DE10051144C2

DE10051144C2 - Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung in einem Funk-Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE10051144C2
Application number: DE10051144A
Authority: DE
Inventors: Martin Haardt
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Nokia Solutions and Networks GmbH and Co KG
Priority date: 2000-10-16
Filing date: 2000-10-16
Publication date: 2002-11-14
Anticipated expiration: 2020-10-17
Also published as: WO2002033852A3; US20040110537A1; AU2002218139A1; KR20030044004A; WO2002033852A2; CN1316756C; CN1524357A; DE10051144A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung der Ka nalabschätzung in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk- Kommunikationssystem.

In Funk-Kommunikationssystemen werden Nachrichten (beispiels weise Sprache, Bildinformationen oder andere Daten) mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen über eine Funkschnittstelle zwischen sendender und empfangender Funkstation (Basisstation bzw. Teilnehmerstation) übertragen. Das Abstrahlen der elek tromagnetischen Wellen erfolgt dabei mit Trägerfrequenzen, die in dem für das jeweilige System vorgesehenen Frequenzband liegen. Beim GSM (Global System for Mobile Communication) liegen die Trägerfrequenzen im Bereich von 900, 1800 bzw. 1900 MHz. Für zukünftige Mobilfunknetze mit CDMA- oder TD/CDMA-Übertragungsverfahren über die Funkschnittstelle, beispielsweise das UMTS (Universal Mobile Telecommunication System) oder andere Systeme der 3. Generation sind Frequenzen im Frequenzband von ca. 2000 MHz vorgesehen.

Signale unterliegen bei ihrer Ausbreitung in einem Ausbrei tungsmedium Störungen durch Rauschen. Durch Beugungen und Re flexionen durchlaufen Signalkomponenten verschiedene Ausbrei tungswege und überlagern sich beim Empfänger und führen dort zu Auslöschungseffekten. Zum weiteren kommt es bei mehreren Signalquellen zu Überlagerungen dieser Signale. Frequenzmul tiplex (FDMA), Zeitlagenmultiplex (TDMA) oder ein als Code multiplex (CDMA) bekanntes Verfahren dienen der Unterschei dung der Signalquellen und damit zur Auswertung der Signale.

Wenn der Empfänger eine mehrelementige Antenne hat, so sind die Beiträge der verschiedenen Ausbreitungswege eines Funksignals am Empfänger durch die Phasenlagen unterscheidbar, mit denen sie an den einzelnen Elementen der Antenne eintreffen. Die Phasendifferenzen zwischen den Signalbeiträgen an den einzelnen Antennenelementen sind für die Herkunftsrichtung des Ausbreitungsweges charakteristisch. Durch Gewichten, d. h. durch skalares Multiplizieren der Beiträge der einzelnen Antennenelemente mit einem komplexen Gewichtungsvektor oder Strahlformungsvektor, können die Beiträge eines Ausbreitungs weges an den einzelnen Antennenelementen konstruktiv zu einem Empfangssignal überlagert werden. Die konstruktive Überlage rung ist gleichbedeutend mit einer selektiv überhöhten Emp findlichkeit der adaptiven Antenne für aus der Richtung des betreffenden Ausbreitungsweges eintreffende Signale.

Um die Empfindlichkeit der adaptiven Antenne selektiv auf die Herkunftsrichtung eines Funksignals ausrichten zu können, be darf es der Kenntnis der Herkunftsrichtung des Funksignals und des für diese Richtung selektiven Gewichtungsvektors.

Wenn umgekehrt der Sender die mehrelementige Antenne und der Empfänger eine einelementige Antenne hat, so setzt sich das Empfangssignal am Empfänger aus mit jeweils unterschiedlichen Zeitverzögerungen am Empfänger eintreffenden Anteilen der verschiedenen Ausbreitungswege zusammen, wobei die Anteile jedes Übertragungsweges wiederum aus Beiträgen der Elemente der Sender-Antenne bestehen, die einander mit für die Aus breitungsrichtung des Übertragungsweges charakteristischen Phasendifferenzen überlagern. Diese Phasendifferenzen sind für den Empfänger anhand von Trainingssequenzen erfassbar, die periodisch vom Sender ausgestrahlt werden, wobei jedes Antennenelement eine charakteristische, zu den Trainingsse quenzen der anderen Elemente orthogonale Sequenz ausstrahlt. Auch hier kann die Empfindlichkeit des Empfängers für das auf einem bestimmten Ausbreitungsweg übertragene Signal selektiv erhöht werden, indem wie oben angegeben ein komplexer Gewich tungsvektor festgelegt wird, und indem das von der einen An tenne des Empfängers gelieferte Signal mit den Koeffizienten des Gewichtungsvektors multipliziert und die so erhaltenen Produkte aufaddiert werden.

