DE10051144A1 - Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung ine inem Funk-Kommunikationssystem - Google Patents
Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung ine inem Funk-KommunikationssystemInfo
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Abstract
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung eines in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-Kommunikationssystem übertragenen Funksignals, mit den Schritten DOLLAR A a) Bilden einer räumlichen Kovarianzmatrix anhand einer Ausgangs-Kanalabschätzung, wobei die Ausgangs-Kanalabschätzung die Form eines Vektors in einem M-dimensionalen Vektorraum hat; DOLLAR A b) Ermitteln einer Anzahl L¶n¶ von Eigenvektoren der räumlichen Kovarianmatrix, die kleiner als die Mehrzahl M der Antennenelemente ist; DOLLAR A c) Berechnen einer Projektion der Ausgangs-Kanalabschätzung auf den von den L¶n¶ Eigenvektoren aufgespannten Unterraum; DOLLAR A d) Ersetzen der Ausgangs-Kanalabschätzung durch die Projektion.
Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung der Ka
nalabschätzung in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl
von M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-
Kommunikationssystem.
In Funk-Kommunikationssystemen werden Nachrichten (beispiels
weise Sprache, Bildinformationen oder andere Daten) mit Hilfe
von elektromagnetischen Wellen über eine Funkschnittstelle
zwischen sendender und empfangender Funkstation (Basisstation
bzw. Teilnehmerstation) übertragen. Das Abstrahlen der elek
tromagnetischen Wellen erfolgt dabei mit Trägerfrequenzen,
die in dem für das jeweilige System vorgesehenen Frequenzband
liegen. Beim GSM (Global System for Mobile Communication)
liegen die Trägerfrequenzen im Bereich von 900, 1800 bzw.
1900 MHz. Für zukünftige Mobilfunknetze mit CDMA- oder
TD/CDMA-Übertragungsverfahren über die Funkschnittstelle,
beispielsweise das UMTS (Universal Mobile Telecommunication
System) oder andere Systeme der 3. Generation sind Frequenzen
im Frequenzband von ca. 2000 MHz vorgesehen.
Signale unterliegen bei ihrer Ausbreitung in einem Ausbrei
tungsmedium Störungen durch Rauschen. Durch Beugungen und Re
flexionen durchlaufen Signalkomponenten verschiedene Ausbrei
tungswege und überlagern sich beim Empfänger und führen dort
zu Auslöschungseffekten. Zum weiteren kommt es bei mehreren
Signalquellen zu Überlagerungen dieser Signale. Frequenzmul
tiplex (FDMA), Zeitlagenmultiplex (TDMA) oder ein als Code
multiplex (CDMA) bekanntes Verfahren dienen der Unterschei
dung der Signalquellen und damit zur Auswertung der Signale.
Wenn der Empfänger eine mehrelementige Antenne hat, so sind
die Beiträge der verschiedenen Ausbreitungswege eines Funksignals
am Empfänger durch die Phasenlagen unterscheidbar, mit
denen sie an den einzelnen Elementen der Antenne eintreffen.
Die Phasendifferenzen zwischen den Signalbeiträgen an den
einzelnen Antennenelementen sind für die Herkunftsrichtung
des Ausbreitungsweges charakteristisch. Durch Gewichten, d. h.
durch skalares Multiplizieren der Beiträge der einzelnen
Antennenelemente mit einem komplexen Gewichtungsvektor oder
Strahlformungsvektor, können die Beiträge eines Ausbreitungs
weges an den einzelnen Antennenelementen konstruktiv zu einem
Empfangssignal überlagert werden. Die konstruktive Überlage
rung ist gleichbedeutend mit einer selektiv überhöhten Emp
findlichkeit der adaptiven Antenne für aus der Richtung des
betreffenden Ausbreitungsweges eintreffende Signale.
Um die Empfindlichkeit der adaptiven Antenne selektiv auf die
Herkunftsrichtung eines Funksignals ausrichten zu können, be
darf es der Kenntnis der Herkunftsrichtung des Funksignals
und des für diese Richtung selektiven Gewichtungsvektors.
Wenn umgekehrt der Sender die mehrelementige Antenne und der
Empfänger eine einelementige Antenne hat, so setzt sich das
Empfangssignal am Empfänger aus mit jeweils unterschiedlichen
Zeitverzögerungen am Empfänger eintreffenden Anteilen der
verschiedenen Ausbreitungswege zusammen, wobei die Anteile
jedes Übertragungsweges wiederum aus Beiträgen der Elemente
der Sender-Antenne bestehen, die einander mit für die Aus
breitungsrichtung des Übertragungsweges charakteristischen
Phasendifferenzen überlagern. Diese Phasendifferenzen sind
für den Empfänger anhand von Trainingssequenzen erfassbar,
die periodisch vom Sender ausgestrahlt werden, wobei jedes
Antennenelement eine charakteristische, zu den Trainingsse
quenzen der anderen Elemente orthogonale Sequenz ausstrahlt.
Auch hier kann die Empfindlichkeit des Empfängers für das auf
einem bestimmten Ausbreitungsweg übertragene Signal selektiv
erhöht werden, indem wie oben angegeben ein komplexer Gewich
tungsvektor festgelegt wird, und indem das von der einen An
tenne des Empfängers gelieferte Signal mit den Koeffizienten
des Gewichtungsvektors multipliziert und die so erhaltenen
Produkte aufaddiert werden.
