D0; FR2735635A1; GB2372411A; GB2372411B; FR2735635B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Entzerrungsverfahren für ein Antennendiversity-System gemäß dem Oberbegriff des Pa tentanspruchs 1.

In der nachfolgenden Beschreibung wird der Begriff "Aufneh mer" für die einzelnen Antennenelemente einer Gruppenantenne verwendet. Der Begriff "Mehraufnehmer-Entzerrer" bezeichnet einen in einem Antennendiversity-System verwendeten Entzer rer.

Sie betrifft insbesondere den Bereich hoher Frequenzen, der für Funkverbindungen besonders interessant ist, weil er aufgrund von Reflexionserscheinungen an den verschiedenen Schichten der Ionosphäre Übertragungen über weite Strecken erlaubt. Sie beruht auf den Techniken der Antennenverarbeitung und erfordert somit die Anwendung einer Gruppe mit mehreren Aufnehmern.

Für zahlreiche Anwendungen mit digitaler Funkverbindung erfolgt die Übertragung zwischen dem Sender und dem Empfänger längs mehrerer Ausbreitungswege. Die Laufzeit zwischen den verschie denen Wegen kann größer als die Zeichendauer sein, so daß eine Entzerrung notwendig wird, um die auf diese Weise erzeugte In tersymbolstörung (IIS) zu kompensieren.

Diese Erscheinung entsteht insbesondere im HF-Bereich, in dem die Vielfachausbreitungswege, die auf Reflexionen an den ver schiedenen Ionosphärenschichten zurückzuführen sind, um 5 ms auseinanderliegen können, also um ein Vielfaches der Zeichen dauer für den Fall von Modulationen, deren Bandbreite typi scherweise in der Größenordnung von 3 KHz liegt. Sie tritt auch in anderen Frequenzbereichen bei Verbindungen mit sehr hoher Übertragungsrate vom Typ GSM (270 kbits/s, d. h. eine Zeichen dauer von 3,7 µs) im Stadtbereich oder im Gebirge auf, wo die verschiedenen Wege, die von Reflexionen an verschiedenen Hin dernissen (Gebäuden, Bergen, . . .) kommen, um von 10 bis 20 µs voneinander getrennt sein können.

In zahlreichen derzeit im Betrieb befindlichen Systemen wird die Anpassung an diese Ausbreitungsbedingungen ermöglicht, in dem in die Wellenform eine dem Empfänger bekannte Lernfolge eingefügt wird. Zur adaptiven Entzerrung des empfangenen Nutz signals sind dabei verschiedene Lösungen möglich.

Eine erste Lösung besteht darin, einen Algorithmus von Viterbi anzuwenden, der eine vorherige Abschätzung des Ausbreitungska nals unter Verwendung der Lernfolge erfordert. Diese Entzerrung hat den Vorteil der Minimierung der Fehlerwahrscheinlichkeit an der gesamten Informationszeichenfolge, jedoch wird sie sehr teuer, wenn die Dauer der Impulsantwort des Kanals sehr viel größer als die Zeichendauer ist. Die Anzahl der Zustände, die durch den Viterbi-Algorithmus verarbeitet werden muß, ist gleich M^L, wobei M die Größe des Modulationsalphabets ist, wäh rend L die Länge der Impulsantwort des Kanals ausgedrückt durch Zeichenperioden ist. Diese Lösung wird für Anwendungen vom Typ GSM benutzt, bei denen der Viterbi-Algorithmus typischerweise 32 Zustände (L = 5 und M = 2) enthält.

Im HF-Bereich, dem bevorzugten Anwendungsbereich der Erfindung, ist die Anzahl der Zustände für eine Realisierbarkeit des Viterbi-Algorithmus zu groß (typischerweise mit M = 4 oder 8 und L = 12, was einer sich über 5 ms ausdehnenden Impulsantwort ent spricht), so daß daher oft ein Entzerrer vom Typ DFE (in der englischsprachigen Literatur "decision feedback equalizer") an gewendet wird.

Die zweite Lösung besteht darin, die Lernfolgen als Antwort auf einen adaptiven Algorithmus anzuwenden, der ein auf dem mittle ren Fehlerquadrat beruhendes adaptives Kriterium minimiert. Diese Lösung macht von einem Entzerrer mit "Schleifenentschei dung" Gebrauch, der unter der bereits erwähnten, aus der englischsprachigen Bezeichnung abgeleiteten Abkürzung DFE bekannt ist.

Ein solcher Entzerrer liefert an ein an die Modulation angepaß tes Entscheidungsorgan ein Signal, das von den Interzeichenstö rungen (IIS) befreit ist oder bei dem diese Störungen stark re duziert sind. Der Entzerrer vom Typ DFE macht zu diesem Zweck von rekursiven autoadaptiven Transversalfiltern Gebrauch, die mittels eines Algorithmus vom Typ der kleinsten rekursiven Feh lerquadrate angepaßt werden, der aus Gründen der Konvergenzge schwindigkeit vorzugsweise mit einem Gradientenalgorithmus aus gewählt wird. In den Lernfolgen werden die bekannten Zeichen verwendet, um die verschiedenen Koeffizienten anzupassen. Die Verfolgung der Änderungen des Kanals außerhalb der bekannten Folgen wird dadurch gewährleistet, daß die entschiedenen Sym bole als Antwort benutzt werden.

Der Entzerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer ermöglicht die Kompensation der auf Mehrfach-Ausbreitungswege zurückzuführen den Interzeichenstörungen, jedoch ermöglicht er nicht, eine Phasenrekombination der verschiedenen Wege durchzuführen. Bei Vorhandensein von zwei stationären Wegen mit der gleichen Amplitude führt der Entzerrer vom Typ DFE somit zu Verlusten von 3 dB im Vergleich zu einem Kanal mit additivem Gauß'schen weißen Rauschen: er versucht, den Beitrag des einen der Wege beizubehalten und den zweiten mit Hilfe des rekursiven Ab schnitts zu eliminieren.

Im HF-Bereich werden die verschiedenen Ausbreitungswege am häu figsten durch "Schwund" beeinflußt. Der "Schwund" ist eine mit der Änderung der Vielfachwege verbundene Erscheinung, die durch eine Änderung der empfangenen Leistung in Erscheinung tritt, etwa durch ein Abklingen der Signalwege. Wenn dieser "Schwund" groß ist, verschlechtern sich die Leistungseigenschaften des Entzerrers vom Typ DFE.

In Anwesenheit einer Störung werden diese Verfahren schnell un wirksam, und es werden bekannte spezielle Verfahren der Anti störabwehr erforderlich, wie die Fehlerkorrekturcodierung, die Herauslösung der Störung durch Kerbfilterung, die Anwendung von Verbindungen mit Frequenzevasion, usw. . . . Die zahlreichen im Einsatz befindlichen Systemen angewendeten Techniken sind je doch alle begrenzt, wenn die Störungen stark sind und das ge samte Nutzsignalband besetzen. Unter diesen Bedingungen ist es zweckmäßig, leistungsfähigere Antistörabwehrmittel anzuwenden, die auf der Anwendung von Antennenfilterverfahren beruhen.

Diese Antennenfilterverfahren, die Anfang der 60iger Jahre er schienen und von denen eines insbesondere in einem Aufsatz von P. W. HOWELLS, "Explorations in fixed and adaptive resolution at GE and SURC", IEEE-Trans-Ant-Prop, Band AP-24, Nr. 5, Seiten 575 bis 584, September 1976 beschrieben ist, wobei von diesem Artikel eine ausführliche Zusammenfassung in einer Doktorarbeit der Universität von Paris Süd, Juni 1991 von P. CHEVALIER mit dem Titel "Antenne adaptive: d'une structure linéaire à une structure non linéaire de Volterra" enthalten ist, haben das Ziel, die von den verschiedenen, die Antenne bildenden Aufneh mern empfangenen Signale so zu kombinieren, daß ihre Antwort auf das Szenario des Nutzsignals und der Störer optimiert wird.