Entscheidend für das Ausmaß der auf diese Weise erzielbaren Verbesserung der Empfangsqualität ist die Genauigkeit, mit der der Gewichtungsvektor angegeben werden kann. D. h. es wird eine möglichst genaue Kanalabschätzung der das Empfangs signal dominierenden Übertragungswege benötigt.

Diese Abschätzung basiert auf den vom Empfänger gemessenen Funksignalen. Diese Funksignale sind zum einen durch schnelle Phasen- und Amplitudenfluktuationen auf den einzelnen Über tragungswegen gestört, zum anderen sind sie mit Signalen an derer Sender überlagert, die - insbesondere im Falle eines CDMA-Funkkommunikationssystems - nicht immer fehlerfrei von dem relevanten Funksignal getrennt werden können.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren zu schaffen, das eine Verbesserung einer an sich beliebigen vor gegebenen Ausgangs-Kanalabschätzung erlaubt, wobei es nicht darauf ankommt, in welcher Weise diese Ausgangs-Kanalabschät zung erhalten worden ist.

Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Dabei wird von der z. B. aus DE 198 03 188 A1 bekannten Er kenntnis ausgegangen, dass die Kanalimpulsantworten h_n(t) der Ausbreitungswege eines Funksignals durch Eigenvektoren einer räumlichen Kovarianzmatrix oder eine Linearkombination von diesen gegeben sind. Die Kanalimpulsantwort eines einzelnen Ausbreitungsweges lässt sich schreiben als

h_n(t) = a(µ_n)α_n(t),

wobei a(µ_n) der Gewichtungsvektor (array steering vector) zum gerichteten Senden auf (oder gerichteten Empfangen von) dem betreffenden Übertragungsweg und α_n(t) die entsprechende kom plexe Amplitude ist. Dieser Gewichtungsvektor hat M Komponen ten, wenn M die Zahl der Antennenelemente ist. Während der Gewichtungsvektor a(µ_n) in Abhängigkeit von einer Relativbe wegung zwischen Sender und Empfänger über relativ lange Zeit spannen konstant ist, unterliegt die komplexe Amplitude α_n(t) schnellem Fading und ist daher schnell veränderlich.

Wenn eine Mehrzahl L_n von Übertragungswegen eine gleiche Laufzeit aufweisen, so hat die Impulsantwort eines durch die se Laufzeit gekennzeichneten Taps des Empfangssignals die Form

Die Impulsantwort h_n(t) ist somit ein Vektor in einem L_n-di mensionalen Unterraum des M-dimensionalen komplexen Zahlen raums, der von den Gewichtungsvektoren a(µ_{n_l}) aufgespannt wird.

Wäre die Übertragung störungsfrei und die Gewichtungsvektoren exakt bekannt, so müsste die an einem empfangenen Signal er mittelte Impulsantwort ein Vektor in dem Unterraum sein. In der Praxis sind beide Voraussetzungen nicht gegeben; der Emp fänger kennt den Gewichtungsvektor nur näherungsweise, und Störungen sind vorhanden. Wenn aber die Ermittlung der Im pulsantwort einen Vektor h_n(t) liefert, so kann dieser in zwei zueinander senkrechte Vektoren h_n ^p(t) und h_n ^s(t) zerlegt werden, von denen einer h_n ^p(t) in dem Unterraum liegt und der andere h_n ^s(t) auf dem Unterraum senkrecht steht (wie durch die hochgestellten Indices p für parallel und s für senkrecht angedeutet). In einem solchen Fall ist die Vermutung berech tigt, dass h_n ^p(t) dem echten Signal entspricht und h_n ^s(t) auf Störungen des Empfangs durch fremde Sender zurückgeht, und dass deshalb h_n ^p(t) eine bessere Abschätzung der Impulsant wort ist als h_n(t).

Die Dimension L_n muss notwendigerweise kleiner als die Dimen sion M sein, da sonst h_n ^p(t) und h_n(t) identisch wären. Wie groß L_n in der Praxis ist, kann in Abhängigkeit von einer konkreten Anwendungsumgebung des Verfahrens durch Simulation oder Experiment so festgelegt werden, dass die größtmögliche Verbesserung der Abschätzung erreicht wird. Verfahren zur Ab schätzung von L_n sind in einem Aufsatz von M. Wax und T. Kai lath, "Detection of signals by information theoretic crite ria", IEEE Trans. Acoustics, Speech and Signal Processing, Band ASSP-33, S. 387-392, 1985 beschrieben.

Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.

Die Kovarianzmatrix, aus der die Gewichtungsvektoren als Ei genvektoren erhältlich sind, wird vorzugsweise über eine län gere Zeitspanne gemittelt, die im Bereich von einigen 10 Se kunden bis Minuten liegen kann, um so den Einfluss von schnellen Fluktuationen der komplexen Amplitude α(t) heraus zumitteln.