Entscheidend für das Ausmaß der auf diese Weise erzielbaren
Verbesserung der Empfangsqualität ist die Genauigkeit, mit
der der Gewichtungsvektor angegeben werden kann. D. h. es
wird eine möglichst genaue Kanalabschätzung der das Empfangs
signal dominierenden Übertragungswege benötigt.
Diese Abschätzung basiert auf den vom Empfänger gemessenen
Funksignalen. Diese Funksignale sind zum einen durch schnelle
Phasen- und Amplitudenfluktuationen auf den einzelnen Über
tragungswegen gestört, zum anderen sind sie mit Signalen an
derer Sender überlagert, die - insbesondere im Falle eines
CDMA-Funkkommunikationssystems - nicht immer fehlerfrei von
dem relevanten Funksignal getrennt werden können.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren zu
schaffen, das eine Verbesserung einer an sich beliebigen vor
gegebenen Ausgangs-Kanalabschätzung erlaubt, wobei es nicht
darauf ankommt, in welcher Weise diese Ausgangs-Kanalabschät
zung erhalten worden ist.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des
Patentanspruchs 1 gelöst.
Dabei wird von der z. B. aus DE-A-198 03 188 A1 bekannten Er
kenntnis ausgegangen, dass die Kanalimpulsantworten hn(t) der
Ausbreitungswege eines Funksignals durch Eigenvektoren einer
räumlichen Kovarianzmatrix oder eine Linearkombination von
diesen gegeben sind. Die Kanalimpulsantwort eines einzelnen
Ausbreitungsweges lässt sich schreiben als
hn(t) = α(µn)αn(t),
wobei α(µn) der Gewichtungsvektor (array steering vector) zum
gerichteten Senden auf (oder gerichteten Empfangen von) dem
betreffenden Übertragungsweg und αn(t) die entsprechende kom
plexe Amplitude ist. Dieser Gewichtungsvektor hat M Komponen
ten, wenn M die Zahl der Antennenelemente ist. Während der
Gewichtungsvektor α(µn) in Abhängigkeit von einer Relativbe
wegung zwischen Sender und Empfänger über relativ lange Zeit
spannen konstant ist, unterliegt die komplexe Amplitude αn(t)
schnellem Fading und ist daher schnell veränderlich.
Wenn eine Mehrzahl Ln von Übertragungswegen eine gleiche
Laufzeit aufweisen, so hat die räumliche Impulsantwort eines
durch diese Laufzeit gekennzeichneten Taps des Empfangs
signals die Form
Die Impulsantwort hn(t) ist somit ein Vektor in einem Ln-di
mensionalen Unterraum des M-dimensionalen komplexen Zahlen
raums, der von den Gewichtungsvektoren α(µnl ) aufgespannt
wird.
Wäre die Übertragung störungsfrei und die Gewichtungsvektoren
exakt bekannt, so müsste die an einem empfangenen Signal er
mittelte Impulsantwort ein Vektor in dem Unterraum sein. In
der Praxis sind beide Voraussetzungen nicht gegeben; der Emp
fänger kennt den Gewichtungsvektor nur näherungsweise, und
Störungen sind vorhanden. Wenn aber die Ermittlung der Im
pulsantwort einen Vektor hn(t) liefert, so kann dieser in
zwei zueinander senkrechte Vektoren hn p(t) und hn s(t) zerlegt
werden, von denen einer hn p(t) in dem Unterraum liegt und der
andere hn s(t) auf dem Unterraum senkrecht steht (wie durch
die hochgestellten Indices p für parallel und s für senkrecht
angedeutet). In einem solchen Fall ist die Vermutung berech
tigt, dass hn p(t) dem echten Signal entspricht und hn s(t) auf
Störungen des Empfangs durch fremde Sender zurückgeht, und
dass deshalb hn p(t) eine bessere Abschätzung der Impulsant
wort ist als hn(t).
Die Dimension Ln muss notwendigerweise kleiner als die Dimen
sion M sein, da sonst hn p(t) und hn(t) identisch wären. Wie
groß Ln in der Praxis ist, kann in Abhängigkeit von einer
konkreten Anwendungsumgebung des Verfahrens durch Simulation
oder Experiment so festgelegt werden, dass die größtmögliche
Verbesserung der Abschätzung erreicht wird. Verfahren zur Ab
schätzung von Ln sind in einem Aufsatz von M. Wax und T. Kai
lath, "Detection of signals by information theoretic crite
ria", IEEE Trans. Acoustics, Speech and Signal Processing,
Band ASSP-33, S. 387-392, 1985 beschrieben.
Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand von abhängigen
Ansprüchen.
Die Kovarianzmatrix, aus der die Gewichtungsvektoren als Ei
genvektoren erhältlich sind, wird vorzugsweise über eine län
gere Zeitspanne gemittelt, die im Bereich von einigen 10 Se
kunden bis Minuten liegen kann, um so den Einfluss von
schnellen Fluktuationen der komplexen Amplitude α(t) heraus
zumitteln.
Da die Ausbreitungswege, die das Funksignal zwischen Sender
und Empfänger nimmt, für jede Laufzeit, d. h. für jeden Tap
des Empfangssignals andere sein können, ist es zweckmäßig,
das oben beschriebene Verfahren für jeden Tap einzeln und un
abhängig von den anderen durchzuführen.