Die Wahl der Aufnehmer und ihrer Anordnung ist ein wichtiger Parameter, der großen Einfluß auf ihre Leistungsfähigkeit hat. Hierzu gibt es drei Möglichkeiten:

- Die Aufnehmer sind identisch und an verschiedenen Punkten im Raum angeordnet, wobei die Unterscheidung zwischen dem Nutzsi gnal und den Störungen durch die Ankunftsrichtung erfolgt.
- Die Aufnehmer sind am gleichen Punkt des Raums angeordnet (gleichlokalisierte Antenne) und haben unterschiedliche Strah lungsdiagramme. Die Unterscheidung kann dabei entsprechend der Polarisation und der Ankunftsrichtung erfolgen.
- Die zwei vorhergehenden Möglichkeiten können kombiniert wer den: mehrere gleichlokalisierte Antennen können an unterschied lichen Punkten des Raums angeordnet werden.

Da sich die Bedingungen der Ausbreitung und der Störung im Ver lauf der Zeit ändern können, ist es andererseits notwendig, die Antenne in Echtzeit an diese Änderungen anzupassen zu können, indem eine besondere Antennenfiltertechnik angewendet wird: die adaptive Antenne. Eine adaptive Antenne ist eine Antenne, die Störquellen automatisch feststellt, indem in deren Richtung Lö cher in ihrem Strahlungsdiagramm unter Verbesserung des Emp fangs der Nutzquelle erzeugt werden, ohne daß von vornherein Kenntnisse über diese Störungen vorhanden sind und wobei eine minimale Information über das Nutzsignal vorliegt. Dank der Nachführungsfähigkeit der angewendeten Algorithmen kann eine adaptive Antenne automatisch auf eine sich verändernde Umgebung reagieren.

Die adaptiven Antennen sind durch die Art und Weise gekenn zeichnet, in der sie das Nutzsignal und Störungen unterschei det, d. h. durch die Art der Information über das Nutzsignal, die sie auswerten. Diese Unterscheidung kann auf fünf unter schiedliche Arten erfolgen:

- durch die Ankunftsrichtung,
- durch die Modulation,
- durch die Zeit, beispielsweise für Verbindungen mit Frequenzevasion,
- durch die Leistung,
- auf blinde Weise (beispielsweise durch Verfahren zum Trennen von Quellen mit höheren Ordnungen).

Bis in jüngster Zeit wurde stets in den Übertragungssystemen ein unabhängiges Arbeiten von Verfahren der adaptiven Entzer rung mit einem Aufnehmer und adaptiver Antenne in Betracht ge zogen, was zu nicht optimalen Leistungen führt.

Ein in einem Artikel von R. Dobson mit dem Titel "Adaptive an tenna array" Patent PCT/AU85/00157, vom Februar 1986, beschrie benes System, das eine zeitliche Diskriminierung anwendet, ist wirkungsvoll bei der Unterdrückung von Störungen, jedoch wird dabei keine Optimierung des Signal/Rausch-Verhältnisses ange strebt.

Bei einer Übertragung und wenn Lernfolgen in die Wellenform eingeführt werden, werden vorzugsweise Antennenverarbeitungs verfahren mit Diskriminierung durch die Modulation angewendet, da diese das Optimieren des Signal/Rausch-Verhältnisses ermög lichen. Die meisten derzeit angewendeten Verfahren ordnen jedem der Aufnehmer der adaptiven Antenne komplexe Gewichte zu. Eine solche Antenne ermöglicht die Unterdrückung von Störungen, je doch gilt bei Mehrwege-Ausbreitung folgendes:

- sie "zeigt" in die Richtung eines der Wege, d. h. sie bringt die Beiträge dieses Wegs auf die verschiedenen Aufnehmer in Phase (bei richtwirkungsfreien Aufnehmern wird somit ein Gewinn hinsichtlich des Signal/Rausch-Verhältnisses von 10logN er halten, wobei N die Anzahl der verwendeten Aufnehmer ist),
- sie versucht, damit dekorrelierte Wege zu eliminieren, so daß die diesen Bahnen zugeordnete Energie verlorengeht.

Zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit dieses Antennenverar beitungsverfahrens in Anwesenheit von Mehrwege-Ausbreitungen ist es möglich, dieses Verfahren mit einem Verfahren der Ent zerrung für einen Aufnehmer zu koppeln, um einen Mehraufnehmer- Entzerrer zu erhalten, der einen räumlichen Abschnitt aus ver schiedenen Filtern auf jedem der Empfangskanäle und einen zeit lichen Abschnitt am Ausgang des räumlichen Abschnitts enthält. Die Gruppe der den räumlichen Abschnitt und den zeitlichen Ab schnitt bildenden Filter ist gemeinschaftlich an das gleiche Fehlersignal angepaßt.

Im wesentlichen auf dem Gebiet der Mobilfunkübertragungen sind bereits mehrere Entzerrer mit Mehraufnehmern vorgeschlagen und untersucht worden; insbesondere sind sie in einem Artikel von K. E. Scott, S. T. Nichols mit dem Titel "Antenna Diversity with Multichannel Adaptive Equalization in Digital Radio" und in einem Artikel von P. Balaban, J. Salz mit dem Titel "Optimum Diversity Combining and Equalisation in Digital Data Transmis sion with Applications to Cellular Mobile Radio - Part I: Theoretical Considerations" in IEEE Trans. on Com., Band 40, Nr. 5, Seiten 885 bis 894, vom Mai 1992 beschrieben.

Sie waren bisher darauf gerichtet, den "Schwund" in einer nicht gestörten Umgebung selektiv zu bekämpfen, der von den Mehrfach wegen erzeugt wird. Diese Entzerrer sind von Filtern mit endli cher Impulsantwort in jedem der Kanäle gebildet, an die sich jeweils ein Addierer und dann ein eindimensionaler, im Zeichen takt entzerrender Entzerrer anschließen. Das zum Optimieren dieser Mehraufnehmer-Entzerrer angewendete Kriterium ist das der Minimierung des mittleren Fehlerquadrats zwischen ihrem Ausgang und einer durch die Lernfolgen bestimmten Antwort.

In dem von Scott et al vorgeschlagenen Entzerrer erfolgt die Anpassung der Koeffizienten durch einen Algorithmus des klein sten Fehlerquadrats, und seine Anwendung für einen HF-Kanal kann wegen der verwendeten Wellenformen nicht in Betracht gezogen werden. Wegen der zeitlichen Ausdehnung der Mehrfachwege ist nämlich die Anzahl der anzupassenden Koeffizienten zu groß, um den Algorithmus auf die Lernfolge zur Konvergenz zu bringen.

Die Aufgabe der Erfindung ist es, den vorgenannten Nachtei len abzuhelfen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit den im kennzeichnen den Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Ferner enthält nach der Erfindung ein Funkempfänger mit wenigstens einem Antennendiversity-Entzerrer mit Raum diversity die im Patentanspruch 9 angegebenen Merkmale.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht einerseits die Ver besserung der Leistung verschiedener existierender Entzerrer mit einem Aufnehmer: für den Fall einer stationären Umgebung ermöglicht das erfindungsgemäße Verfahren, hinsichtlich des An tennengewinns 10 log N zu gewinnen, wobei N die Anzahl der Auf nehmer für den Fall identischer Aufnehmer ist, und sie ermög licht einen Gewinn von 3 dB bei der Phasenrückstellung der Wege für den Fall von zwei stationären Wegen mit gleicher Leistung.

Das erfindungsgemäße Verfahren der Mehraufnehmer-Entzerrung er möglicht ferner eine bedeutende Verbesserung der Leistung der Entzerrung mit einem Aufnehmer in Anwesenheit eines "Schwunds" auf den verschiedenen Ausbreitungswegen.