Da die Ausbreitungswege, die das Funksignal zwischen Sender und Empfänger nimmt, für jede Laufzeit, d. h. für jeden Tap des Empfangssignals andere sein können, ist es zweckmäßig, das oben beschriebene Verfahren für jeden Tap einzeln und un abhängig von den anderen durchzuführen.

Falls bei der Ausstrahlung des Funksignals durch eine adap tive Antenne mehrere Eigenvektoren der Kovarianzmatrix als Gewichtungsvektoren eingesetzt werden, sei es, indem als Ge wichtungsvektor eine Linearkombination mehrerer Eigenvektoren eingesetzt wird oder indem in aufeinanderfolgenden Zeit schlitzen des Funksignals jeweils ein anderer Eigenvektor als Gewichtungsvektor eingesetzt wird, ist auch ein Verfahren zweckmäßig, bei dem zwar die Ausgangs-Kanalabschätzungen für jeden Tap des Empfangssignals einzeln vorliegen, bei dem aber die aus diesen Ausgangs-Kanalabschätzungen erhaltenen Kovari anzmatrizen zunächst aufaddiert werden, bevor die Eigenvekto ren der so erhaltenen Matrix ermittelt und die Projektionen auf den von diesen Eigenvektoren aufgespannten Unterraum er mittelt werden. Diese Maßnahme gewährleistet nämlich, dass beim Senden keine zwei Gewichtungsvektoren eingesetzt werden, die teilweise deckungsgleichen und deshalb nicht vollständig dekorrelierten Ausbreitungswegen entsprechen.

Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Funk-Kommunikationssystem, in dem das erfin dungsgemäße Verfahren anwendbar ist;

Fig. 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur der Funkübertragung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Basisstation;

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Teilnehmerstation;

Fig. 5 ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Verbessern einer Kanalabschätzung gemäß einer ersten Ausgestaltung; und

Fig. 6 ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß einer ersten Ausgestaltung.

Das in Fig. 1 dargestellte Funk-Kommunikationssystem ent spricht in seiner Struktur einem bekannten GSM-Mobilfunknetz, das aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungsstellen MSC be steht, die untereinander vernetzt, sind bzw. den Zugang zu ei nem Festnetz PSTN herstellen. Weiterhin sind diese Mobilver mittlungsstellen MSC mit jeweils zumindest einem Basisstati onscontroller BSC verbunden. Jeder Basisstationscontroller BSC ermöglicht wiederum eine Verbindung zu zumindest einer Basisstation BS. Eine solche Basisstation BS kann über eine Funkschnittstelle eine Nachrichtenverbindung zu Teilnehmer stationen MS aufbauen.

In Fig. 1 sind beispielhaft Verbindungen V1, V2, Vk zur Über tragung von Nutzinformationen und Signalisierungsinformatio nen zwischen Teilnehmerstationen MS1, MS2, MSk, MSn und einer Basisstation BS dargestellt. Ein Operations- und Wartungszen trum OMC realisiert Kontroll- und Wartungsfunktionen für das Mobilfunknetz bzw. für Teile davon. Die Funktionalität dieser Struktur ist auf andere Funk-Kommunikationssysteme übertrag bar, in denen die Erfindung zum Einsatz kommen kann, insbe sondere für Teilnehmerzugangsnetze mit drahtlosem Teilnehmer anschluß.

Die Rahmenstruktur der Funkübertragung ist aus Fig. 2 er sichtlich. Gemäß einer TDMA-Komponente ist eine Aufteilung eines breitbandigen Frequenzbereiches, beispielsweise der Bandbreite B = 1,2 MHz in mehrere Zeitschlitze ts, beispiels weise 8 Zeitschlitze ts1 bis ts8 vorgesehen. Jeder Zeit schlitz ts innerhalb des Frequenzbereiches B bildet einen Frequenzkanal FK. Innerhalb der Frequenzkanäle TCH, die al lein zur Nutzdatenübertragung vorgesehen sind, werden Infor mationen mehrerer Verbindungen in Funkblöcken übertragen.

Diese Funkblöcke zur Nutzdatenübertragung bestehen aus Ab schnitten mit Daten d, in denen Abschnitte mit empfangsseitig bekannten Trainingssequenzen tseq1 bis tseqn eingebettet sind. Die Daten d sind verbindungsindividuell mit einer Fein struktur, einem Teilnehmerkode c, gespreizt, so daß empfangs seitig beispielsweise n Verbindungen durch diese CDMA-Kompo nente separierbar sind.

