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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft drahtlose Kommunikationen, und insbesondere
die Charakterisierung einer Kanalantwort in digitalen drahtlosen
Mobilfunksystemen.
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Hintergrund
der Erfindung
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Der
Funkkanal, über
welchen sich ein moduliertes Signal bei mobilen drahtlosen Kommunikationen ausbreitet,
kann eines der härtesten
Medien sein, in welchen zu arbeiten ist. Die übertragenen Signale werden durch
die umgebende Umgebung oft reflektiert, gestreut, gebeugt, verzögert und
gedämpft.
Darüber
hinaus ist die Umgebung, durch welche das Signal vom Sender zum
Empfänger
läuft,
aufgrund der Mobilität
des Anwenders und der umgebenden Objekte nicht stationär. Charakteristiken
der Kanalumgebung unterscheiden sich auch von einem Bereich zu einem
anderen. Eine Funkausbreitung in solchen Umgebungen ist durch einen Mehrwegeschwund
bzw. ein Mehrwege-Fading, eine Funkschattenbildung und einen Pfadverlust
charakterisiert. Ein Mehrwege-Fading kann durch ein Hüllkurven-Fading,
eine Dopplerspreizung und eine Zeitverzögerungsspreizung charakterisiert
sein.
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Mehrwegewellen
kombinieren sich typischerweise bei der Empfängerantenne, um ein resultierendes Signal
zu erzeugen, das bezüglich
der Amplitude und der Phase in einem weiten Bereich schwanken kann. Daher
kann sich eine Signalstärke über eine
durchlaufene geringe Entfernung oder ein Zeitintervall schnell ändern, was
ein Hüllkurven-Fading verursacht.
Die statistische sich mit der Zeit ändernde Art der empfangenen Hüllkurve
eines flachen Fading-Signals oder der Hüllkurve einer individuellen
Mehrwegekomponente ist gemeinsam als Rayleigh-Verteilung bzw. Rayleigh-Streuung
charakterisiert. Bei einem Satellitenmobilfunk und bei einem mikrozellularen
Funk kommt zusätzlich
zu vielen Mehrwegewellen ein dominantes Signal, das ein Sichtlinien-(LOS = line-of-sight)-Signal
sein kann, bei dem Empfänger
an und gibt Anlass zu einer Rice-verteilten Signalhüllkurve.
Dieser dominante Pfad verringert die Tiefe eines Fadings in Abhängigkeit
vom Rice-Parameter K signifikant, der als das Verhältnis der
Leistung im dominanten Pfad zu der Leistung in den gestreuten Pfaden
definiert ist.
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Eine
Dopplerverschiebung ist die durch das Funksignal erfahrene Frequenzverschiebung,
wenn ein drahtloser Empfänger,
wie beispielsweise ein drahtloses mobiles Endgerät, in Bewegung ist. Eine Dopplerspreizung
ist ein Maß für das spektrale
Ausweiten, das durch die zeitliche Änderungsrate des Mobilfunkkanals verursacht
wird. Eine Dopplerspreizung kann zu einer Frequenzdispersion führen, wobei
die Dopplerspreizung im Frequenzbereich eng auf die Änderungsrate
bezüglich
des beobachteten Signals bezogen ist. Somit sollte die Anpassungszeit
der Prozesse, die in Empfängern
zum Nachlaufen bzw. Verfolgen der Kanalvariationen verwendet werden,
schneller als die Änderungsrate
des Kanals sein, um den Schwankungen bezüglich des empfangenen Signals
genau nachlaufen bzw. verfolgen zu können.
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Die
dynamischen Charakteristiken des Funkkanals zeigen Schwierigkeiten
beim Verfolgen des Kanals, um ein Decodieren von im empfangenen
Signal enthaltener Information zuzulassen. Bei drahtlosen Mobilfunksystemen
sind oft bekannte Datensequenzen periodisch in die übertragenen
Informationssequenzen eingefügt.
Solche Datensequenzen werden allgemein Synchronisierungssequenzen
oder Trainingssequenzen genannt und sind typischerweise am Anfang
eines Frames von Daten vorgesehen. Eine Kanalschätzung kann unter Verwendung
der Synchronisierungssequenzen und anderer bekannter Parameter ausgeführt werden, um
den Einfluss zu schützen,
den der Kanal auf das übertragene
Signal hat. Nach einem Bestimmen der Kanalantwort tritt die Kanalschätzeinheit
in einen Mode einer "geführten Entscheidung" ein, bei welchem
die Symbolschätzungen
zum Schätzen
des Kanals verwendet werden.
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Für Systeme,
bei welchen Fading-Änderungen
allgemein sehr langsam auftreten, kann eine Fehlerquadratschätzung eine
effiziente Art zum Schätzen
der Kanalimpulsantwort beim Vorhandensein von additivem weißen Gaußschen Rauschen
sein. Wenn die Fading-Rate verglichen mit der Frame-Rate niedrig
ist, können
die Kanalschätzungen
Frame für
Frame ohne signifikante Ungenauigkeit aktualisiert werden. Jedoch ändert sich
die Kanalantwort für
viele drahtlose Mobilfunksysteme über eine geringe Bewegungsentfernung
oder ein Zeitintervall sehr schnell. Beispielsweise kann für höhere Frequenzbänder, wie
beispielsweise diejenigen, die bei den persönlichen Kommunikationssystemen
(PCS = Personal Communication Systems) verwendet werden, die Dopplerspreizung,
und somit die Änderungsrate
bezüglich
des beobachteten Signals, bis zu der Stelle erhöht werden, dass selbst während des
Empfangs der Synchronisierungssequenzen die Mobilfunkkanalantwort
nicht konstant sein kann. Daher sorgt die Notwendigkeit zum Verfolgen
der Kanalparameter für
sich schnell zeitlich ändernde
Systeme für
eine Anforderung nach robusteren Empfängerstrukturen, um die Empfängerleistungsfähigkeit
zu erhöhen.