Die Struktur eines Empfängers nach der Erfindung mit einem Mehraufnehmer-Entzerrer ermöglicht andererseits eine starke Re duzierung der Anzahl der anzupassenden Koeffizienten gegenüber der von Scott et al vorgeschlagenen Struktur, und sie kann so mit auf einem HF- oder GSM-Kanal angewendet werden.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen ist. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 die Hauptstufen des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 die Hauptstufen der Vorverarbeitungsstufe,

Fig. 3 die Hauptstufen der Synchronisierungsstufe des erfin dungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 4 die Hauptstufen der Mehraufnehmer-Entzerrungsstufe mit Anpassung gemäß dem Verfahren nach der Erfindung,

Fig. 5 eine Struktur eines Funkempfängers gemäß der Erfin dung,

Fig. 6 einen beim erfindungsgemäßen Verfahren angewendeten Raumgitteralgorithmus,

Fig. 7 eine vom erfindungsgemäßen Empfänger angewendete An tennengruppe, und

Fig. 8 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Bedeutung des räumlichen Abschnitts in der Entzerrerstruktur des erfindungsgemäßen Empfängers.

Die in Fig. 1 dargestellte Stufe 1 des erfindungsgemäßen Ver fahrens besteht aus einer Vorverarbeitung eines digitalen Si gnals, das von wenigstens zwei Aufnehmern C_n, mit n = 1 bis N, eines Funkempfängers empfangen wird.

Die Stufe 2 des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht aus einer Synchronisierung des vorverarbeiteten empfangenen Signals mit einem ausgesendeten Signal, das für den Empfänger bekannte Syn chronisierungsfolgen in Anwesenheit von Störungen und von Mehr fachwegen enthält.

Die Stufe 2 der Synchronisierung geht notwendigerweise der Stufe 3 der Mehraufnehmer-Entzerrung voraus, die eine räumliche Verarbeitung des Signals gefolgt von einer zeitlichen Verarbei tung umfaßt, wobei die beiden Verarbeitungen gemeinsam angepaßt werden.

Die Stufe 1 der Vorverarbeitung ist in drei Hauptstufen 4, 5 und 6 unterteilt, die in Fig. 2 dargestellt sind:

- die Stufe 4 besteht aus einer Transformation des von den Auf nehmern C_n kommenden Signals in das Grundband,
- die Stufe 5 besteht aus einer Abtastung des in das Grundband transformierten Signals mit einem Takt Te, wobei Te ein Vielfa ches des Zeichentakts T_S ist, und
- die Stufe 6 besteht darin, das abgetastete Signal durch ein Tiefpaßfilter zu filtern.

Das von den Stufen 1 und 2 abgegebene vorverarbeitete und syn chrone Signal wird anschließend als "Signal aus den Empfangska nälen" bezeichnet.

Die Stufe 2 der Mehraufnehmer-Synchronisierung ist in drei Hauptstufen 7, 8 und 9 unterteilt, die in Fig. 3 dargestellt sind:

- die Stufe 7 besteht darin, die Synchronisationserfassung des durch die Aufnehmer erfaßten Signals an dem Empfänger bekannten Lernfolgen aus Zeichen durchzuführen,
- die Stufe 8 besteht darin, die Anzahl der von dem Nutzsignal benutzten Wege sowie die relativen Laufzeiten der verschiedenen Wege und ihre relativen Leistungen zu schätzen, und
- die Stufe 9 besteht darin, die Frequenzverschiebung zwischen der Aussendung und dem Empfang zu schätzen. Diese Frequenzver schiebung wird vor der Durchführung der Mehraufnehmer-Entzer rung kompensiert.

Die Stufe 3 der Mehraufnehmer-Entzerrung mit Anpassung ist in drei Hauptstufen 10 bis 12 unterteilt, die in Fig. 4 darge stellt sind.

In der Stufe 10 erfolgt beim erfindungsgemäßen Verfahren eine Auswahl der Anpassung an K Wege, die aus den N Wegen ausgewählt sind, die am Ausgang der Stufe 2 der Synchronisierung markiert sind. Zu diesem Zweck sind mehrere Auswahlkriterien möglich:

- Begrenzen der Anzahl von Koeffizienten der räumlichen Verar beitung der Entzerrung aus Gründen der Rechenleistung oder der Optimierung der Konvergenzgeschwindigkeit, beispielsweise unter der Annahme K ≦ 2,
- Auswahl aller Wege, deren relative Leistung bezüglich des Hauptwegs genügend groß ist, damit die Phasengleichstellung ein interessanter Punkt ist, beispielsweise eine relative Leistung von -5 dB,
- gleichzeitige Anwendung der zwei vorgenannten Kriterien.

Die Stufe 11 der räumlichen Verarbeitung besteht darin, das Eingangssignal mit Hilfe von Filtern zu filtern, die an jedem der die Gruppe bildenden Aufnehmer angeordnet sind und ermögli chen, die Beiträge aller ausgewählten Wege in Phase zu bringen, vorausgesetzt, daß diese ausreichend räumlich voneinander beab standet sind, was einem räumlichen Korrelationskoeffizienten zwischen den verschiedenen Richtvektoren entspricht, der "ausreichend" kleiner als 1 ist, und den Antennengewinn in die Richtung des Nutzsignals zu stellen.

Die räumliche Verarbeitung 11 ermöglicht andererseits die Un terdrückung möglicher Störungen.

Die Stufe 12 der zeitlichen Verarbeitung besteht darin, das Ausgangssignal der räumlichen Verarbeitung 11 mittels eines Filters zu filtern, das einen Transversalteil und einen Rekur sivteil aufweist und eine Bekämpfung der Interzeichenstörungen ermöglicht, die nach der räumlichen Verarbeitung in der Stufe 11 vorhanden sind und entweder aus in dem Algorithmus nicht ausgewählten Wegen oder aus Wegen kommen, die räumlich zu nahe liegen, um bei der räumlichen Verarbeitung der Stufe 11 ge trennt zu werden.

Die Koeffizienten der bei den räumlichen und zeitlichen Verar beitungen in den Stufen 11 bzw. 12 angewendeten Filter werden gemeinschaftlich durch den Anpassungsalgorithmus an den Zei chentakt T_S so angepaßt, daß ein Kriterium des mittleren Feh lerquadrats zwischen dem Antwortsignal und dem Ergebnis der Stufe 3 der Entzerrung minimiert wird. Das Antwortsignal besteht entweder aus bekannten Zeichen, die einer Lernfolge ange hören, oder aus "entschiedenen" Zeichen, wenn das betrachtete Zeichen einer Informationsfolge angehört.

Ein erfindungsgemäßer Funkempfänger, der ein digitales Signal mit Lernfolgen und Informationsfolgen empfängt, ist schematisch in Fig. 5 dargestellt. Dieser Empfänger arbeitet mit dem erfin dungsgemäßen Verfahren, und die nachfolgende Beschreibung soll ein besseres Verständnis ermöglichen.

Ein ausgesendetes Signal d(t) kommt nach seinem Durchlaufen des ionosphärischen Kanals an einer Empfangsgruppe eines erfin dungsgemäßen Empfängers an, die eine bestimmte Anzahl von Auf nehmern C_n, mit n = 1 bis N, enthält. Jeder der P Ausbreitungs wege, die von dem Signal eingeschlagen werden, wird von der An tenne mit einem komplexen Gewinn α_i(t) empfangen und erfährt eine Laufzeitverzögerung τ_i bezüglich des ausgesendeten Si gnals. Der von dem von den Aufnehmern empfangenen Signalen ge bildete Vektor X(t) wird durch die folgende Formel bestimmt:

Darin sind: S_i der der Bahn i zugeordnete Richtungsvektor, B(t) ein vom Nutzsignal unabhängiges additives Rauschen, das die Beiträge des Grundrauschens und der Störungen berücksich tigt.

Daß der Kanal nicht stationär ist, wirkt sich auf die Amplitu den und die Phasen der verschiedenen Wege aus, was die Ursache für die zeitliche Abhängigkeit der Größen α_i(t) ist. Dagegen sind die Laufzeitverzögerungen τ_i relativ stabil über Zeitperi oden in der Größenordnung einer Viertelstunde und können daher als konstant betrachtet werden.