Falls bei der Ausstrahlung des Funksignals durch eine adap
tive Antenne mehrere Eigenvektoren der Kovarianzmatrix als
Gewichtungsvektoren eingesetzt werden, sei es, indem als Ge
wichtungsvektor eine Linearkombination mehrerer Eigenvektoren
eingesetzt wird oder indem in aufeinanderfolgenden Zeit
schlitzen des Funksignals jeweils ein anderer Eigenvektor als
Gewichtungsvektor eingesetzt wird, ist auch ein Verfahren
zweckmäßig, bei dem zwar die Ausgangs-Kanalabschätzungen für
jeden Tap des Empfangssignals einzeln vorliegen, bei dem aber
die aus diesen Ausgangs-Kanalabschätzungen erhaltenen Kovari
anzmatrizen zunächst aufaddiert werden, bevor die Eigenvekto
ren der so erhaltenen Matrix ermittelt und die Projektionen
auf den von diesen Eigenvektoren aufgespannten Unterraum er
mittelt werden. Diese Maßnahme gewährleistet nämlich, dass
beim Senden keine zwei Gewichtungsvektoren eingesetzt werden,
die teilweise deckungsgleichen und deshalb nicht vollständig
dekorrelierten Ausbreitungswegen entsprechen.
Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnung
näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Funk-Kommunikationssystem, in dem das erfin
dungsgemäße Verfahren anwendbar ist;
Fig. 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur
der Funkübertragung,
Fig. 3 ein Blockschaltbild der Basisstation;
Fig. 4 ein Blockschaltbild der Teilnehmerstation;
Fig. 5 ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens
zum Verbessern einer Kanalabschätzung gemäß einer
ersten Ausgestaltung; und
Fig. 6 ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens
gemäß einer ersten Ausgestaltung.
Das in Fig. 1 dargestellte Funk-Kommunikationssystem ent
spricht in seiner Struktur einem bekannten GSM-Mobilfunknetz,
das aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungsstellen MSC be
steht, die untereinander vernetzt sind bzw. den Zugang zu ei
nem Festnetz PSTN herstellen. Weiterhin sind diese Mobil-ver
mittlungsstellen MSC mit jeweils zumindest einem Basisstati
onscontroller BSC verbunden. Jeder Basisstationscontroller
BSC ermöglicht wiederum eine Verbindung zu zumindest einer
Basisstation BS. Eine solche Basisstation BS kann über eine
Funkschnittstelle eine Nachrichtenverbindung zu Teilnehmer
stationen MS aufbauen.
In Fig. 1 sind beispielhaft Verbindungen V1, V2, Vk zur Über
tragung von Nutzinformationen und Signalisierungsinformatio
nen zwischen Teilnehmerstationen MS1, MS2, MSk, MSn und einer
Basisstation BS dargestellt. Ein Operations- und Wartungszen
trum OMC realisiert Kontroll- und Wartungsfunktionen für das
Mobilfunknetz bzw. für Teile davon. Die Funktionalität dieser
Struktur ist auf andere Funk-Kommunikationssysteme übertrag
bar, in denen die Erfindung zum Einsatz kommen kann, insbe
sondere für Teilnehmerzugangsnetze mit drahtlosem Teilnehmer
anschluß.
Die Rahmenstruktur der Funkübertragung ist aus Fig. 2 er
sichtlich. Gemäß einer TDMA-Komponente ist eine Aufteilung
eines breitbandigen Frequenzbereiches, beispielsweise der
Bandbreite B = 1,2 MHz in mehrere Zeitschlitze ts, beispiels
weise 8 Zeitschlitze ts1 bis ts8 vorgesehen. Jeder Zeit
schlitz ts innerhalb des Frequenzbereiches B bildet einen
Frequenzkanal FK. Innerhalb der Frequenzkanäle TCH, die al
lein zur Nutzdatenübertragung vorgesehen sind, werden Infor
mationen mehrerer Verbindungen in Funkblöcken übertragen.
Diese Funkblöcke zur Nutzdatenübertragung bestehen aus Ab
schnitten mit Daten d, in denen Abschnitte mit empfangsseitig
bekannten Trainingssequenzen tseq1 bis tseqn eingebettet
sind. Die Daten d sind verbindungsindividuell mit einer Fein
struktur, einem Teilnehmerkode c, gespreizt, so daß empfangs
seitig beispielsweise n Verbindungen durch diese CDMA-Kompo
nente separierbar sind.
Die Spreizung von einzelnen Symbolen der Daten d bewirkt, daß
innerhalb der Symboldauer Tsym Q Chips der Dauer Tchip über
tragen werden. Die Q Chips bilden dabei den verbindungsindi
viduellen Teilnehmerkode c. Weiterhin ist innerhalb des Zeitschlitzes
ts eine Schutzzeit gp zur Kompensation unterschied
licher Signalaufzeiten der Verbindungen vorgesehen.
Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die
aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruk
tur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah
men zusammengefaßt, wobei beispielsweise ein Zeitschlitz ts4
des Rahmens einen Frequenzkanal zur Signalisierung FK oder
einen Frequenzkanal TCH zur Nutzdatenübertragung bildet, wo
bei letzter wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen
genutzt wird.
Fig. 3 zeigt schematisch den Aufbau einer Basisstation BS.