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Die
am allgemeinsten verwendeten Kanalverfolgungsverfahren sind die
Algorithmen, die auf dem kleinsten mittleren Fehlerquadrat (LMS
= Least Mean Square) und dem rekursiven kleinsten Fehlerquadrat (RLS
= Recursive Least Square) basieren. Siehe beispielsweise "Optimal Tracking
of Timevarying Channels: A Frequency Domain Approach for known and
new algorithms",
IEEE transactions on selected areas in communications, Vol. 13,
NO. 1, Januar 1995, Jingdong Lin, John G. Proakis, Fuyun Ling. Auf
Stochastik basierende Verfahren sind in letzter Zeit eingeführt worden,
die ein früheres
Wissen über
den Kanalkoeffizienten bei der Schätzung enthalten. Gegensätzlich zu
LMS und RLS sorgen diese Verfahren für die Extrapolation der Kanalkoeffizienten
in Bezug auf die Zeit. Mehr Details über diese Ansätze können erhalten
werden in: "A wiener filtering
approach to the design of tracking algorithms", Uppsala University Department of technology
and signal processing group, Lars Lindbom, 1995.
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Eine
Schwierigkeit bei dem adaptiven Kanalverfolgerverfahren besteht
darin, dass während
des Modes einer geführten
Entscheidung die geschätzten
Symbole für
die Kanalwortanpassung verwendet werden. Daher muss der Effekt zum
Verwenden von potentiell unrichtigen Entscheidungen für eine Parameterauswahl berücksichtigt
werden. Ein Abstimmen von Entwurfsparametern kann in einem Kompromiss
zwischen einer Verfolgungsfähigkeit
und einer Empfindlichkeit gegenüber
Rauschen resultieren. Beispielsweise dann, wenn die Anpassungsverstärkung des
Kanalverfolgers sehr groß ist,
kann der Kanalverfolger sehr empfindlich gegenüber Rauschen und gegenüber unrichtigen
Symbolentscheidungen werden. Andererseits kann dann, wenn die Anpassungsverstärkung derart
gewählt
wird, dass sie eine geringe Größe hat,
die Fähigkeit
zum Verfolgen der Variation der Kanalparameter verloren werden.
Insbesondere werden bei denjenigen Systemen, bei welchen Schemen
einer kohärenten
Modulation und einer kohärenten
Demodulation verwendet werden, diese Punkte im Vergleich mit Systemen
ernsthafter, bei welchen eine differentielle Modulation implementiert
ist.
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Bei
Schemen einer kohärenten
Modulation, wie bei einer kohärenten
Quadratur-Phasenumtastung (QPSK = Quadrature Phase Shift Keying)
kann selbst dann, wenn der Kanalverfolger die Größe der Kanalantwort gut verfolgt,
die Kanalphase verrutschen (d.h. der Verfolger kann auf einen falschen
Phasenoffset verriegeln), und zwar während eines tiefen Schwunds
der Gleichphasen- und/oder Quadraturphasenkomponente des Kanals,
was in einem Phasenoffset von k2π/m
resultiert. Anders ausgedrückt
verfolgt der Verfolger tatsächlich
gut, aber mit einem Offset bzw. einem Versatz, was folglich eine
Symboldrehung und eine Fehlerausbreitung verursacht. Weil die Kanalphasendrehung
und Symboldrehung in der entgegengesetzten Richtung sind, kann ein
herkömmlicher
Verfolger typischerweise das Problem nicht korrigieren. Somit können alle
der übrigen
Informationssymbole aufgrund dieser Phasendrehung verloren werden,
bis ein neuer Frame und eine Synchronisierungssequenz empfangen
wird.
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Andere
Ansätze
sind auch zum Verbessern der Leistungsfähigkeit eines Empfangs über Kommunikationskanäle angewendet
worden, die einer Interferenz ausgesetzt sind. Beispielsweise sind
verschiedene Standards eingeführt
worden, die auf drahtlose digitale Dienste anwendbar sind, einschließlich der
Standards IS-136 und IS-95. Diese und andere Systeme sind beschrieben
in The Mobile Communications Handbook, herausgegeben von Gibson
und veröffentlicht
von CRC Press (1996). Verschiedene dieser Spezifikationen sorgen
für die
Verwendung von sowohl codierten als auch nicht codierten Bitklassen
innerhalb eines Datenframes. Ein Beispiel für die Verwendung von sowohl
codierten als auch nicht codierten Bits, wie es durch die Spezifikation
IS-641 zur Verfügung
gestellt wird, wird nun beschrieben werden.
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Eine
Quelle für
eine adaptive codeerregte lineare Vorhersage (ACELP = Adaptive Code
Excited Linear Prediction) liefert einen Datenframe von 148 Bits.