Die Spreizung von einzelnen Symbolen der Daten d bewirkt, daß innerhalb der Symboldauer T_sym Q Chips der Dauer T_chip über tragen werden. Die Q Chips bilden dabei den verbindungsindi viduellen Teilnehmerkode c. Weiterhin ist innerhalb des Zeitschlitzes ts eine Schutzzeit gp zur Kompensation unterschied licher Signalaufzeiten der Verbindungen vorgesehen.

Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruk tur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah men zusammengefaßt, wobei beispielsweise ein Zeitschlitz ts4 des Rahmens einen Frequenzkanal zur Signalisierung FK oder einen Frequenzkanal TCH zur Nutzdatenübertragung bildet, wo bei letzter wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen genutzt wird.

Fig. 3 zeigt schematisch den Aufbau einer Basisstation BS. Eine Signalerzeugungseinrichtung SA stellt das für die Teil nehmerstation MSk bestimmte Sendesignal in Funkblöcken zusam men und ordnet es einem Frequenzkanal TCH zu. Eine Sen de/Empfangseinrichtung RX/TX empfängt das Sendesignal s_k(t) von der Signalerzeugungseinrichtung SA. Die Sende/Empfangs einrichtung RX/TX umfaßt ein Strahlformungsnetzwerk, in dem das Sendesignal s_k(t) für die Teilnehmerstation MSk mit Sen designalen s1(t), s₂(t), . . . verknüpft wird, die für andere Teilnehmerstationen bestimmt sind, denen die gleiche Sende frequenz zugeordnet ist. Das Strahlformungsnetzwerk umfaßt für jedes Teilnehmersignal und jedes Antennenelement einen Multiplizierer M, der das Sendesignal s_k(t) mit einer Kompo nente w_m ^(k) eines Gewichtungsvektors w_m ^(k) multipliziert, der der empfangenden Teilnehmerstation MSk zugeordnet ist. Die Ausgangssignale der jeweils einem Antennenelement A_m, m = 1, . . ., M zugeordneten Multiplizierer M werden von einem Addie rer AD_m, m = 1, 2, . . ., M addiert, von einem Digital analogwandler DAC analogisiert, auf die Sendefrequenz umge setzt (HF) und in einem Leistungsverstärker PA verstärkt, be vor sie das Antennenelement A₁, . . ., A_M erreichen. Eine zu dem beschriebenen Strahlformungsnetz analoge Struktur, die in der Figur nicht eigens dargestellt ist, ist zwischen den An tennenelementen A₁, A₂, . . ., A_M und einem digitalen Signalpro zessor DSP angeordnet, um das empfangene Gemisch von Uplink- Signalen in die Beiträge der einzelnen Teilnehmerstationen zu zerlegen und diese getrennt dem DSP zuzuführen.

Eine Speichereinrichtung SE enthält zu jeder Teilnehmersta tion MSk einen Satz von Gewichtungsvektoren w_m ^(k,1), w_m ^(k,2), . . ., unter denen der von den Multiplizierern M verwendete Gewich tungsvektor w^(k) ausgewählt oder - alternativ - linear kombi niert ist.

Fig. 4 zeigt schematisch den Aufbau einer Teilnehmerstation MSk. Die Teilnehmerstation MSk umfaßt eine einzige Antenne A, die das von der Basisstation BS ausgestrahlte Downlink-Signal empfängt. Das ins Basisband umgesetzte Empfangssignal von der Antenne A wird einem sogenannten Rake Searcher RS zugeführt, der dazu dient, Laufzeitunterschiede von Beiträgen des Down link-Signals zu messen, die die Antenne A auf unterschiedli chen Ausbreitungswegen erreicht haben. Mit anderen Worten de finiert der Rake Searcher RS die Laufzeitdifferenzen zwischen den verschiedenen Taps des Empfangssignals. Das Empfangs signal liegt ferner an einem Rake-Empfänger RA an, der eine Mehrzahl von Rake-Fingern umfaßt, von denen drei in der Figur dargestellt sind, und die jeweils ein Verzögerungsglied DEL und einen Entspreizer-Entscrambler EE aufweisen. Die Verzöge rungsglieder DEL verzögern das Empfangssignal jeweils um ei nen vom Rake-Searcher RS gelieferten Verzögerungswert τ₁, τ₂, τ₃, . . .. Die Entspreizer-Entscrambler EE liefern an ihren Ausgängen jeweils eine Folge von abgeschätzten Symbolen, wo bei die Ergebnisse der Abschätzung für die einzelnen Ent scrambler aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen des Down link-Signals zu Entscrambling- und Spreizcode in den einzel nen Fingern des Rake-Empfängers unterschiedlich sein können.