Eine Signalerzeugungseinrichtung SA stellt das für die Teil
nehmerstation MSk bestimmte Sendesignal in Funkblöcken zusam
men und ordnet es einem Frequenzkanal TCH zu. Eine Sen
de/Empfangseinrichtung TX/RX empfängt das Sendesignal sk(t)
von der Signalerzeugungseinrichtung SA. Die Sende/Empfangs
einrichtung TX/RX umfaßt ein Strahlformungsnetzwerk, in dem
das Sendesignal sk(t) für die Teilnehmerstation MSk mit Sen
designalen s1(t), s2(t), . . . verknüpft wird, die für andere
Teilnehmerstationen bestimmt sind, denen die gleiche Sende
frequenz zugeordnet ist. Das Strahlformungsnetzwerk umfaßt
für jedes Teilnehmersignal und jedes Antennenelement einen
Multiplizierer M, der das Sendesignal sk(t) mit einer Kompo
nente wm (k) eines Gewichtungsvektors w(k) multipliziert, der
der empfangenden Teilnehmerstation MSk zugeordnet ist. Die
Ausgangssignale der jeweils einem Antennenelement Am, m = 1,
. . ., M zugeordneten Multiplizierer M werden von einem Addie
rer ADm, m = 1, 2, . . ., M addiert, von einem Digitalana
logwandler DAC analogisiert, auf die Sendefrequenz umgesetzt
(FiF) und in einem Leistungsverstärker PA verstärkt, bevor sie
das Antennenelement A1, . . ., AM erreichen. Eine zu dem
beschriebenen Strahlformungsnetz analoge Struktur, die in der
Figur nicht eigens dargestellt ist, ist zwischen den Anten
nenelementen A1, A2, . . ., AM und einem digitalen Signalprozes
sor DSP angeordnet, um das empfangene Gemisch von Uplink-
Signalen in die Beiträge der einzelnen Teilnehmerstationen zu
zerlegen und diese getrennt dem DSP zuzuführen.
Eine Speichereinrichtung SE enthält zu jeder Teilnehmersta
tion MSk einen Satz von Gewichtungsvektoren w(k,1), w(k,2), . . .,
unter denen der von den Multiplizierern M verwendete Gewich
tungsvektor w(k) ausgewählt oder - alternativ - linear kombi
niert ist.
Fig. 4 zeigt schematisch den Aufbau einer Teilnehmerstation
MSk. Die Teilnehmerstation MSk umfaßt eine einzige Antenne A,
die das von der Basisstation BS ausgestrahlte Downlink-Signal
empfängt. Das ins Basisband umgesetzte Empfangssignal von der
Antenne A wird einem sogenannten Rake Searcher RS zugeführt,
der dazu dient, Laufzeitunterschiede von Beiträgen des Down-
link-Signals zu messen, die die Antenne A auf unterschiedli
chen Ausbreitungswegen erreicht haben. Mit anderen Worten de
finiert der Rake Searcher RS die Laufzeitdifferenzen zwischen
den verschiedenen Taps des Empfangssignals. Das Empfangs
signal liegt ferner an einem Rake-Verstärker RA an, der eine
Mehrzahl von Rake-Fingern umfaßt, von denen drei in der Figur
dargestellt sind, und die jeweils ein Verzögerungsglied DEL
und einen Entspreizer-Entscrambler EE aufweisen. Die Verzöge
rungsglieder DEL verzögern das Empfangssignal jeweils um ei
nen vom Rake-Searcher RS gelieferten Verzögerungswert τ1, τ2,
τ3, . . .. Die Entspreizer-Entscrambler EE liefern an ihren
Ausgängen jeweils eine Folge von abgeschätzten Symbolen, wo
bei die Ergebnisse der Abschätzung für die einzelnen Ent
scrambler aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen des Down
link-Signals zu Entscrambling- und Spreizcode in den einzel
nen Fingern des Rake-Verstärkers unterschiedlich sein können.
In den von den Entspreizern-Entscramblern EE gelieferten Sym
bolfolgen sind auch die Ergebnisse der Abschätzung von Trai
ningssequenzen tseq enthalten, die von der Basisstation aus
gestrahlt werden, und die für jedes Antennenelement der Ba
sisstation quasi-orthogonal und charakteristisch sind. Ein
Signalprozessor SP dient zum Vergleich der Ergebnisse der Ab
schätzung dieser Trainingssequenzen mit den der Teilnehmer
station bekannten, tatsächlich in den Trainingssequenzen ent
haltenen Symbolen. Anhand dieses Vergleichs kann die zeitlich
veränderliche Impulsantwort hn(t) des Übertragungskanals zwi
schen Basisstation BS und Teilnehmerstation MSk für jeden
einzelnen Finger oder Tap ermittelt werden.
An die Ausgänge der Entspreizer-Entscrambler EE ist auch ein
Maximum Ratio Combiner MRC angeschlossen, der die einzelnen
abgeschätzten Symbolfolgen zu einer kombinierten Symbolfolge
mit bestmöglichem Signalrauschverhältnis zusammenfügt und
diese an eine Sprachsignalverarbeitungseinheit SSV liefert.
Die Arbeitsweise dieser Einheit SSV, die die empfangene Sym
bolfolge in ein für einen Benutzer hörbares Signal umwandelt
bzw. empfangene Töne in eine Sendesymbolfolge umsetzt, ist
hinlänglich bekannt und braucht hier nicht beschrieben zu
werden.