48 der Bits sind als Klasse 1A klassifiziert und werden durch einen
CRC-Fehlererfassungscodierer verarbeitet, um einen Fehlererfassungscode
zu erzeugen, der an die Bits an gehängt wird. Zusätzliche
48 der Bits aus dem 148-Bit-Datenframe werden als Bits der Klasse
1B behandelt und durch einen Faltungscodierer ohne Fehlererfassungscodierung
verarbeitet. Die übrigen
52 Bits werden als Bits der Klasse 2 behandelt und direkt zu einem
Verschachteler ohne eine Codierung geliefert. Die Bits der Klasse
1A und der Klasse 1B werden durch den Faltungscodierer verarbeitet
und infolge davon werden resultierende fehlerkorrekturcodierte Ausgangsbits
durchschlagen bzw. durchbrochen, um eine Gesamtheit von 260 Bits
zu einem Zweischlitz-Verschachteler zu liefern, nachdem sie mit
den 52 Bits der Klasse 2 kombiniert sind. Ein Verschachteln wird
durch Aufteilen der 148 Bits in zwei separate Schlitze implementiert, die
zu einem Modulator zur Übertragung
geliefert werden. Typischerweise ist eine differentielle QPSK-(DQPSK-)Modulation mit quaternären Symbolen
versehen, die jeweils zwei Bits von Daten darstellen.
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Ein
Interferenz-Zurückweisen/Kombinieren
(IRC = Interference rejection/combining) ist eine weitere Technik,
die für
die Abschwächung
einer Cokanal-Interferenz in Empfängern mit einer Antennendiversity
verwendet wird. Ein Beispiel für
einen solchen Ansatz ist in dem Patent der Vereinigten Staaten Nr.
5,680,419, mit dem Titel "Method
of and Apparatus for Interference Rejection Combining in Multi-Antenna
Digital Cellular Communications Systems" zur Verfügung gestellt. Die Verwendung
von IRC mit mehreren Antennen liefert signifikante Verbesserungen
bezüglich
der Empfangsleistung unter Zuständen
eines langsamen Fadings bzw. Schwunds. Jedoch begrenzen unter Bedingungen
eines schnellen Fadings bzw. Schwunds Beschränkungen in Bezug auf den erforderlichen
Verfolgungsprozess typischerweise die Leistungsfähigkeitsverbesserungen, die
durch IRC zur Verfügung
gestellt werden. Diese reduzierten Vorteile resultieren aus einer
Verschlechterung der Verfolgungsprozesse während eines schnellen Fadings.
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Eine
Mehrfachdurchlaufdemodulation (MPD = multi-pass demodulation) ist
eine weitere Technik, die einen Vorteil aus dem Vorhandensein eines
Codierens im Kommunikationssystem zieht. Herkömmliche Empfänger behandeln
typischerweise eine Demodulation und ein Decodieren getrennt. Der
Demodulator erzeugt harte oder weiche Entscheidungen und dann arbeitet
die Decodiererstufe an diesen Entscheidungen, um die Endinformation
zu erzeugen. Diese Trennung von Demodulation und Decodieren sorgt
für eine
vernünftige Komplexität bezüglich eines
Empfängeraufbaus,
und zwar insbesondere dann, wenn eine Verschachtelung im Kommunikationssystem
verwendet wird. In auf einer Verschachtelung basierenden Systemen
wird die Ausgabe des Demodulators zuerst entschachtelt und dann
zum Decodierer zugeführt.
Eine Mehrfachdurchlaufdemodulation verwendet eine Rückkopplung
vom Decodierer zum Demodulator, um die Systemleistungsfähigkeit
zu verbessern. Ein Beispiel für
einen auf einer Mehrfachdurchlaufdemodulation basierenden Demodulator/Decodierer
ist in dem US-Patent Nr. 5,673,291 mit dem Titel "Simultaneous Demodulation
and Decoding of a Digitally Modulated Radio Signal Using Known Symbols" zur Verfügung gestellt.
Das '291-Patent
diskutiert, dass ein empfangenes Signal zuerst demoduliert wird,
dann codierte Symbole decodiert werden, dann Information, die durch
erneutes Codieren der Decodiererausgabe erhalten wird, zurück zu dem
Demodulator geführt
wird, um die nicht codierten Symbole mit verbesserter Leistungsfähigkeit
erneut zu demodulieren. Die erneut codierten Symbole werden als
bekannte Symbole durch den Demodulator auf dieselbe Weise gespreizt,
auf welche er Synchronisierungssymbole spreizt, die richtige bekannte
Symbole sind, die vor einer Übertragung
in die Daten eingefügt
worden sind. Ein weiteres Beispiel für die Verwendung einer Mehrfachdurchlaufdemodulation
ist in der Internationalen Patentanmeldung Nr. WO-A-00/33527, mit
dem Titel "Systems
and Methods for Receiving a Modulated Signal Containing Encoded
and Unencoded bits Using Multi-Pass Demodulation", zur Verfügung gestellt.
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Das
Dokument EP-A-0 802 656 beschreibt Verfahren für eine Kanalschätzung und
entsprechende Empfänger.