Die Aufnehmer C_n sind jeweils an den Eingang eines Vorverarbei tungs- und Synchronisierungsblocks 13 angeschlossen, der nicht dargestellte herkömmliche Mittel zum Transformieren des von den Aufnehmern C_n empfangenen Signals in das Grundband, zum Abta sten des in das Grundband transformierten Signals im Takt Te, zum Tiefpaßfiltern, sowie herkömmliche Mittel zum Synchronisie ren in Anwesenheit einer Störung enthält. Die Ausgänge des Blocks 13 entsprechen den jeweiligen Empfangskanälen bezüglich jedes Aufnehmers C_n und führen jeweils einen Teil des komplexen Signals im Grundband, das im Takt Te abgetastet ist.

Die geschätzten Laufzeiten können abhängig von Te: τ_i = p_iTe aus gedrückt werden, und das abgetastete Signal X(nTe), das von der Antenne empfangen wird, kann somit wie folgt geschrieben wer den:

Der Aufbau des am Ausgang des Blocks 13 angeschlossenen Mehr aufnehmer-Entzerrers enthält einen ersten Abschnitt, der als "räumlicher Abschnitt" bezeichnet wird. Die Größe S des räumli chen Abschnitts, die die Anzahl der zu seiner Berechnung not wendigen Koeffizienten definiert, wird durch das Produkt der Anzahl K der am Ausgang der Stufe 6 ausgewählten Wege mit der Anzahl N der Aufnehmer C₁ bis C_N bestimmt. Der räumliche Ab schnitt ermöglicht die Unterdrückung möglicher Störungen, das Stellen des Gewinns der der Gruppe der Aufnehmer C_n äquivalen ten Antenne in die Richtung des Nutzsignals und, wenn möglich, die Phasengleichstellung der dem Nutzsignal zugeordneten Mehr fachwege.

In einem herkömmlichen Mehraufnehmer-Entzerrer, wie er von Scott et al vorgeschlagen wird, enthält der räumliche Abschnitt ein Filter mit endlicher Impulsantwort RIF, das an jedem Emp fangskanal angeordnet ist. Jedes Filter enthält eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten, so daß der gesamte Übertragungskanal überdeckt werden kann. Jeder dieser Koeffizienten ist in Fig. 5 durch einen Block dargestellt, der durch eine geschlossene ge strichelte Linie umgeben ist. Zur Überdeckung eines Kanals, dessen Länge im HF-Bereich typischerweise 5 ms betragen kann, und bei einer Abtastung mit 3 KHz, hat die Anzahl der in jedem dieser Kanäle notwendigen Koeffizienten den Wert 3 × 5 = 15.

Im räumlichen Abschnitt des Mehraufnehmer-Entzerrers des Emp fängers nach der Erfindung ist die Anzahl der anzupassenden Koeffizienten stark reduziert. Es sind nur K Koeffizienten pro Kanal, typischerweise ein, zwei oder drei Koeffizienten bei HF, zu berechnen. Jeder erhaltene Koeffizient ist in Fig. 5 durch einen Block dargestellt, der durch eine geschlossene kontinu ierliche Linie begrenzt ist (in Fig. 5 gilt: K = 2). Diese K Koeffizienten pro Kanal ermöglichen es, K Vektoren zu definie ren, wobei jeder dieser Vektoren ein räumliches vertikales Fil ter W_k, mit k = 1 bis K, bildet, das durch eine geschlossene kon tinuierliche Linie begrenzt ist. Jedes dieser Filter W_k gewich tet einen Signalvektor X_k(n).

X_k(n) ist als der Vektor definiert, der am Zeitpunkt n ermög licht, im Entzerrer das Zeichen d(n) auf dem Weg k zu berück sichtigen.

Dieser Aufbau ermöglicht somit eine Reduzierung der Koeffizien ten des räumlichen Abschnitts. Die Ausgänge der Filter W_k wer den durch ein erstes Summierglied 14 summiert, dessen Ausgang, der das Signal z_S(n) abgibt, mit einem ersten positiven Operan deneingang eines ersten Komparators 15 verbunden ist, der auch einem ersten Eingang des zeitlichen Abschnitts entspricht.

Es sei bemerkt, daß die Stufe 2 der Synchronisierung durch Überabtastung des Eingangssignals d(t) bezüglich des Zeichen takts bewirkt worden ist, was ermöglicht, die Laufzeiten der verschiedenen Wege bei der Synchronisierung mit besserer Genau igkeit zu bestimmen und somit das Maximum der Energie in jedem der nachfolgend in der Stufe 3 des Mehraufnehmer-Entzerrers ausgewählten Wege wiederzugewinnen.

Die Genauigkeit bei der Abschätzung der Laufzeiten ist somit besonders wichtig, um die optimalen Leistungen des Mehrwege- Entzerrers des Empfängers gemäß der Erfindung zu gewährleisten. Andererseits ist der Aufbau nicht zwingend, und die Stufe 2 der Synchronisierung läßt eine Verfolgung des räumlichen Abschnitts des Aufbaus zu, wenn einer der Wege verschwindet (Schwund-Loch) oder erscheint, oder auch wenn die Laufzeiten beispielsweise für den Fall von Taktabweichungen zwischen der Aussendung und dem Empfang modifiziert sind.

Der räumliche Abschnitt enthält ferner einen Rechenblock 16 für die Eingangssignale eines ersten Teils des zeitlichen Ab schnitts, der "Transversalteil" bezeichnet wird. Der Rechen block 16 empfängt an einer ersten Reihe von Eingängen die Si gnale, die jeweils von den Ausgängen des Vorverarbeitungs- und Synchronisierungsblocks 13 kommen, und er empfängt an einer zweiten Reihe von Eingängen die Signalvektoren X_k(n), die je weils aus den räumlichen Filtern W_k kommen.

Die genaue Arbeitsweise des Blocks 16 wird anschließend be schrieben.

Der Transversalteil ist dazu bestimmt, die Interzeichenstörung IIS zu kompensieren, die am Ausgang des räumlichen Abschnitts vorhanden ist.

Der Transversalteil empfängt die von dem Rechenblock 16 abgege benen Signale, und er enthält ein Transversalfilter mit T Koef fizienten, das anschließend mit "HT" bezeichnet wird. Die Aus gangssignale des Filters HT werden durch ein zweites Summier glied 17 summiert, dessen Ausgang, der das Signal z_T(n) abgibt, mit einem zweiten positiven Operandeneingang des Komparators 15 verbunden ist.

Der Ausgang des Komparators 15 ist mit einem ersten Eingang ei nes zweiten Teils des zeitlichen Abschnitts verbunden, der als "Rekursivteil" bezeichnet wird. Der Rekursivteil enthält in einer Hauptschaltung ein Entscheidungsorgan 18 und in einer Schleife 19 ein anschließend mit "HR" bezeichnetes Rekursivfil ter mit R Koeffizienten. Das Filter HR empfängt an seinem Ein gang das vom Entscheidungsorgan 18 gelieferte Signal, und sein Ausgangssignal wird an einen dritten negativen Operandeneingang des Komparators 15 angelegt.

Das Ausgangssignal des Komparators 15 wird einerseits wieder in den Eingang des Entscheidungsorgans 18 eingeführt, und anderer seits wird es an einen ersten positiven Operandeneingang eines zweiten Komparators 20 angelegt, der an einem zweiten negativen Operandeneingang das Antwortsignal empfängt, das auch als Ant wort d(n) bezeichnet wird. Der Ausgang des zweiten Komparators 20 liefert ein minimiertes Schätzfehlersignal e(n).

Der Ausgang des zeitlichen Abschnitts liefert "entschiedene" Zeichen.