In den von den Entspreizern-Entscramblern EE gelieferten Sym bolfolgen sind auch die Ergebnisse der Abschätzung von Trai ningssequenzen tseq enthalten, die von der Basisstation aus gestrahlt werden, und die für jedes Antennenelement der Ba sisstation quasi-orthogonal und charakteristisch sind. Ein Signalprozessor SP dient zum Vergleich der Ergebnisse der Ab schätzung dieser Trainingssequenzen mit den der Teilnehmer station bekannten, tatsächlich in den Trainingssequenzen ent haltenen Symbolen. Anhand dieses Vergleichs kann die zeitlich veränderliche Impulsantwort h_n(t) des Übertragungskanals zwi schen Basisstation BS und Teilnehmerstation MSk für jeden einzelnen Finger oder Tap ermittelt werden.

An die Ausgänge der Entspreizer-Entscrambler EE ist auch ein Maximum Ratio Combiner MRC angeschlossen, der die einzelnen abgeschätzten Symbolfolgen zu einer kombinierten Symbolfolge mit bestmöglichem Signalrauschverhältnis zusammenfügt und diese an eine Sprachsignalverarbeitungseinheit SSV liefert. Die Arbeitsweise dieser Einheit SSV, die die empfangene Sym bolfolge in ein für einen Benutzer hörbares Signal umwandelt bzw. empfangene Töne in eine Sendesymbolfolge umsetzt, ist hinlänglich bekannt und braucht hier nicht beschrieben zu werden.

Die durch die beispielsweise nach einer Gauß-Markov- oder ei ner Maximum-Likelihood-Schätzung basierend auf den Trainings sequenzen tseq1 bis tseqn bestimmten Kanalimpulsantworten h_n(t) und die empfangenen digitalen Datensymbole e werden dem Maximum Ratio Combiner MRC für eine gemeinsame De tektion zugeführt. Weiterhin erhält die Steuereinrichtung SE die Kanalimpulsantworten h_n(t) und die empfangenen digitalen Datensymbole e zur Bestimmung von räumlichen Kovarianzmatri zen R_XX für eine k-te Verbindung Vk.

Fig. 5 Zeigt die Schritte einer ersten Ausgestaltung des Ver fahrens zur Verbesserung der Kanalabschätzung anhand eines Flussdiagramms. Der Schritt 1 der Bestimmung der Kanalim pulsantworten h_n(i) erfolgt einmal in jedem der Verbindung Vk zugeteilten Zeitschlitz i; i = 0, 1, 2, . . . und für jeden Tap des Empfangssignals getrennt. Wenn N die Zahl der dominieren den Taps des Empfangssignals ist, d. h. die Zahl der Taps, die stark genug sind, dass ihre Auswertung die Gewissheit der Symbolabschätzung verbessern kann, wird also in jedem Zeit schlitz i ein Satz von N Kanalimpulsantworten h_n(t), n = 1, . . ., N erzeugt. Diese Sätze werden als Ausgangs-Kanalabschät zung bezeichnet.

Eine temporäre Kovarianzmatrix R_n(i) wird in Schritt 2 aus diesen Kanalimpulsantworten durch Bilden des Produkts mit dem hermitesch konjugierten Vektor erhalten:

R_n(i) = h_n(i)h_n(i)^H, i = 0, 1, 2, . . . (1)

Die Kanalimpulsantworten h_n(i) fluktuieren stark, da die schnell veränderlichen komplexen Amplituden α_n(t) voll in sie eingehen. Um die Schätzung von diesen Schwankungen unabhängi ger zu machen, wird in Schritt 3 eine zeitliche Mittelung bzw. eine Mittelung über eine Mehrzahl aufeinanderfolgender Zeitschlitze durchgeführt:

R_n.(i) = ρR_n(i - 1) + (1 - ρ)R_n(i), i = 1, 2, . . . (2)

R_n(0) = R_n(0)

Dabei stellt ρ eine Zeitkonstante der gleitenden Mittelwert bildung dar, die zwischen 0 und 1 gewählt ist.

Durch Störungen fremder Sender und additives Rauschen sind die räumlichen Kanalabschätzungen fehlerbehaftet; d. h. die gemessenen Vektoren h_n(i) sind nicht immer parallel zu denen der - a priori unbekannten - tatsächlichen Impulsantwort. Wenn die Mittelwertbildung über mehrere Zeitschlitze i hinweg durchgeführt wird, führt dies im allgemeinen dazu, dass die M × M-Matrix R_n(i) den vollen Rang M hat.

Jeder nichtverschwindende Eigenvektor der gemittelten Kovari anzmatrix entspricht einem Ausbreitungsweg des n-ten Taps, wobei die Signalamplitude auf dem Übertragungsweg proportio nal zu dem dem Eigenvektor zugeordneten Eigenwert ist. Es ist daher durch eine Eigenvektor- und Eigenwertanalyse der gemittelten Kovarianzmatrix R_n(i) leicht möglich, diejenigen L Übertragungswege herauszufinden, die den größten Beitrag zum n-ten Tap des Empfangssignals leisten (Schritt 4).