Das Dokument EP-A-0 631 399 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung
für eine
Interferenzauslöschung
und eine adaptive Entzerrung und einen Diversity-Empfang. Das US-Patent Nr. 5,488,635
beschreibt einen Funkempfänger
mit adaptivem Entzerrer niedriger Komplexität, welcher eine Zweigmaßberechnung
reduzierter Komplexität
verwendet. Das Dokument EP-A-0 550 143 beschreibt MLSE für Mobilfunkkanäle. Der
Artikel European Transactions on Telecommunications, IT, Euro Publication,
Milano, Vol. 9, No. 5, 1. September 1998, S. 403–418, Beheshtis et al., beschreibt "joint intersymbol
and multiple-axis interference suppression algorithms for CDMA systems" (XP000782802).
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Angesichts
der obigen Diskussion ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
ein Verfahren zum Charakterisieren einer Ausbreitung eines modulierten
Signals zur Verfügung
zu stellen, wie beispielsweise eines Kanals eines drahtlosen Kommunikationssystems,
welches auf Variationen bezüglich
der Ausbreitung einschließlich
eines Kanalschwunds reagiert bzw. antwortet.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, solche Verfahren
zur Verfügung
zu stellen, die auf sich schnell ändernde Ausbreitungsbedingungen
reagieren können.
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Diese
und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch Verwenden
einer Mehrfachdurchlaufdemodulation zur Verfügung gestellt, bei welcher
während
des zweiten Durchlaufs decodierte Symbole erneut codiert und als
bekannte Symbole behandelt und zum Berechnen des Fehlerausdrucks
verwendet werden, der beim Aktualisieren der Ausbreitungscharakterisierung
während
des zweiten Durchlaufs verwendet wird. Dies lässt zu, dass eine höhere Bandbreite
zum Aktualisieren der Ausbreitungscharakterisierung verwendet wird,
während
bekannte Symbole verarbeitet werden. Insbesondere kann die Ausbreitungscharakterisierung
durch einen Kanalverfolger oder einen Mehrfachantennenempfänger zur
Verfügung
gestellt werden, wie beispielsweise ein Interferenz-Zurückweisungs/Kombinier-(IRC)-System,
mit einer Beeinträchtigungskorrelationsmatrix-Schätzeinheit
oder einer Kombination von beiden. Demgemäß können die räumlichen Diversity-Charakteristiken
der Ausbreitung (aus IRC) und die temporären (oder zeitlichen) Charakteristiken
(von dem Kanalverfolger) beide mit unterschiedlichen Geschwindigkeiten
bzw. Raten (d.h. bei einer unterschiedlichen Bandbreite) für decodierte
(und neu codierte) und nicht codierte Symbole verfolgt werden, um
eine verbesserte Leistungsfähigkeit
unter sich schnell ändernden
Kanalbedingungen zuzulassen, während
erwünschte
Leistungsfähigkeitscharakteristiken
während
einer Verarbeitung nicht decodierter Symbole beibehalten werden. Somit
kann die Ausbreitungscharakterisierung, wie beispielsweise bei dem
Start eines Schlitzes (Frames), unter Verwendung einer Synchronisierungssequenz
initialisiert werden, und dann bei einer hohen Bandbreite unter
Verwendung von erneut codierten Schätzungen von decodierter Symbolinformation
als bekannte Symbole periodisch aktualisiert werden.
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Bei
einem bestimmten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung sind Verfahren und Systeme zum Charakterisieren eines
Ausbreitung eines durch eine drahtlose Vorrichtung empfangenen modulierten
Signals durch Aktualisieren einer Ausbreitungscharakterisierung
bei einer ersten Bandbreite in Reaktion auf eine Schätzung zur
Verfügung
gestellt, die von einem ersten empfangenen Signal entsprechend einem
decodierten Symbol erzeugt ist, und bei einer zweiten Bandbreite,
die niedriger als die erste Bandbreite ist, in Reaktion auf ein
zweites empfangenes Signal entsprechend einem nicht decodierten
Symbol. Die aus den empfangenen Signalen erzeugte Schätzung können Symbole
aus komplexen Zahlen sein, die übertragene
Information von dem modulierten Signal darstellen. Die Ausbreitungscharakterisierung
kann vor einer Aktualisierung in Reaktion auf eine Synchronisierungsperiode
des modulierten Signals initialisiert werden. Die Ausbreitungscharakterisierung
kann durch Beibehalten einer kanalschätzungscharakterisierenden Ausbreitung
des modulierten Signals unter Verwendung eines Kanalverfolgers zur
Verfügung
gestellt werden, wobei der Kanalverfolger eine Verstärkung hat
und die erste Bandbreite und die zweite Bandbreite durch Einstellen
der Verstärkung
des Kanalverfolgers eingerichtet werden.