Die durch die beispielsweise nach einer Gauß-Markov- oder ei
ner Maximum-Likelihood-Schätzung basierend auf den Trainings
sequenzen tseq1 bis tseqn bestimmten Kanalimpulsantworten
hn(t) und die empfangenen digitalen Datensymbole e werden
werden dem Maximum Ratio Combiner MRC für eine gemeinsame De
tektion zugeführt. Weiterhin erhält die Steuereinrichtung SE
die Kanalimpulsantworten hn(t) und die empfangenen digitalen
Datensymbole e zur Bestimmung von räumlichen Kovarianzmatri
zen Rxx für eine k-te Verbindung Vk.
Fig. 5 Zeigt die Schritte einer ersten Ausgestaltung des Ver
fahrens zur Verbesserung der Kanalabschätzung anhand eines
Flussdiagramms. Der Schritt 1 der Bestimmung der Kanalim
pulsantworten hn(i) erfolgt einmal in jedem der Verbindung Vk
zugeteilten Zeitschlitz i; i = 0, 1, 2, . . . und für jeden Tap
des Empfangssignals getrennt. Wenn N die Zahl der dominieren
den Taps des Empfangssignals ist, d. h. die Zahl der Taps,
die stark genug sind, dass ihre Auswertung die Gewissheit der
Symbolabschätzung verbessern kann, wird also in jedem Zeit
schlitz 1 ein Satz von N Kanalimpulsantworten hn(t), n = 1,
. . ., N erzeugt. Diese Sätze werden als Ausgangs-Kanalabschät
zung bezeichnet.
Eine temporäre Kovarianzmatrix Rn(i) wird in Schritt 2 aus
diesen Kanalimpulsantworten durch Bilden des Produkts mit dem
hermitesch konjugierten Vektor erhalten:
Rn(i) = hn(i)hn(i)H, i = 0, 1, 2, . . . (1)
Die Kanalimpulsantworten hn(i) fluktuieren stark, da die
schnell veränderlichen komplexen Amplituden αn(t) voll in sie
eingehen. Um die Schätzung von diesen Schwankungen unabhängi
ger zu machen, wird in Schritt 3 eine zeitliche Mittelung
bzw. eine Mittelung über eine Mehrzahl aufeinanderfolgender
Zeitschlitze durchgeführt:
Rn(i) = ρRn(i - l) + (l - ρ)Rn(i), 1 = 1, 2, . . .
Rn(0) = Rn(0) (2)
Dabei stellt ρ eine Zeitkonstante der gleitenden Mittelwert
bildung dar, die zwischen 0 und 1 gewählt ist.
Durch Störungen fremder Sender und additives Rauschen sind
die räumlichen Kanalabschätzungen fehlerbehaftet; d. h. die
gemessenen Vektoren hn(i) sind nicht immer parallel zu denen
der - a priori unbekannten - tatsächlichen Impulsantwort.
Wenn die Mittelwertbildung über mehrere Zeitschlitze i hinweg
durchgeführt wird, führt dies im allgemeinen dazu, dass die
MxM-Matrix Rn(i) den vollen Rang M hat.
Jeder nichtverschwindende Eigenvektor der gemittelten Kovari
anzmatrix entspricht einem Ausbreitungsweg des n-ten Taps,
wobei die Signalamplitude auf dem Übertragungsweg proportio
nal zum dem Eigenvektor zugeordneten Eigenwert ist. Es ist
daher durch eine Eigenvektor- und Eigenwertanalyse der gemittelten
Kovarianzmatrix Rn(i) leicht möglich, diejenigen Ln
Übertragungswege herauszufinden, die den größten Beitrag zum
n-ten Tap des Empfangssignals leisten (Schritt 4).
Der Wert der Zahl Ln kann auf unterschiedliche Art und Weise
festgelegt werden. Eine einfache Möglichkeit ist, einen für
alle Taps gleichen Wert fest vorzugeben. Denkbar ist auch, in
jedem Tap n so viele Eigenvektoren wn auszuwählen, dass diese
für einen vorgegebenen Prozentsatz der Empfangsleistung des
betreffenden Taps aufkommen, wobei die Zahl der zum Erreichen
dieser Leistung zu berücksichtigenden Eigenwerte von einem
Tap zum anderen unterschiedlich sein kann. Eine weitere Mög
lichkeit ist, einen Prozentsatz der Gesamtempfangsleistung
vorzugeben und so viele Eigenvektoren wn ungeachtet ihrer Zu
gehörigkeit zu einem Tap n zu berücksichtigen, wie notwendig
ist, um den Prozentsatz zu erreichen. Zweckmäßig ist auch,
den zu erreichenden Prozentsatz in Abhängigkeit vom Signal-
Rausch-Verhältnis des Empfangssignals so festzulegen, dass
die Leistung der unberücksichtigt bleibenden Übertragungswege
in der Größenordnung des Rauschens liegt. Auch informations
theoretische Kriterien können herangezogen werden, wie z. B.
in dem bereits zitierten Aufsatz von M. Wax und T. Kailath
beschrieben.