Der Wert der Zahl L_n kann auf unterschiedliche Art und Weise festgelegt werden. Eine einfache Möglichkeit ist, einen für alle Taps gleichen Wert fest vorzugeben. Denkbar ist auch, in jedem Tap n so viele Eigenvektoren w_n auszuwählen, dass diese für einen vorgegebenen Prozentsatz der Empfangsleistung des betreffenden Taps aufkommen, wobei die Zahl der zum Erreichen dieser Leistung zu berücksichtigenden Eigenwerte von einem Tap zum anderen unterschiedlich sein kann. Eine weitere Mög lichkeit ist, einen Prozentsatz der Gesamtempfangsleistung vorzugeben und so viele Eigenvektoren w_n ungeachtet ihrer Zu gehörigkeit zu einem Tap n zu berücksichtigen, wie notwendig ist, um den Prozentsatz zu erreichen. Zweckmäßig ist auch, den zu erreichenden Prozentsatz in Abhängigkeit vom Signal- Rausch-Verhältnis des Empfangssignals so festzulegen, dass die Leistung der unberücksichtigt bleibenden Übertragungswege in der Größenordnung des Rauschens liegt. Auch informations theoretische Kriterien können herangezogen werden, wie z. B. in dem bereits zitierten Aufsatz von M. Wax und T. Kailath beschrieben.

Wenn der Schritt 1 wiederholt wird, um eine neue Ausgangs- Kanalabschätzung h_n(j) für einen späteren Zeitschlitz j < i zu erzeugen, kann angenommen werden, dass diese neue Ausgangs- Kanalabschätzung h_n(j) sich zum überwiegenden Teil aus den Beiträgen der dominierenden Übertragungswege und zu einem Rest aus Störungen und Beiträgen schwächerer Übertragungswege zusammensetzt. Die Eigenvektoren w_n der domininierenden Über tragungswege sind aus der vorhergegangenen Analyse der gemit telten Kovarianzmatrix R_n(i) (Schritte 3, 4) bekannt. Die Bei träge der dominierenden Übertragungswege zu der Kanalabschät zung h_n(j) müssen zu diesen Eigenvektoren w_n parallele Vekto ren sein, d. h. ihre Summe liegt in einem von den dominieren den Eigenvektoren w_n aufgespannten L_n-dimensionalen Unterraum. Anteile von h_n(j), die nicht in dem Unterraum liegen, d. h. die auf allen dominierenden Eigenvektoren senkrecht stehen, können nicht auf ein auf diesen Übertragungswegen ü bertragenes Signal zurückgehen und sind daher mit hoher Wahr scheinlichkeit eine Störung.

Um diese Störungen auszuscheiden, wird in Schritt 6 die Pro jektion von h_n(j) auf den von den dominierenden Eigenvektoren w_n aufgespannten Unterraum berechnet. Bei nun U(n) die kom plexe M × L_n-Matrix, deren Spalten durch die L_n dominierenden Eigenvektoren w_n der gemittelten Kovarianzmatrix R_n(i) des n- ten Taps gebildet sind. Dann ist der auf den Unterraum proji zierte Anteil h_n ^p(j) von h_n(j) gegeben durch

Dabei vereinfacht sich der Projektionsoperator P_p(n) zu U(n)U(n)^H, wenn die Spalten von U_n unitär sind.

Die durch Projizieren auf den Unterraum erhaltenen Kanalab schätzungen h_n ^p(j) stellen die verbesserte Kanalabschätzung dar, die in Schritt 7 ausgegeben wird.

Diese verbesserte Abschätzung ist insbesondere für die Strahlformung durch die adaptive Antenne der Basisstation BS aus Fig. 1 bei der Übertragung an die Teilnehmerstation MSk einsetzbar, wie in der deutschen Patentanmeldung DE 100 32 426 A1 beschrieben. Sie sind auch für die Auswertung eines mit einer adaptiven, mehrere Elemente aufweisenden Antenne emp fangenen Funksignals brauchbar, wie in der deutschen Patent anmeldung DE 100 32 427 A1 beschrieben, wobei in diesem Fall die mit Bezug auf Fig. 4 beschriebenen Einrichtungen zum Bestimmen der Taps, Erzeugen ihrer Ausgangs-Kanalabschätzung und zum Verbessern dieser Abschätzung in analoger Weise an der Basisstation vorzusehen sind.