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Zusätzlich zu
einer Kanalverfolgung wird das modulierte Signal bei einem Ausführungsbeispiel
durch eine Vielzahl von räumlich
verteilten Antennen empfangen, von welchen jede eine empfangene
Signalausgabe liefert und von welchen jede eine zugehörige Ausbreitungscharakterisierung
hat. Die Ausbreitungscharakterisierung kann dann ein Beibehalten
einer Beeinträchtigungskorrelationsmatrix
für die
Vielzahl von Antennen unter Verwendung einer Beeinträchtigungskorrelationsschätzeinheit
enthalten, wobei die Beeinträchtigungskorrelationsschätzeinheit
eine Verstärkung
hat und die erste Bandbreite und die zweite Bandbreite durch Einstellen
der Verstärkung
der Beeinträchtigungskorrelationsschätzeinheit
gebildet werden.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird das modulierte Signal zum Liefern
des ersten empfangenen Signals empfangen. Das erste empfangene Signal
wird zuerst einer Durchlaufmodulation unterzogen, während die
Ausbreitungscharakterisierung bei der zweiten Bandbreite aktualisiert
wird, und dann wird das demodulierte empfangene erste Signal decodiert,
um die aus dem ersten empfangenen Signal erzeugte Schätzung zu
liefern. Das erste empfangene Signal wird dann einer zweiten Durchlaufdemodulation
unterzogen, während
die Ausbreitungscharakterisierung bei der ersten Bandbreite aktualisiert
wird.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung sind Verfahren und Systeme zum Empfangen
eines modulierten Signals zur Verfügung gestellt, einschließlich einer
Vielzahl von sequentiell übertragenen
Schlitzen auf einem Kanal. Einer der übertragenen Schlitze wird an
einer Vielzahl von separaten Empfangsantennen empfangen, um eine
Vielzahl von empfangenen Signalen zu liefern, die jeweils einen
Teil entsprechend codierten Symbolen und einen Teil entsprechend
nicht codierten Symbolen haben. Die empfangenen Signale werden demoduliert,
während
eine Schätzung
des Kanals in Reaktion auf die empfangenen Signale bei einer ersten
Bandbreite und eine Beeinträchtigungskorrelationsschätzung für die Vielzahl
von separaten Empfangsantennen in Reaktion auf die empfangenen Signale
bei einer zweiten Bandbreite aktualisiert werden, um eine erste
Schlitzschätzung
zu liefern. Ein Teil der ersten Schlitzschätzung entsprechend dem Teil der
empfangenen Signale entsprechend codierter Symbole wird dann decodiert,
um decodierte Symbolschätzungen
zu liefern. Nachdem die decodierten Symbolschätzungen erhalten sind, wird
der empfangene Schlitz wird demoduliert, um eine zweite Schlitzschätzung zu
liefern, während
die Schätzung
des Kanals in Reaktion auf die decodierten Symbolschätzungen
bei einer dritten Bandbreite, die größer als die erste Bandbreite
ist, aktualisiert wird und die Beeinträchtigungskorrelationsschätzung für die Vielzahl
von separaten Empfangsantennen in Reaktion auf die decodierten Symbolschätzungen
bei einer vierten Bandbreite, die größer als die zweite Bandbreit
ist, aktualisiert wird.
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Wie
es von Fachleuten auf dem Gebiet erkannt werden wird, kann die vorliegende
Erfindung, während sie
primär
in Bezug auf ihre Verfahrensaspekte diskutiert worden ist, auch
in einem System verkörpert
werden, wie beispielsweise einem Funktelefon.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 stellt
ein Funkkommunikationssystem dar, bei welchem die Lehre der vorliegenden
Erfindung verwendet werden kann;
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Funktelefons gemäß der vorliegenden Erfindung;
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3 ist
ein Blockdiagramm eines Basisbandprozessors gemäß der vorliegenden Erfindung;
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4 stellt
eine spezifische Framestruktur gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dar;
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5 ist
ein Ablaufdiagramm, das Operationen gemäß einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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6 stellt
eine Kanalinterpolation gemäß einem
ersten alternativen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dar; und
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7 stellt
eine Kanalinterpolation gemäß einem
zweiten alternativen Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dar.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Die
vorliegende Erfindung wird hierin nachfolgend nun vollständiger unter
Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben werden, in welchen bevorzugte Ausführungsbeispiele
der Erfindung gezeigt sind. Diese Erfindung kann jedoch in vielen
unterschiedlichen Formen verkörpert
werden und sollte nicht als auf die hierin aufgezeigten Ausführungsbeispiele
beschränkt
gedacht werden; vielmehr sind diese Ausführungsbeispiele so vorgesehen,
dass diese Offenbarung ernsthaft und vollständig sein wird und den Schutzumfang
der Erfindung Fachleuten auf dem Gebiet vollständig liefern wird. Gleiche
Bezugszeichen beziehen sich immer auf gleiche Elemente. Wie es von
Fachleuten auf dem Gebiet erkannt werden wird, kann die vorliegende Erfindung
als Verfahren oder Vorrichtung verkörpert werden. Demgemäß kann die
vorliegende Erfindung die Form eines gänzlich aus Hardware bestehenden
Ausführungsbeispiels,
eines gänzlich
aus Software bestehenden Ausführungsbeispiels
oder eines Ausführungsbeispiels,
das Software- und Hardwareaspekte kombiniert, annehmen. Gleiche
Bezugszeichen beziehen sich in der gesamten vorliegenden Offenbarung
auf gleiche Elemente.
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1 zeigt
ein Funkkommunikationssystem 10, wie beispielsweise ein
zellulares oder Satelliten-Telefonsystem,
bei welchem die Lehren der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Wie es in 1 gezeigt ist, enthält das Funkkommunikationssystem 10 einen
Funksender 12 mit einer Senderantenne 14 und einem Funkempfänger 22.
Der Funkempfänger 22 enthält eine
Vielzahl von Empfangsantennen 16, einen Funkfrequenzprozessor 18 und
einen Basisbandprozessor 20. Ein Ausgang des Funksenders 12 ist
mit der Senderantenne 14 gekoppelt. Die Empfangsantennen 16 sind
mit einem Funkfrequenzprozessor 18 gekoppelt. Die Ausgabe
des Funkprozessors wird zu den Eingängen des Basisbandprozessors 20 geliefert.