Wenn der Schritt 1 wiederholt wird, um eine neue Ausgangs-
Kanalabschätzung hn(j) für einen späteren Zeitschlitz j < i zu
erzeugen, kann angenommen werden, dass diese neue Ausgangs-
Kanalabschätzung hn(j) sich zum überwiegenden Teil aus den
Beiträgen der dominierenden Übertragungswege und zu einem
Rest aus Störungen und Beiträgen schwächerer Übertragungswege
zusammensetzt. Die Eigenvektoren wn der domininierenden Über
tragungswege sind aus der vorhergegangenen Analyse der gemit
telten Kovarianzmatrix Rn(i) (Schritte 3, 4) bekannt. Die Bei
träge der dominierenden Übertragungswege zu der Kanalabschät
zung hn(j) müssen zu diesen Eigenvektoren wn parallele Vekto
ren sein, d. h. ihre Summe liegt in einem von den dominieren
den Eigenvektoren wn aufgespannten Ln-dimensionalen Unterraum.
Anteile von hn(j), die nicht in dem Unterraum liegen,
d. h. die auf allen dominierenden Eigenvektoren senkrecht
stehen, können nicht auf ein auf diesen Übertragungswegen
übertragenes Signal zurückgehen und sind daher mit hoher
Wahrscheinlichkeit eine Störung.
Um diese Störungen auszuscheiden, wird in Schritt 6 die Pro
jektion von hn(j) auf den von den dominierenden Eigenvektoren
wn aufgespannten Unterraum berechnet. Bei nun U(n) die kom
plexe MxLn-Matrix, deren Spalten durch die Ln dominierenden
Eigenvektoren wn der gemittelten Kovarianzmatrix Rn(i) des n-
ten Taps gebildet sind. Dann ist der auf den Unterraum proji
zierte Anteil hn p(j) von hn(j) gegeben durch
Dabei vereinfacht sich der Projektionsoperator Pp(n) zu
U(n)U(n)H, wenn die Spalten von Un unitär sind.
Die durch Projizieren auf den Unterraum erhaltenen Kanalab
schätzungen hn p(j) stellen die verbesserte Kanalabschätzung
dar, die in Schritt 7 ausgegeben wird.
Diese verbesserte Abschätzung ist insbesondere für die
Strahlformung durch die adaptive Antenne der Basisstation BS
aus Fig. 1 bei der Übertragung an die Teilnehmerstation MSk
einsetzbar, wie in der deutschen Patentanmeldung mit dem Ak
tenzeichen 100 32 426.6 vom 04.07.2000 der gleichen Anmelderin
beschrieben. Sie sind auch für die Auswertung eines mit einer
adaptiven, mehrere Elemente aufweisenden Antenne empfangenen
Funksignals brauchbar, wie in der deutschen Patentanmeldung
mit dem Aktenzeichen 100 32 427.4, ebenfalls vom 04.07.2000,
der gleichen Anmelderin beschrieben, wobei in diesem Fall die
mit Bezug auf Fig. 4 beschriebenen Einrichtungen zum Bestim
men der Taps, Erzeugen ihrer Ausgangs-Kanalabschätzung und
zum Verbessern dieser Abschätzung in analoger Weise an der
Basisstation vorzusehen sind.
Wenn das Verfahren zur Steuerung der Strahlformung beim Down
link angewendet wird, so findet die Bestimmung der Impulsant
worten hn(i) bei FDD-Systemen (Frequenzduplexsystemen, d. h.
Systemen, die verschiedene Frequenzen für Uplink und Downlink
verwenden) meist bei der empfangenden Teilnehmerstation MSk
statt. Der Grund dafür ist, dass die komplexen Amplituden ei
nes gegebenen Übertragungsweges von der Trägerfrequnez abän
gen, so dass eine an der Basisstation am Uplink-Signal vorge
nommene Messung keinen unmittelbaren Rückschluss auf die Im
pulsantwort im Downlink zulässt.
Die von der Teilnehmerstation MSk aus der gemittelten Kovari
anzmatrix erhaltenen Eigenvektoren werden an die Basisstation
BS in längeren Zeitabständen entsprechend ihrer Änderungsge
schwindigkeit übermittelt. Zwischenzeitlich überträgt die
Teilnehmerstation MSk, wie in der genannten Patentanmeldung
100 32 426.6 beschrieben, Bezeichnungen von Eigenvektoren, die
die Basisstation als Strahlformungsvektor beim Senden verwen
den soll, oder relative Gewichtungskoeffizienten, die der Ba
sisstation BS das relative Gewicht angeben, mit der ein be
stimmter Eigenvektor in eine von der Basisstation als Strahl
formungsvektor verwendete Linearkombination von Eigenvektoren
eingehen soll.
Zu diesem Zweck ist es zweckmäßig, wenn die Teilnehmerstation
die Koeffizienten c1, l = 1, . . .Ln des Vektors hp(i) in einem
von den dominierenden Eigenvektoren aufgespannten Koordina
tensystem berechnet.
Ein solcher Vektor c = (c1, . . .cNl) ist, wie bereits in Gl. (3)
angedeutet, durch den Ausdruck
(U(n)U(n)H)-1U(n)Hhn(j)
gegeben. Der Index des größten Wertes des Vektors c bezeich
net den Eigenvektor bzw. den Ausbreitungsweg, der den größten
Beitrag zum Signal leistet. Es genügt daher, dass die Teil
nehmerstation diesen Index im Rahmen einer kurzfristigen
Rückkopplung an die Basisstation überträgt, um diese im fol
genden Zeitschlitz Nutzdaten unter Verwendung dieses Eigen
vektors als Strahlformungsvektor an die Teilnehmerstation MSk
senden zu lassen. Wenn die Basisstation eine Linearkombina
tion von Eigenvektoren als Strahlformungsvektor verwendet, so
kann durch Übertragen der Werte der Koeffizienten von c die
Zusammensetzung der Linearkombination optimiert werden.