Die räumlichen und zeitlichen Abschnitte sind gemeinschaftlich an den Zeichentakt Ts angepaßt, was symbolisch durch einen Schalter zwischen dem Summierglied 14 des räumlichen Abschnitts und dem zeitlichen Abschnitt angegeben ist, so daß ein Krite rium des mittleren Fehlerquadrats zwischen dem auch Antwort d(t) genannten Antwortsignal und dem Ausgangssignal z(t) des Mehraufnehmer-Entzerrers minimiert wird.

Idealerweise ist das für die Berechnung der verschiedenen den Aufbau bildenden Filter W_k, HT und HR optimierte Kriterium ein Kriterium des mittleren Fehlerquadrats zwischen dem Ausgangs signal z(t) und dem Antwortsignal d(t). Es wird durch folgende Formeln bestimmt:

ξ = E[|z(t) - d(t)|²] (3)

Die Statistiken der Signale sind zwar nicht genau bekannt, je doch erfolgt die Berechnung der verschiedenen Filter W_k, HT und HR mit Hilfe eines adaptiven Algorithmus, der mit dem Zeichen takt Ts arbeitet, wobei für jede Iteration, also jede Abtastung n, ein Kriterium des geschätzten mittleren Fehlerquadrats gemäß der folgenden Formel optimiert wird:

Der adaptive Algorithmus wird hier für einen stationären Kanal definiert, und er konvergiert gegen die Lösung, die das Minimum des mittleren Fehlerquadrats zwischen d(t) und z(t) erreicht. Im nicht stationären Fall minimiert der Algorithmus das mitt lere Fehlerquadrat über eine kurze Dauer, die mit dem Grad der Abweichung vom stationären Zustand des Kanals verbunden ist. Dies wird durch Gewichten der Abtastwerte des mittleren Fehler quadrats durch ein allgemein exponentielles Fenster verwirk licht. Das Kriterium zum Minimieren jedes Abtastwerts wird durch folgende Gleichung bestimmt:

wobei λ der Auslaßvektor des Algorithmus ist (0 < λ ≦ 1). Der sta tionäre Fall entspricht dem Auslaßvektor 1.

Damit den Änderungen des Signals am besten nachgefolgt werden kann muß der Algorithmus für jeden Abtastwert n des Signals d(t) die Größe ξ_λ(n) minimieren, was erforderlich macht, daß die Antwort d(n) bei jeder Abtastung bekannt ist. Die Antwort ist jedoch definitionsgemäß nur bei den Lernfolgen bekannt. Bei den Informationszeichenfolgen ist es möglich, die Anpassung des Algorithmus fortzusetzen, indem das im Entzerrer des Typs DFE angewendete Prinzip verwendet wird, bei dem zunächst das Ausgangssignal z(n) berechnet wird, das unter Verwendung der im Zeitpunkt n - 1 optimierten Filter erhalten wird, und bei dem das Symbol (n) entschieden wird. Das Symbol (n), das auf diese Weise geschätzt wird, wird als Antwort d(n) = (n) verwendet, um eine neue Iteration des Algorithmus zu bewirken.

Für jeden Abtastwert n setzt sich das Signal z(n) mit dem das Entscheidungsorgan 18 arbeitet, aus drei Größen zusammen, die aus dem räumlichen Abschnitt, dem rekursiven Teil und dem Transversalteil kommen. Das Signal z(n) ist daher durch die folgende Formel definiert:

z(n) = z_S(n) - z_R(n) + z_T(n) (6)

Am Eingang des räumlichen Abschnitts werden die jedem Aufnehmer C_n, mit n = 1 bis N folgenden Vektorsignale durch den adaptiven Algorithmus angewendet, und sie haben die folgende Form:

X_k(n) = X(nTs + p_kTe) für k = 1, . . . ., K (7)

dies bedeutet:

wobei k einem in der Stufe 1 der Synchronisierung ausgewählten bestimmten Weg entspricht.

Jeder dieser Vektoren X_k(n) enthält somit einen mit der Antwort d(n) korrelierten Teil, den Ausdruck α_kd(NT_S)S_k, sowie einen Abschnitt IIS, der durch den räumlichen Abschnitt und/oder den zeitlichen Abschnitt kompensiert werden muß. Der Anpassungsal gorithmus versucht, die verschiedenen Beiträge der mit der Ant wort d(n) korrelierten Vektoren X_k(n) in Phase zu bringen.

Der Vorteil der vorgeschlagenen Struktur ergibt sich somit deutlich aus der Analyse der Formel (8):

Um die K an der Antenne ankommenden Wege in Phase zu bringen, d. h. von der Energie der K Wege im Entzerrer zu "profitieren" ist es nicht notwendig, an jedem Aufnehmer ein RIF-Filter anzu bringen, wie dies bei dem Mehraufnehmer-Entzerrer notwendig ist, der von Scott et al vorgeschlagen wurde. Die Größe des RIF-Filters muß an die Größe des Kanals gebunden werden und enthält somit eine große Anzahl K' von Koeffizienten. Es ge nügt, ein Filter mit K Koeffizienten anzubringen, was dazu führt, K Koeffizienten aus den K' Koeffizienten auszuwählen, die das RIF-Filter des Mehraufnehmer-Entzerrers von Scott et al bilden. Die Anzahl der Koeffizienten wird daher stark redu ziert, so daß der Anpassungsalgorithmus schneller gegen die op timale Lösung konvergieren kann. Da sich der Algorithmus an die Lernfolgen, d. h. an eine gegebene Anzahl von Iterationen an paßt, führt die vorgeschlagene Struktur zu besseren Leistungen als in dem von Scott et al vorgeschlagenen Mehraufnehmer-Ent zerrer. Um gute Ergebnisse bei nicht stationären Umgebungsbe dingungen zu erhalten, muß die Anzahl der anzupassenden Koeffi zienten andererseits so klein wie möglich sein.

Das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts wird durch die folgende Formel ausgedrückt, in der W_k der das Signal X_k(n) ge wichtende Gewichtsvektor ist:

Das Zeichen "+" in Exponenten repräsentiert dabei die konju gierte Transposition.

Mit

X_s(n) = [X T|1(n) . . . X T|K(n)]^T

wobei T im Exponenten die Transpositionsoperation in einen Vek torraum, den Eingangssignalvektor des räumlichen Abschnitts, darstellt, und mit

W_S = [W T|1 . . . W T|K]^T

dem Gewichtsvektor des räumlichen Abschnitts, läßt sich das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts durch die folgenden Formel darstellen:

z_S(n) = y(n) = W +|S X_S(n) (10)

Das Ausgangssignal des Rekursivteils kann abhängig von HR, dem den Rekursivteil gewichtenden Filter, und den Zeichen n - 1 bis n - R durch die folgende Formel ausgedrückt werden:

wobei gilt: d(n) = (n) bei den Informationsfolgen und
* im Exponenten die Konjugationsoperation an den komplexen Zah len ausdrückt.

Die Zeichen n - 1 bis n - R sind die bekannten Zeichen bei den Lernfolgen oder die entschiedenen Zeichen d(n) = (n) bei den vorangehenden Iterationen der Informationsfolgen.

Die Abtastwerte am Eingang des Transversalteils werden durch den Rechenblock 16 aus den vom Block 13 und den Filtern W_k an den Zeitpunkten n + 1 bis n + T abgegebenen Signalen berechnet, und sie hängen somit vom Gewichtungssystem des räumlichen Ab schnitts ab. Im Algorithmus zur Berechnung dieser Abtastwerte können zwei Verfahren in Betracht gezogen werden:

- Ein erstes Verfahren besteht darin, die Gesamtheit der Ab tastwerte des Transversalteils mit dem Vektor W_S(n - 1) zu aktua lisieren, der bei der vorangehenden Iteration unter Verwendung der folgenden Formel berechnet wurde:
y(n + k/n - 1) = W_S(n - 1)⁺X_S(n + k) k = 1, . . . ., T (12)

Zur Optimierung der Rechenleistung kann ein zweites Verfahren angewendet werden:

- Bei diesem zweiten Verfahren wird der Transversalteil durch eine Verzögerungsleitung gebildet. Für das Zeichen n berechnet der Algorithmus dabei nur den Abtastwert y(n + T/n - 1) aus dem Ge wichtsvektor W_S(n - 1), während die anderen Abtastwerte für die vorangegangenen Iterationen berechnet worden sind. y(n + T - 1/n - 1) ist dabei mittels des Gewichtsvektors W_S(n - 2), y(n + T - 2/n - 1) mittels W_S(n - 3), . . . berechnet worden.