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Während eines
Betriebs sendet der Sender 12 ein Informationssignal (moduliert
bei einer Trägerfrequenz,
die durch das System und Regulierungsbehörden spezifiziert ist und die
für eine
Funkkommunikation geeignet ist). Das gesendete Signal erreicht den
Funkempfänger 22 nach
einem Laufen durch ein Ausbreitungsmedium. Das gesendete Signal
zusätzlich
von irgendeinem Rauschen werden bei den Empfängerantennen 16 empfangen.
Das empfangene Signal wird durch den Funkfrequenzprozessor 18 verarbeitet,
um ein Basisbandsignal zu erzeugen. Insbesondere verstärkt, misst,
filtert, tastet ab und quantisiert der Funkprozessor 18 das
Signal, um das Basisbandsignal zu extrahieren. Das resultierende
Basisbandsignal wird zu dem Basisbandprozessor 20 zur Demodulation
des gesendeten Informationssignals geliefert.
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Die
vorliegende Erfindung verwendet erneut codierte, decodierte Symbole
von einer ersten Durchlaufdemodulation und einem Decodieren von
codierter Information in einem empfangenen Schlitz zur Berechnung eines
Fehlerausdrucks, der beim Aktualisieren einer Ausbreitungscharakterisierung
(wie beispielsweise einer Kanalschätzung) bei einem zweiten Durchlauf
einer Demodulation verwendet wird. Somit kann der Kanalverfolger Änderungen
in Bezug auf die Kanalantwort des Kanals entsprechend dem empfangenen
Signal genauer verfolgen. Somit ist die vorliegende Erfindung im
Basisbandprozessor 20 enthalten und wird beim Demodulieren
des empfangenen Signals zum Extrahieren von gesendeten Information
verwendet.
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Ein
Ausführungsbeispiel
eines Funktelefons 30, das eine Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 gemäß der vorliegenden
Erfindung enthält,
ist im Blockdiagramm der 2 gezeigt. Wie es in 2 gezeigt
ist, enthält
das Funktelefon 30 typischerweise einen Sender 33,
einen Empfänger 22,
eine Anwenderschnittstelle 36 und ein Antennensystem 38.
Das Antennensystem 38 kann eine Antennenspeisestruktur 42 und
eine oder mehrere Antennen 16 enthalten. Wie es für Fachleute
auf dem Gebiet wohlbekannt ist, wandelt der Sender 33 die
Information, die durch das Funktelefon 30 zu senden ist,
in ein elektromagnetisches Signal um, das für Funkkommunikationen geeignet
ist. Der Empfänger 22 demoduliert
elektromagnetische Signale, die durch das Funktelefon 30 empfangen
werden, um die in den Signalen enthaltene Information zu der Anwenderschnittstelle 36 in
einem Format zu liefern, das dem Anwender verständlich ist. Der Empfänger 22 enthält einen
RF-Prozessor 18 und einen Basisbandprozessor 20,
wie in 1, wobei eine Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 im
Basisbandprozessor 20 enthalten ist. Eine weite Vielfalt
von Sendern 33, Empfängern 22 und
Anwenderschnittstellen 36 (z.B. Mikrofonen, Tastenfeldern,
Anzeigen), die zur Verwendung bei in der Hand gehaltenen Funktelefonen
geeignet sind, sind Fachleuten auf dem Gebiet bekannt, und solche
Vorrichtungen können
im Funktelefon 30 implementiert sein. Anders als die Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 gemäß der vorliegenden
Erfindung, ist der Aufbau des Funktelefons 30 Fachleuten
auf dem Gebiet wohlbekannt und wird hierin nicht weiter beschrieben
werden.
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3 zeigt
einen Basisbandprozessor 20 gemäß der vorliegenden Erfindung.
Wie es gezeigt ist, werden die empfangenen Basisbandsignale von
den Antennen 16 zu den Eingängen einer adaptiven Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 geliefert,
die einen Kanalverfolger 50 zum Verfolgen der Kanalzeitdispersionscharakteristiken
und eine Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit 52 zum
Schätzen
einer räumlich
korrelierten Interferenz basierend auf den Signalen von z.B. räumlich diversen
Antennen 16 enthält. Ebenso
ist im Basisbandprozessor 20 eine Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 enthalten.
Die Ausgabe der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 wird
auch zu der Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 geliefert.
Die Ausgabe der Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 wird
zu einem Modenselektor 56 und zu einem Fehlerkorrekturdecodierer 58 geliefert.
Die Ausgabe des Decodierers 58 liefert decodierte Symbole, die
die Information von den empfangenen Signalen für die Anwenderschnittstelle 36 darstellen,
welche decodierten Symbole neu codiert werden, um Schätzungen
zu liefern, die zu der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 zurückgeführt werden.
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Die
Ausgabe des Modenselektors 56 wird zu der adaptiven Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 geliefert.
Wie es weiterhin in 3 gesehen wird, werden dem Modenselektor 56 auch
neu codierte decodierte Symbole vom Decodierer 58 geliefert.