Das oben vorgestellte Verfahren ist auch auf räumliche Kova
rianzmatrizen verallgemeinerbar, die über alle N dominieren
den Taps des Funksignals gemittelt sind. Das so abgewandelte
Verfahren ist in Fig. 6 als Flussdiagramm gezeigt, in dem die
einzelnen Schritte jeweils mit Bezugszeichen bezeichnet sind,
die um 10 größer sind als die jeweils analogen Schritte des
Verfahrens nach Fig. 5.
Die Bestimmung der Impulsantworten hn(i) in Schritt 11 er
folgt in der gleichen Weise wie oben bei Schritt 1 angegeben.
Gl. (2) wird bei diesem Verfahren ersetzt durch
oder, wenn man die Impulsantworten hn(i) zu einer MxN-Matrix
H(i) = [h1(i)h2(i). . .hN(i)]
zusammenfasst,
R(i) = ρR(i - l) + (l - ρ)H(i)H(i)H, i = 1, 2, . . . (4')
d. h. in Schritt 12 werden zunächst die Kovarianzmatrizen
Rn(i) in der gleichen Weise wie in Schritt 2 für alle Taps
bestimmt und dann zu R(i) aufaddiert, und in Schritt 13 wird
durch gleitende Mittelung von R(i) die gemittelte Kovarianz
matrix R(i) erhalten.
Die Bestimmung der dominanten Eigenvektoren w der gemittelten
Kovarianzmatrix erfolgt wie oben für Schritt 4 angegeben, an
hand der gemittelten Kovarianzmatrix R(i).
Auch hier läßt sich die Genauigkeit einer Kanalabschätzung
deutlich verbessern, wenn man die für einen Zeitschlitz j er
haltene Abschätzung hn(j) in Schritt 16 durch ihre Projektion
hn p(j) auf den von den dominanten Eigenvektoren aufgespannten
Unterraum ersetzt.
Die Veranlassung dafür, eine solche Mittelung über alle Taps
durchzuführen, ist die folgende:
Die zum Übertragen von Strahlformungsinformation in Form von Gewichtungsvektoren, deren Bezeichnungen etc. von der Teil nehmerstation an die Basisstation zur Verfügung stehende Bandbreite ist äußerst begrenzt. Es ist daher nicht möglich, mehr als einige wenige dominierende Eigenvektoren von der Teilnehmerstation an die Basisstation zu übertragen, die an schließend, sei es durch Auswählen oder durch Linearkombinie ren, für die Strahlformung eingesetzt werden. Bei verschiede nen Signallaufzeiten bzw. verschiedenen Taps des Empfangs signals erhaltenen Eigenvektoren können jedoch auf weitgehend gleiche Übertragungswege zurückgehen, z. B. weil die Teilneh merstation ein von der Basisstation in eine gegebene Richtung abgestrahltes Signal und dessen an einem hinter der Teilneh merstation liegenden Hindernis reflektiertes Echo empfängt. Diese zwei Beiträge sind nicht dekorreliert, d. h. die Wahr scheinlichkeit, dass beide gleichzeitig ausfallen, ist höher als bei Signalen, die sich auf völlig unterschiedlichen Wegen ausbreiten. Es ist daher wünschenswert, dass die von der Basisstation zur Strahlformung verwendeten Eigenvektoren nicht solchen korrelierten Übertragungswegen entsprechen. Dies lässt sich auf einfache Weise sicherstellen, wenn die Eigen vektoren nur anhand einer einzigen Kovarianzmatrix ermittelt werden, denn die Orthogonalität der Eigenvektoren (in ihrem M-dimensionalen Vektorraum) erzwingt, dass keine zwei Eigen vektoren einer gleichen Abstrahlungsrichtung von der Basis station entsprechen können. Die ungewollte Verwendung von korrelierten Übertragungswegen entsprechenden Eigenvektoren ist dadurch ausgeschlossen.
Die zum Übertragen von Strahlformungsinformation in Form von Gewichtungsvektoren, deren Bezeichnungen etc. von der Teil nehmerstation an die Basisstation zur Verfügung stehende Bandbreite ist äußerst begrenzt. Es ist daher nicht möglich, mehr als einige wenige dominierende Eigenvektoren von der Teilnehmerstation an die Basisstation zu übertragen, die an schließend, sei es durch Auswählen oder durch Linearkombinie ren, für die Strahlformung eingesetzt werden. Bei verschiede nen Signallaufzeiten bzw. verschiedenen Taps des Empfangs signals erhaltenen Eigenvektoren können jedoch auf weitgehend gleiche Übertragungswege zurückgehen, z. B. weil die Teilneh merstation ein von der Basisstation in eine gegebene Richtung abgestrahltes Signal und dessen an einem hinter der Teilneh merstation liegenden Hindernis reflektiertes Echo empfängt. Diese zwei Beiträge sind nicht dekorreliert, d. h. die Wahr scheinlichkeit, dass beide gleichzeitig ausfallen, ist höher als bei Signalen, die sich auf völlig unterschiedlichen Wegen ausbreiten. Es ist daher wünschenswert, dass die von der Basisstation zur Strahlformung verwendeten Eigenvektoren nicht solchen korrelierten Übertragungswegen entsprechen. Dies lässt sich auf einfache Weise sicherstellen, wenn die Eigen vektoren nur anhand einer einzigen Kovarianzmatrix ermittelt werden, denn die Orthogonalität der Eigenvektoren (in ihrem M-dimensionalen Vektorraum) erzwingt, dass keine zwei Eigen vektoren einer gleichen Abstrahlungsrichtung von der Basis station entsprechen können. Die ungewollte Verwendung von korrelierten Übertragungswegen entsprechenden Eigenvektoren ist dadurch ausgeschlossen.