Mittels der durch eines der zwei vorgenannten Verfahren berech neten Abtastwerte y(n + k/n - 1) kann das Ausgangssignal des Trans versalteils durch die folgende Formel ausgedrückt werden:

in der HT das Filter das Transversalteils ist.

Bei jeder Iteration des Aktualisierungsalgorithmus des Filter systems (W, HR, HT), das die Struktur bildet, müssen zuerst die Abtastwerte Y(n + k/n - 1) des Transversalteils für k = 1, . . ., T berechnet werden. Die auf diese Weise berechneten Abtastwerte bilden die Eingangssignale des Anpassungsalgorithmus ebenso wie der Vektor X(_n) und die den vorangehenden Iterationen entspre chenden Zeichen d(n - 1) bis d(n - R). Der Anpassungsalgorithmus bewirkt dann das Durchsuchen des Systems (W(n), HR(n), HT(n)), das zur Minimierung des Kriteriums ξ_λ(n) führt.

Zum Berechnen des Filtersystems (W, HR, HT), das bei jeder Ite ration zur Minimierung des geschätzten Kriteriums ξ_λ(n) des mittleren Fehlerquadrats führt, können verschiedene Algorithmen angewendet werden. Der angewendete Algorithmus ist ein Algo rithmus der kleinsten Fehlerquadrate, der wegen der besseren Konvergenzgeschwindigkeit bevorzugt gegenüber einem Gradien tenalgorithmus gewählt wird. Unter den Algorithmen der klein sten Fehlerquadrate wird zur gemeinsamen Anpassung der räumli chen und zeitlichen Abschnitte der in Fig. 6 veranschaulichte Raumgitteralgorithmus benutzt. Jeder andere Algorithmus der kleinsten Fehlerquadrate würde jedoch zu den gleichen Ergebnis sen führen.

Der Raumgitteralgorithmus bewirkt keine direkte Schätzung des Filtersystems (W, HR, HT). Bei jeder Iteration werden die den räumlichen, rekursiven und transversalen Abschnitten entspre chenden Abtastwerte in die Gitterstruktur eingegeben, und die auch adaptive Multiplikatoren genannten Gitterkoeffizienten C(i, j) werden so berechnet, daß die Leistung des Schätzfehlers e(n) = z(n) - d(n) minimiert wird. Der Raumgitteralgorithmus exi stiert in zwei Versionen: die Version "a priori" und die Ver sion "a posteriori". Die Version "a priori" kann durch die an schließende Befehlsfolge ausgedrückt werden, die sich einer seits auf die bekannten Zeichenfolgen stützt;
die Gitterordnung wird angegeben: Ordnung = R + T + S + 1.

- In einer Initialisierungsphase:
γ(0) = 1
i = 1 → R E(i) = d(n - i) Initialisierung des Rekursivteils
i = 1 → T E(R + i) = y(n + i(n - 1) Initialisierung des Transversalteils
i = 1 → S E(R + T + i) = x(i) Initialisierung des räumlichen Abschnitts, wobei x(i) die i-te Komponente des Vektors X(n) ist
i = Ordnung E(Ordnung) = d(n) Initialisierung des Antwortsignals
- dann von p = 1 → Ordnung:
α(p) = λα(p) + γ(p - 1)∥E(p)∥²
λ(p) = γ(p - 1) - γ(p - 1)²∥E(p)∥²/α(p)
i = p + 1 → Ordnung:
E(i) = E(i) - C(i, p)^*E(p)
C(i, p) = C(i, p) + γ(p - 1)E(p)E(i)^*/α(p)

Andererseits beruht sie auf den Folgen von Informationszeichen:

Die Initialisierungsphase stimmt mit der vorangehenden Initia lisierungsphase überein, abgesehen davon, daß E(Ordnung) nicht initialisiert wird, da die Antwort nicht bekannt ist. Es muß daher die Antwort geschätzt werden. Zu diesem Zweck aktuali siert der Anpassungsalgorithmus an einem ersten Zeitpunkt die verschiedenen im Raumgitteralgorithmus vorkommenden Größen und arbeitet dabei nicht mit E(Ordnung), d. h.:

- von p = 1 → Ordnung - 1:
α(p) = λα(p) + γ(p - 1)∥E(p)∥²
γ(p) = γ(p - 1) + γ(p - 1)²∥E(p)∥²/α(p)
dann von i = p + 1 → Ordnung - 1:
E(i) = E(i) - C(i, p)^*E(p)
C(i, p) = C(i, p) + γ(p - 1)E(p)E(i)^*/α(p)

Das Ausgangssignal des Mehraufnehmer-Entzerrers wird dann mit Hilfe der verschiedenen Fehlersignale berechnet, und es läßt sich durch die folgende Formel ausdrücken:

Das Entscheidungsorgan 18 entscheidet dann das Signal d(n) mit tels z(n), und es aktualisiert den letzten Teil der Gitter struktur:

- in einer Initialisierungsphase:
E(Ordnung) = d(n)
- dann von p = 1 → Ordnung - 1:
E(Ordnung) = E(Ordnung) - C(Ordnung, p)^*E(p)
C(Ordnung, p) = C(Ordnung, P) + γ(p - 1)E(p)E(Ordnung)^*/α(p)

Für die Berechnung des Transversalteils müssen bei jeder Itera tion des Gitters an einem ersten Zeitpunkt die Abtastwerte des Transversalteils, d. h. diejenigen Abtastwerte berechnet wer den, die am Ausgang des räumlichen Abschnitts für X(n + 1), . . ., X(n + T) erhalten werden.

Das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts entspricht dem Beitrag des von der Antwort abgezogenen Signals. Das von der Antwort abgezogene Signal kann mittels der verschiedenen Feh lersignale E(1) → E(Ordnung - 1) durch folgende Formel ausgedrückt werden:

Zum Berechnen des Ausgangssignals des räumlichen Abschnitts entsprechend X(n + k) mit k = 1 → T genügt es somit, den Beitrag des räumlichen Abschnitts zu den verschiedenen Fehlersignalen zu berechnen. Zur Reduzierung der Rechenleistung werden die dem räumlichen Abschnitt entsprechenden Abtastwerte rechts des Git ters plaziert, und es genügt somit, den Beitrag des räumlichen Abschnitts zu den Fehlersignalen E(R + T + 1) bis E(R + T + S) zu be rechnen: bei der Berechnung ist daher nur der in Fig. 6 von der geschlossenen durchgehenden Linie begrenzte Teil des Gitters beteiligt.