Diese Symbole entsprechen den Schätzungen codierter Information
von den empfangenen Signalen nach einer Verarbeitung durch den Fehlerkorrekturdecodierer 58, die
zu bestimmten Teilen eines empfangenen Schlitzes gehören. Der
Modenselektor 56 sorgt für eine Auswahl einer Basisbandbreite
für den
Kanalverfolger 50 und die Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit 52,
während
erfasste, aber nicht decodierte Symbole demoduliert werden, und
eine höhere
Bandbreite zum Aktualisieren durch den Kanalverfolger 50 und
die Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit 52,
während
Symbole demoduliert werden, für
welche decodierte Symbole erzeugt worden sind. Der Modenselektor 56 sorgt
weiterhin für
eine Verwendung von eher den neu codierten decodierten Symbolen
als den erfassten Symbolen als die Eingabe für eine Fehlerbestimmung, die
bei einer Aktualisierung einer Ausbreitungscharakterisierung während Perioden
eines Betriebs bei hoher Bandbreite verwendet wird. Es ist zu verstehen,
dass diese Operationen durch eine Demodulation mit zwei Durchläufen mit
denselben empfangenen Signalen zur Verfügung gestellt werden, die einen
Schlitz darstellen, der ein erstes Mal verarbeitet wird, um die
vom Decodierer 58 ausgegebenen decodierten Symbole zu erzeugen,
und dann ein zweites Mal unter Verwendung der neu codierten decodierten
Symbole verarbeitet wird, um ein schnelleres Aktualisieren des Kanalverfolgers 50 und
der Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit 52 während des
zweiten Durchlaufs zuzulassen. Demgemäß kann basierend auf dieser
Kanalverfolgung höherer
Bandbreite eine verbesserte Fehlerrate erhalten werden, und zwar insbesondere
unter Zuständen
eines schnellen Fadings, bei dem durch die Abschätzeinheit 54 bei dem
zweiten Durchlauf einer Modulation ausgegebenen erfassten Symbolen.
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Während es
in den Figuren nicht explizit gezeigt oder hierin diskutiert ist,
wird die Ausgabe der Schätzeinheit
(des Entzerrers) 54 typischerweise zuerst entschachtelt
und dann zu dem Decodierer 58 zugeführt, wenn ein verschachtelter
Code verwendet wird, wie beispielsweise der ACELP-Code. Die Ausgabe
des Decodierers 58 kann dann zur Verwendung durch den Entzerrer 54 als
Schätzungen,
die aus dem ersten Durchlauf einer Demodulation eines Teils eines
empfangenen Signals, das codierte Information enthält, erzeugt
sind, neu codiert, neu verschachtelt oder rückgekoppelt werden. Anders
ausgedrückt
werden, während
die Ausgabe des Decodierers 58, wie es in 3 dargestellt
ist, direkt zur Anwenderschnittstelle 36 geliefert wird,
und als Rückkopplung
zum Ausbreitungscharakterisierer 32, die decodierten Symbole
auf eine unterschiedliche Form in jedem Fall geliefert. Beispielsweise
wird für
die Anwenderschnittstelle binäre
Bit-Information typischerweise durch einen rekonstruierten Informationsframe
geliefert. Die zur Verwendung bei dem zweiten Durchlauf einer Demodulation
rückgekoppelten
bzw. zurückgeführten decodierten
Symbole werden in der Form von Symbolen präsentiert, die mit dem erfassten
Symbolformat konsistent ist, das durch die Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 erzeugt
ist (anders ausgedrückt,
sie sind neu codiert). Dies kann beispielsweise in der Form von komplexen
Zahlen mit sowohl einer realen (Amplituden-) als auch einer imaginären (Phasen-)Komponente sein.
Weiterhin können
die Kanalschätz-Aktualisierungseinstellungen
auf der Phasenkomponente der zurückgeführten und/oder
erfassten Symbole basieren, die einen Zeitfehler in den empfangenen
Signalen darstellen.
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Operationen
gemäß der vorliegenden
Erfindung können
unter Bezugnahme auf einen kohärenten
Entzerrer verstanden werden, der zur Demodulation verwendet wird,
wobei die Schätzeinheit 54 kombiniert
mit dem Kanalverfolger 50 und der Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit 52 den
kohärenten
Entzerrer zur Verfügung
stellt. Eine Schätzeinheit
für eine
Sequenz maximaler Wahrscheinlichkeit (MLSE = maximum likelihood
sequence estimator) kann als die Sequenz-Schätzeinheit 54 vorgesehen
sein, die an einem Trellis zum Suchen nach der besten Symbolsequenz
arbeitet. Verwendet man L, um die Anzahl von Antennen 16 zu
bezeichnen, und rk zum Bezeichnen des Vektors
von L empfangenen Werten zu einer Zeit k, und r'k zum Bezeichnen
des entsprechenden Vektors von synthetisierten empfangenen Werten,
die durch die MLSE-Schätzeinheit berechnet
sind, unter Verwendung von postulierten Symbolen und Kanalschätzungen,
werden nun die Operationen weiter beschrieben werden. Die Komponenten
von r'k sind
in der Form, wie es durch die folgende Gleichung gezeigt ist: c0sk +
c1sk-1 + ... + cMsk-M wobei sk das aktuelle postulierte Symbol ist, sk-1, ..., sk-M vergangene
Symbole sind, die durch den Zustand des MLSE- Trellis bestimmt sind, und c0, ..., cM Kanalabgriffschätzungen
des Kanalverfolgers 50 sind. Für jeden Zweig an dem MLSE-Trellis
wird das Zweigmaß gemäß der folgenden
Gleichung berechnet: (rk – r'k)HRk –1(rk – r'k)wobei
Rk die Antennenkurzform-Beeinträchtigungskorrelationsmatrix
ist.