In einem TDD-System, in dem Uplink- und Downlink-Frequenz
gleich sind, sind auch die Impulsantworten der Übertragungs
wege in beiden Richtungen die gleichen. Bei einem solchen Sy
stem ist es vorteilhaft, die Basisstation mit den oben für
die Teilnehmerstation beschriebenen Mitteln zum Bestimmen der
Impulsantworten und zum Ermitteln der Eigenvektoren auszu
statten. Zum einen erlaubt dies die Verwendung einfacherer
und damit preiswerterer Teilnehmerstationen, zum anderen ent
fällt die Notwendigkeit, Information über die Komponenten der
Eigenvektoren und die Bezeichnungen der kurzfristig ausge
wählten, von der Basisstation zum Senden zu verwendenden Ei
genvektoren an die Basisstation zu übertragen. Die Ermittlung
der Eigenvektoren kann hier in exakt der gleichen Weise wie
oben angegeben erfolgen. Da aber im allgemeinen die Basissta
tationen aufwändigere Empfänger haben als die Teilnehmersta
tionen und in der Lage sind, auch große Laufzeitdifferenzen
unterschiedlicher Ausbreitungswege zu kompensieren als die
Empfänger der Teilnehmerstationen dies können, ist hier als
zusätzliches Kriterium bei der Auswahl der Ln zu ermittelnden
Eigenvektoren zu berücksichtigen, dass die Laufzeitunter
schiede zwischen den diesen Eigenvektoren entsprechenden Aus
breitungswegen nicht größer sein dürfen als die maximale
Laufzeitdifferenz, die die Empfänger der Teilnehmerstationen
zu kompensieren in der Lage sind.
Claims (8)
1. Verfahren zur Verbesserung einer Kanalabschätzung eines in
einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von M Anten
nenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-Kommuni
kationssystem übertragenen Funksignals, mit den Schritten
- a) Bilden einer räumlichen Kovarianzmatrix anhand einer Ausgangs-Kanalabschätzung, wobei die Ausgangs-Kanalab schätzung die Form eines Vektors in einem M-dimensionalen Vektorraum hat;
- b) Ermitteln einer Anzahl Ln von Eigenvektoren der räumli chen Kovarianzmatrix, die kleiner als die Mehrzahl M der Antennenelemente ist;
- c) Berechnen einer Projektion der Ausgangs-Kanalabschätzung auf den von den Ln Eigenvektoren aufgespannten Unterraum;
- d) Ersetzen der Ausgangs-Kanalabschätzung durch die Projek tion.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
das Bilden der räumlichen Kovarianzmatrix eine zeitliche
Mittelung umfasst.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
dass es zur Kanalabschätzung eines von der adaptiven An
tenne empfangenen Funksignals eingesetzt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
dass es zur Kanalabschätzung eines von der adaptiven An
tenne ausgestrahlten Funksignals eingesetzt wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Ausgangs-Kanalabschätzung für je
den unter einer Mehrzahl von Taps des Funksignals einzeln
vorliegt, und dass die Schritte a bis d für jeden dieser
Taps einzeln durchgeführt werden.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge
kennzeichnet, dass die Ausgangs-Kanalabschätzung für jeden
unter einer Mehrzahl von Taps des Funksignals einzeln vor
liegt, und dass der Schritt a für jeden dieser Taps ein
zeln ausgeführt wird, dass die so für jeden der Mehrzahl
von Taps erhaltenen Kovarianzmatrizen addiert werden, um
eine gemittelte Kovarianzmatrix zu bilden, und dass die
Schritte b bis d an der gemittelten Kovarianzmatrix durch
geführt werden.
7. Verfahren zum Verbessern eines Satzes von Kanalabschätzun
gen eines in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von
M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-
Kommunikationssystem übertragenen Funksignals, wobei jede
Ausgangs-Kanalabschätzung des Satzes auf einen einzelnen
Tap des Funksignals bezogen ist, dadurch gekennzeichnet,
dass das Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche
für jede Ausgangs-Kanalabschätzung des Satzes unabhängig
durchgeführt wird.
8. Verfahren zum Verbessern eines Satzes von Kanalabschätzun
gen eines in einem mit einer adaptiven, eine Mehrzahl von
M Antennenelementen umfassenden Antenne arbeitenden Funk-
Kommunikationssystem übertragenen Funksignals, wobei jede
Ausgangs-Kanalabschätzung des Satzes auf einen einzelnen
Tap des Funksignals bezogen ist, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schritt a) des Verfahrens nach einem der Ansprü
che 1 bis 6 für jede Ausgangs-Kanalabschätzung des Satzes
unabhängig durchgeführt wird, dass die erhaltenen Kovari
anzmatrizen addiert werden, und dass die Schritte b) bis
d) an der durch die Addition erhaltenen Kovarianzmatrix
durchgeführt werden.
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