Es(i) sei der Beitrag des räumlichen Abschnitts zum Fehlersi gnal E(i). Die Berechnung von Es(i) erfolgt somit durch die an schließende Befehlsfolge:

- in einer Initialisierungsphase:
Es(i + R + T) = x(i)für i + 1 → S, wobei x(i) die i-te Komponente des Vektors X(n + k) ist.
- dann für i = R + T + 1 → R + T + S, Aktualisierung der Fehlersignale Es(j) für j = i + 1 → R + T + S anhand des Fehlersignals Es(i):
i = R + T + 1 → R + T + S
j = i + 1 → R + T + S Es(j) = Es(j) - C(j, i)^*Es(i)

Das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts läßt sich daher abhängig von den oben berechneten Fehlersignalen Es(i) durch folgende Formel ausdrücken:

Das anschließende Beispiel kann die Brauchbarkeit des räumli chen Abschnitts und des zeitlichen Abschnitts des Mehraufneh mer-Entzerrers aufzeigen:

Ein Nutzsignal kommt an der Antenne über zwei Ausbreitungswege an. Der von der Antenne empfangene Signalvektor läßt sich durch folgende Formel ausdrücken:

X(t) = α₁d(t)S₁ + α₂d(t - τ)S₂ + B(t) (17)

Nach der Formel (7) wird der räumliche Abschnitt der Struktur von den Vektoren X(t) und X(t + τ) gebildet. Das Ausgangssignal y(t) des räumlichen Abschnitts kann daher wie folgt ausgedrückt werden:

y(t) = W +|1X(t) + W +|2X(t + τ) (18)

Dies bedeutet:

y(t) = d(t)[α₁W +|1S₁ + α₂W +|2S_S] + d(t - τ)[α₂W +|1S₂] + d(t + τ)[α₁W +|2S₁] + W +|1B(t) + W +|2B(t + τ) (19)

Das Ausgangssignal y(t) des räumlichen Abschnitts hat somit drei Komponenten: eine dem Nutzsignal d(t) entsprechende Kompo nente, eine durch d(t - τ) und d(t + τ) erzeugte Komponente, die der Interzeichenstörung entspricht, und eine dem Rauschen (Grundrauschen und Störungen) entsprechende Komponente.

Es sei angenommen, daß der zeitliche Abschnitt der Struktur nicht vorhanden ist: T = R = 0. Der die Struktur anpassende Algorithmus minimiert das mittlere Fehlerquadrat zwischen y(t) und d(t), was bedeutet, daß der Algorithmus versucht, die zwei die Interzeichenstörung enthaltenden Ausdrücke zu annullieren, da diese mit der Antwort d(t) korreliert sind. Die Interzeichen störung wird von der Antenne in der gleichen Weise wie mögliche Störungen behandelt.

Die folgende Simulation ermöglicht die Analysierung des Verhal tens einer solchen Struktur, die keinen zeitlichen Abschnitt enthält. Ein Beispiel einer für die Simulierung verwendeten An tenne mit fünf an den Seiten eines gleichseitigen Dreiecks an geordneten richtwirkungsfreien Aufnehmern C₁ bis C₅ ist in Fig. 7 dargestellt. Der von den zwei Seiten des Dreiecks gebildete Winkel ist mit 60° gewählt.

Die Antenne empfängt auf zwei dekorrelierten Wegen mit identi schem Azimut von 0° Leistungen π_s = 10 dB. Der Höhenwinkel des er sten Wegs beträgt 40°, und der Höhenwinkel des zweiten Wegs wird verändert. Das Grundrauschen hat eine Leistung von δ² = 0 dB, und es wird angenommen, daß die Antenne keine Störungen emp fängt. Die Ausgangsleistungen des Nutzsignals der Interzeichen störung (IIS) und des Grundrauschens lassen sich jeweils durch die folgenden Formeln ausdrücken:

S = |α₁W +|1S₁ + α₂W +|2S₂|² = π_S[W +|1S₁ + W +|2S₂]² (20)

IIS = π_s[|W +|1S₂|² + |W +|2S₁|²] (21)

B = W +|1RbbW₁ + W +|2RbbW₂ = σ²[W +|1W₁ + W +|2W₂] (22)

In Fig. 8 sind die Kurven gemäß S/(IIS + B), S/B, IIS/B) in einem kartesischen Koordinatensystem angegeben, indem die Ordinate die Amplitude in dB und die Abszisse den Höhenwinkel in Grad angibt. Die Antenne verarbeitet die Interzeichenstörung IIS ebenso wie die Störungen, so daß sie also das Verhältnis S/(IIS + B) optimiert.

Wenn der räumliche Korrelationskoeffizient zwischen den zwei Wegen klein ist, liegt das Verhältnis S/(IIS + B) am Ausgang der Antenne nahe bei 20 dB. Die Entscheidung über die ausgesendeten Zeichen erfolgt am Signal y(t), und es werden somit die glei chen Verhaltenseigenschaften wie bei einem stationären Kanal mit einem Weg der Leistung 20 dB erhalten. Im Vergleich dazu führt der Entzerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer zu einem Leistungsverhalten, das dem des stationären Kanals angenähert ist, der einen Weg mit einer Leistung von 10 dB enthält. Die durchgeführte Verarbeitung hat somit ermöglicht, 10 dB zu ge winnen, also einen Gewinn zu erzielen, der sich wie folgt zu sammensetzt:

- 7 dB = 10logN aufgrund des Gewinns der in jede der Richtun gen der zwei Wege zeigenden Antenne hinsichtlich S/B,
- 3 dB aufgrund des Gewinns hinsichtlich der Phasengleichstel lung der zwei Wege.

In einer solchen Konfiguration eliminiert der räumliche Ab schnitt die Interzeichenstörung IIS, lenkt eine Keule in die Richtung jedes der zwei Wege und bringt die zwei Wege auf glei che Phase. Der zeitliche Abschnitt findet dabei keine Anwen dung. Wenn sich die zwei Wege räumlich annähern, wird es für die Antenne immer schwieriger, die Interzeichenstörung IIS un ter Aufrechterhaltung eines für die zwei Wege ausreichenden Ge winns an S/B zu eliminieren.

Für Höhenwinkel ≦ 36° oder ≧ 44° wird die Antenne die Interzei chenstörung unterhalb des Grundrauschens stets unterdrücken, jedoch erfolgt dies auf Kosten einer Verschlechterung des Ver hältnisses von S/(IIS + B) im Vergleich zum vorhergehenden Fall (mit 36°, wobei 12 dB verloren werden). Das Leistungsverhalten des Entscheidungsorgans ist also weniger gut als im vorangehen den Fall.

Für Höhenwinkel zwischen etwa 36° und 44° sind die zwei Wege räumlich zu nahe beieinander, und die Antenne wird die Inter zeichenstörung IIS nicht mehr eliminieren. Das Verhältnis S/(IIS + B) geht gegen 3 dB. Es sei bemerkt, daß dieses Ergebnis unabhängig vom Wert der gemeinsamen Leistung der beiden Wege erhalten wird. Einem Ausgang des räumlichen Abschnitts angeord netes Entscheidungsorgan ergibt somit weniger gute Resultate als ein Entzerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer, was offen sichtlich nicht akzeptabel ist.

Der Nachteil einer solchen Struktur, die keinen zeitlichen Ab schnitt enthält, ergibt sich somit klar aus der Analyse dieses Beispiels: die Interzeichenstörung IIS wird von der Antenne in der gleichen Weise wie eine Störung behandelt, und die Antenne benutzt somit Freiheitsgrade zum Eliminieren von IIS.

Das Hinzufügen eines zeitlichen Abschnitts zur Struktur und die Anpassung des zeitlichen Abschnitts und des räumlichen Ab schnitts an das gleiche Fehlersignal führt zum folgenden Allge meinverhalten:

Für "ausreichend" räumlich dekorrelierte Wege ermöglicht der räumliche Abschnitt stets, die Hauptkeule der Antenne in die Richtung jedes der zwei Wege zu richten und diese auf die glei che Phase zu bringen, was unter Eliminieren der Interzeichen störung IIS erfolgt. Der zeitliche Abschnitt muß daher nur eine reduzierte Arbeit bewirken. Der Gesamtgewinn gegenüber einem Entzerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer beträgt 10logN 3 dB.

Bei der im zeitlichen Abschnitt erfolgenden Berücksichtigung der Eliminierung der Interzeichenstörung IIS versucht der räumliche Abschnitt für räumliche korrelierte Wege nicht mehr als die Optimierung des Gewinns der Antenne in Richtung jedes der zwei Wege. Der Gesamtgewinn gegenüber einem Entzerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer beträgt 10logN.

Es kann somit in allen Fällen ein Gewinn gegenüber einem Ent zerrer vom Typ DFE mit einem Aufnehmer vorgesehen werden, der zwischen 10logN und 10logN + 3 dB für zwei Wege mit der gleichen Leistung in einer stationären Umgebung beträgt.