Wenn das Verfahren zur Steuerung der Strahlformung beim Down link angewendet wird, so findet die Bestimmung der Impulsant worten h_n(i) bei FDD-Systemen (Frequenzduplexsystemen, d. h. Systemen, die verschiedene Frequenzen für Uplink und Downlink verwenden) meist bei der empfangenden Teilnehmerstation MSk statt. Der Grund dafür ist, dass die komplexen Amplituden ei nes gegebenen Übertragungsweges von der Trägerfrequnez abän gen, so dass eine an der Basisstation am Uplink-Signal vorge nommene Messung keinen unmittelbaren Rückschluss auf die Im pulsantwort im Downlink zulässt.

Die von der Teilnehmerstation MSk aus der gemittelten Kovari anzmatrix erhaltenen Eigenvektoren werden an die Basisstation BS in längeren Zeitabständen entsprechend ihrer Änderungsge schwindigkeit übermittelt. Zwischenzeitlich überträgt die Teilnehmerstation MSk, wie in der genannten deutschen Patent anmeldung DE 100 32 426 A1 beschrieben, Bezeichnungen von Ei genvektoren, die die Basisstation als Strahlformungsvektor beim Senden verwenden soll, oder relative Gewichtungskoeffi zienten, die der Basisstation BS das relative Gewicht ange ben, mit der ein bestimmter Eigenvektor in eine von der Ba sisstation als Strahlformungsvektor verwendete Linearkombina tion von Eigenvektoren eingehen soll.

Zu diesem Zweck ist es zweckmäßig, wenn die Teilnehmerstation die Koeffizienten c_l, l = 1, . . . L_n des Vektors h^p(i) in einem von den dominierenden Eigenvektoren aufgespannten Koordina tensystem berechnet.

Ein solcher Vektor c = (c₁, . . . c_Nl) ist, wie bereits in Gl. (3) angedeutet, durch den Ausdruck

(U(n)U(n)^H)^-1U(n)^Hh_n(j)

gegeben. Der Index des größten Wertes des Vektors c bezeich net den Eigenvektor bzw. den Ausbreitungsweg, der den größten Beitrag zum Signal leistet. Es genügt daher, dass die Teil nehmerstation diesen Index im Rahmen einer kurzfristigen Rückkopplung an die Basisstation überträgt, um diese im fol genden Zeitschlitz Nutzdaten unter Verwendung dieses Eigen vektors als Strahlformungsvektor an die Teilnehmerstation MSk senden zu lassen. Wenn die Basisstation eine Linearkombina tion von Eigenvektoren als Strahlformungsvektor verwendet, so kann durch Übertragen der Werte der Koeffizienten von c die Zusammensetzung der Linearkombination optimiert werden.

Das oben vorgestellte Verfahren ist auch auf räumliche Kova rianzmatrizen verallgemeinerbar, die über alle N dominieren den Taps des Funksignals gemittelt sind. Das so abgewandelte Verfahren ist in Fig. 6 als Flussdiagramm gezeigt, in dem die einzelnen Schritte jeweils mit Bezugszeichen bezeichnet sind, die um 10 größer sind als die jeweils analogen Schritte des Verfahrens nach Fig. 5.

Die Bestimmung der Impulsantworten h_n(i) in Schritt 11 er folgt in der gleichen Weise wie oben bei Schritt 1 angegeben. Gl. (2) wird bei diesem Verfahren ersetzt durch

oder, wenn man die Impulsantworten h_n(i) zu einer M × N-Matrix

H(i) = [h₁(i)h₂(i) . . . h_N(i)]

zusammenfasst,

R(i) = ρR(i - 1) + (1 - ρ)H(i)H(i)^H, i = 1, 2, . . . (4')

d. h. in Schritt 12 werden zunächst die Kovarianzmatrizen R_n(i) in der gleichen Weise wie in Schritt 2 für alle Taps bestimmt und dann zu R(i) aufaddiert, und in Schritt 13 wird durch gleitende Mittelung von R(i) die gemittelte Kovarianz matrix R(i) erhalten.

Die Bestimmung der dominanten Eigenvektoren w der gemittelten Kovarianzmatrix erfolgt wie oben für Schritt 4 angegeben, an hand der gemittelten Kovarianzmatrix R(i).

Auch hier läßt sich die Genauigkeit einer Kanalabschätzung deutlich verbessern, wenn man die für einen Zeitschlitz j er haltene Abschätzung h_n(j) in Schritt. 16 durch ihre Projektion h_n ^p(j) auf den von den dominanten Eigenvektoren aufgespannten Unterraum ersetzt.

Die Veranlassung dafür, eine solche Mittelung über alle Taps durchzuführen, ist die folgende:
Die zum Übertragen von Strahlformungsinformation in Form von Gewichtungsvektoren, deren Bezeichnungen etc. von der Teil nehmerstation an die Basisstation zur Verfügung stehende Bandbreite ist äußerst begrenzt. Es ist daher nicht möglich, mehr als einige wenige dominierende Eigenvektoren von der Teilnehmerstation an die Basisstation zu übertragen, die an schließend, sei es durch Auswählen oder durch Linearkombinie ren, für die Strahlformung eingesetzt werden. Bei verschiede nen Signallaufzeiten bzw. verschiedenen Taps des Empfangs signals erhaltenen Eigenvektoren können jedoch auf weitgehend gleiche Übertragungswege zurückgehen, z. B. weil die Teilneh merstation ein von der Basisstation in eine gegebene Richtung abgestrahltes Signal und dessen an einem hinter der Teilneh merstation liegenden Hindernis reflektiertes Echo empfängt. Diese zwei Beiträge sind nicht dekorreliert, d. h. die Wahr scheinlichkeit, dass beide gleichzeitig ausfallen, ist höher als bei Signalen, die sich auf völlig unterschiedlichen Wegen ausbreiten. Es ist daher wünschenswert, dass die von der Basisstation zur Strahlformung verwendeten Eigenvektoren nicht solchen korrelierten Übertragungswegen entsprechen. Dies lässt sich auf einfache Weise sicherstellen, wenn die Eigen vektoren nur anhand einer einzigen Kovarianzmatrix ermittelt werden, denn die Orthogonalität der Eigenvektoren (in ihrem M-dimensionalen Vektorraum) erzwingt, dass keine zwei Eigen vektoren einer gleichen Abstrahlungsrichtung von der Basis station entsprechen können. Die ungewollte Verwendung von korrelierten Übertragungswegen entsprechenden Eigenvektoren ist dadurch ausgeschlossen.

In einem TDD-System, in dem Uplink- und Downlink-Frequenz gleich sind, sind auch die Impulsantworten der Übertragungs wege in beiden Richtungen die gleichen. Bei einem solchen Sy stem ist es vorteilhaft, die Basisstation mit den oben für die Teilnehmerstation beschriebenen Mitteln zum Bestimmen der Impulsantworten und zum Ermitteln der Eigenvektoren auszu statten. Zum einen erlaubt dies die Verwendung einfacherer und damit preiswerterer Teilnehmerstationen, zum anderen ent fällt die Notwendigkeit, Information über die Komponenten der Eigenvektoren und die Bezeichnungen der kurzfristig ausge wählten, von der Basisstation zum Senden zu verwendenden Ei genvektoren an die Basisstation zu übertragen. Die Ermittlung der Eigenvektoren kann hier in exakt der gleichen Weise wie oben angegeben erfolgen. Da aber im allgemeinen die Basissta tationen aufwändigere Empfänger haben als die Teilnehmersta tionen und in der Lage sind, auch große Laufzeitdifferenzen unterschiedlicher Ausbreitungswege zu kompensieren als die Empfänger der Teilnehmerstationen dies können, ist hier als zusätzliches Kriterium bei der Auswahl der L_n zu ermittelnden Eigenvektoren zu berücksichtigen, dass die Laufzeitunter schiede zwischen den diesen Eigenvektoren entsprechenden Aus breitungswegen nicht größer sein dürfen als die maximale Laufzeitdifferenz, die die Empfänger der Teilnehmerstationen zu kompensieren in der Lage sind.

Claims

1. Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-Kommunikationssystem zur Übertragung eines Funksignals, mit den Schritten

a) Bilden einer räumlichen Kovarianzmatrix anhand einer Ausgangs-Kanalabschätzung, wobei die Ausgangs-Kanalab schätzung die Form eines Vektors in einem M-dimensionalen Vektorraum hat;
b) Ermitteln einer Anzahl L_n von Eigenvektoren der räumli chen Kovarianzmatrix, die kleiner als die Mehrzahl M der Antennenelemente ist;
c) Berechnen einer Projektion der Ausgangs-Kanalabschätzung auf den von den L_n Eigenvektoren aufgespannten Unterraum;
d) Ersetzen der Ausgangs-Kanalabschätzung durch die Projek tion.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Bilden der räumlichen Kovarianzmatrix eine zeitliche Mittelung umfasst.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die adaptive Antenne sende- oder empfangsseitig ein gesetzt wird.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangs-Kanalabschätzung für je den unter einer Mehrzahl von Taps des Funksignals einzeln vorliegt, und dass die Schritte a bis d für jeden dieser Taps einzeln durchgeführt werden.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge kennzeichnet, dass die Ausgangs-Kanalabschätzung für jeden unter einer Mehrzahl von Taps des Funksignals einzeln vor liegt, und dass der Schritt a für jeden dieser Taps ein zeln ausgeführt wird, dass die so für jeden der Mehrzahl von Taps erhaltenen Kovarianzmatrizen addiert werden, um eine gemittelte Kovarianzmatrix zu bilden, und dass die Schritte b bis d an der gemittelten Kovarianzmatrix durch geführt werden.