In Anwesenheit einer Störung der Aussendung eines Nutzsignals ermöglicht der räumliche Abschnitt außerdem die Unterdrückung von Störungen.

Claims

1. Entzerrungsverfahren für ein Antennendiversity-System in einem Funkempfänger, mit einem räumlichen Abschitt, der mit einem zeitlichen Abschnitt gekoppelt ist, mit jeweils einer vorbestimmten Anzahl von Filtern, wobei diese Abschnitte ein Funksignal (d(t)) empfangen, das wenigstens eine aus dem Empfänger bekannten Zeichen gebildete Lernfolge und eine aus Nutzzeichen gebildete Informationsfolge enthalten, wobei es darin besteht, daß in einer ersten Stufe (1) der Vorverar beitung des vom Empfänger empfangenen Signals das von wenig stens zwei Antennen (C_n) empfangene Signal in ein äquivalen tes Signal im Grundband transformiert wird (4), das Signal im Grundband mit einem Takt (Te), der einem Vielfachen des Zeichentakts (T_S) entspricht, abgetastet wird (5) und das abgetastete Signal durch eine Tiefpaßfilterung gefiltert wird (6), dadurch gekennzeichnet, daß es bei Anwesenheit von Störungen und von Mehrfach-Ausbreitungswegen darin besteht, zur Reduzierung der Anzahl von anzupassenden Filterkoeffi zienten in einer zweiten Stufe (2) zur Synchronisierung eine Synchronisierungserfassung (7) durchzuführen, die Anzahl der von dem Funksignal (d(t)) benutzten Ausbreitungswege (P), die relativen Laufzeiten der verschiedenen Wege und ihre relativen Leistungen zu schätzen (8), und die Frequenzver schiebung zwischen der Sendung und dem Empfang des Signals zu ihrer Kompensation zu schätzen (9), und daß es in einer dritten Stufe (3) der Entzerrung darin besteht, eine vor bestimmte Anzahl von Wegen (K) gemäß einem bestimmten Kriterium aus den in der Stufe (2) der Synchronisierung geschätzten Ausbreitungswegen (P) auszuwählen, in einer räumlichen Verarbeitung (11) das vom Empfänger empfangene Signal mit Hilfe von Filtern (W_k) des räumlichen Abschnitts zu filtern, das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts mit Hilfe von Filtern (HT und HR) des zeitlichen Abschnitts in einer zeitlichen Verarbeitung (12) zu filtern, wobei die jeweiligen Koeffizienten der Filter des räumlichen Ab schnitts (W_k) und des zeitlichen Abschnitts (HT und HR) gemeinsam und periodisch mit jeder Iteration durch einen im Zeichentakt arbeitenden adaptiven Algorithmus erneut be rechnet werden, um den Schätzfehler (e(t)) zwischen dem Ausgangssignal (z(t)) des Empfängers und einem Antwortsignal (d(t)) zu minimieren.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Weg (K), der bei jeder Iteration (n) ausgewählt wird, einem Si gnalvektor (X_k(n)) entspricht und daß es darin besteht, bei der räumlichen Verarbeitung (11) jeden Signalvektor (X_k(n)) durch ein Filter (W_k) des räumlichen Abschnitts zu filtern und aus dem Ergebnis der Filterung der vorangehenden Iteration (n - 1) und von bei der laufenden Iteration (n) ausgewählten (K) Wegen die Eingangssignale des Transversalteils des zeitlichen Ab schnitts der Entzerrung berechnet werden.

3. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeich net, daß es darin besteht, bei der zeitlichen Verarbeitung (12) im Transversalteil des zeitlichen Abschnitts der von den Fil tern (W_k) des räumlichen Abschnitts kommenden Signale zu fil tern, das Ausgangssignal des räumlichen Abschnitts mit dem Aus gangssignal des Transversalteils zu summieren und das vom Re kursivteil des zeitlichen Abschnitts kommende Signal von dieser Summe abzuziehen, wobei der Rekursivteil durch ein Filter (HR) die Zeichen vorangehender Iterationen filtert, die die "entschiedenen" Zeichen aus den Informationsfolgen oder die "bekannten" Zeichen aus Lernfolgen sind, um daraus das Aus gangssignal (z(n)) des Empfängers abzuleiten.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Kriterium darin besteht, eine bestimmte maximale Anzahl von We gen auszuwählen, um die Anzahl der im räumlichen Abschnitt zu berechnenden Koeffizienten zu begrenzen.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Kriterium darin besteht, diejenigen Wege auszuwählen, deren re lative Leistung bezüglich eines Hauptwegs über einer bestimmten Schwelle liegt, um die Anzahl der im räumlichen Abschnitt zu berechnenden Koeffizienten zu begrenzen.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Kriterium darin besteht, gleichzeitig eine Auswahl einer be stimmten maximalen Anzahl von Wegen und von Wegen, deren rela tive Leistung bezüglich eines Hauptwegs über einer bestimmten Schwelle liegt, zu treffen, um die Anzahl der im räumlichen Ab schnitt zu berechnenden Koeffizienten zu begrenzen.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn zeichnet, daß der adaptive Algorithmus darin besteht, den mitt leren quadratischen Fehler (EQM) zwischen dem Empfänger-Aus gangssignal (z(n)) und einem Antwortsignal (d(n)), das von be kannten Zeichen in der Lernfolge und von entschiedenen Zeichen in den Informationsfolgen gebildet ist, zu minimieren, indem die Abtastwerte des mittleren quadratischen Fehlers im Zeichen takt gewichtet werden.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekenn zeichnet, daß der adaptive Algorithmus ein Raumgitteralgorith mus ist.

9. Funkempfänger mit wenigstens einem Antennendiversity- Entzerrer mit Raumdiversity, mit einem räumlichen Abschnitt, der mit einem zeitlichen Abschnitt gekoppelt ist und ein digitales Funksignal (d(t)) empfängt, das wenigstens eine von dem Empfänger bekannten Zeichen gebildete Lernfolge und eine von Nutzzeichen gebildete Informationsfolge enthält, dadurch gekennzeichnet, daß er zum Reduzieren der Anzahl der in den räumlichen und zeitlichen Abschnitten anzupassenden Filterkoeffizienten in Anwesenheit von Störungen und von Vielfach-Ausbreitungswegen enthält: wenigstens zwei mit einem Block (13) zur Vorverarbeitung und Synchronisation des Eingangssignals (d(t)) des Empfängers gekoppelte Antennen (C_n), wobei die Ausgänge des Blocks (13) jeweils mit einer ersten Reihe von Eingängen und einer zweiten Reihe von Eingängen des räumlichen Abschnitts des Entzerrers gekoppelt sind, wobei die erste Reihe von Ein gängen jeweils den Eingängen räumlicher Filter (W_k) betref fend jeden aus einer vorbestimmten Anzahl (P) festgestellter Ausbreitungswege ausgewählten Weg entspricht, und die zweite Reihe von Eingängen jeweils Eingängen eines Rechenblocks (16) für Eingangssignale des Transversalteils des zeitlichen Abschnitts des Entzerrers entspricht, und daß der Transver salteil des zeitlichen Abschnitts ein Transversalfilter (HT) mit (T) bestimmten Koeffizienten enthält, wobei der zeit liche Abschnitt außerdem einen Rekursivteil mit einem Ent scheidungsorgan (18) enthält, dessen Ausgang mit dem Eingang eines rekursiven Filters (HR) mit (R) bestimmten Koeffizien ten gekoppelt ist, wobei das rekursive Filter (HR) in einer Schleife (19) angeordnet ist und an seinem Eingang die Summe (z_S(n) + z_T(n)) der Ausgangssignale des räumlichen Abschnitts und des Transversalteils empfängt, von der das aus dem rekursiven Filter (HR) kommende Signal (z_R(n)) abgezogen wird.