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Die
MLSE 54, wie sie beschrieben ist, liefert erfasste Symbole
zum Kanalverfolger 50 und zur Beeinträchtigungskorrelations-Schätzeinheit
(oder einem Antennenverfolger) 52. Der Kanalverfolger 50 verwendet die
erfassten Symbole und die empfangenen Werte zum Aktualisieren der
Kanalabgriffe c0, ..., cM.
Verschiedene Kanalverfolgungstechniken sind zur Verwendung bei der
vorliegenden Erfindung geeignet, einschließlich Verfolger von LMS-Typ
und vom Kalman-Typ, sowie Autoregressionsverfolger basierend auf
vereinfachten Kalman-Filtern. Die Ausgabe des Kanalverfolgers 50 wird
zu der MLSE 54 zurückgeführt, um
für eine
kohärente
Demodulation basierend auf einer Kanalverfolgung zu sorgen.
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Der
Antennenverfolger 52 verwendet gleichermaßen die
erfassten Symbole von der MLSE 54 und die empfangenen Signale
zum Aktualisieren der Korrelationsmatrix Rk oder
ihrer Inversen. Die Verfolgungstechnik, die zur Verwendung bei einer
Antennenverfolgung geeignet ist, enthält diejenigen, die zuvor für eine Kanalverfolgung
diskutiert sind. Die Ausgabe des Antennenverfolgers 52 wird
auch zur Verwendung durch die MLSE 54 bei einer Demodulation
zur Verfügung
gestellt. Weiterhin können
am Anfang eines empfangenen Schlitzes anfängliche Kanalschätzungen,
die durch den Kanalverfolger 50 entwickelt sind, wie beispielsweise basierend
auf einem Synchronisierungsburst, zu dem Antennenverfolger 52 zurückgeführt werden,
um seine Schätzung
der räumlichen
Kanal-Diversity-Charakteristiken zu initialisieren.
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Die
Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch Verbessern bekannter
Kanalverfolgungs- und Antennenverfolgungstechniken durch die Verwendung
einer Rückkopplung
von dem Fehlerkorrekturdecodierer 58 erhalten werden. Der
Fehlerkorrekturdecodierer 58 kann auch ein Decodierer vom
MLSE-Typ sein, wie er beispielsweise unter dem ACELP-Standard vorgesehen
ist. Die Rückkopplung
vom Decodierer 58 zur Verwendung bei einer Demodulation
wird durch eine Demodulation mit zwei Durchläufen zur Verfügung gestellt. In
der MLSE 54 ist bei dem zweiten Durchlauf angenommen, dass
die von der Ausgabe des Decodierers 58 erzeugten neu codierten
Symbole bekannte Informationen sind. Bei einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung können
die rückgeführten neu
codierten Symbole verwendet werden, um die Übergänge des Trellis der MLSE 54 direkt
zu beschränken,
um sicherzustellen, dass die Ausgabe der erfassten Symbole bei dem
zweiten Durchlauf den neu codierten decodierten Symbolen für Teile
des empfangenen Schlitzes entspricht, der einer codierten Information
einer Fehlerkorrektur entspricht. Direkte Beschränkungen der MLSE 54 können beispielsweise
durch Anlegen von Vorspannungen an das Zweigmaß des Trellis zur Verfügung gestellt
werden, um die Beeinflussung von beschränkenden Übergängen zu bekommen. Alternativ
dazu können,
wie es hierin beschrieben werden wird, die neu codierten decodierten
Symbole beim Aktualisieren der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 verwendet
werden, ohne die MLSE 54 durch eine Verwendung des Modenselektors 56 zu
beschränken,
indem die geeignete Quelle beim Erzeugen von Fehlerwerten zum Aktualisieren
der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 verwendet
wird.
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Gemäß den Lehren
der vorliegenden Erfindung wird ungeachtet des Verfahrens zum Liefern
der decodierten Symbolinformation zu der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 die
rekonstruierte Symbolinformation effektiv als zusätzliche
Pilotsymbole verwendet, um die Synchronisierungssequenz zu ergänzen, die
typischerweise am Anfang eines Schlitzes zum Trainieren der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 zur
Verfügung
gestellt ist. Bei herkömmlichen
Verfolgern ist es vorteilhaft, eine unterschiedliche Gruppe von
Parametern zum Verfolgen zu verwenden, wenn der Verfolger empfangene
Werte entsprechend der anfänglichen
Synchronisierung oder Trainingssymbole, die dem Empfänger bekannt
sind, verarbeitet, und zwar basierend auf dem Kommunikationsprotokoll.
Insbesondere wird zugelassen, dass die Verfolgung eine erhöhte Bandbreite
in dem Sinne hat, dass zugelassen wird, dass die Synchronisierungs-
oder Trainingssymbole die Aktualisierungen mehr als zum Aktualisieren
basierend auf nicht bekannten erfassten Symbolen beeinflusst. Dies
wird allgemein Trainingsmode genannt.
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Die
Information aus den Schätzungen
für ein
decodiertes Symbol gemäß der vorliegenden
Erfindung wird auch zum Steuern einer Antennen- und Kanalverfolgung
verwendet. Das bedeutet, dass der Kanal- und/oder Antennenverfolger über die
Perioden des decodierten Symbols zu einem Pseudo-Trainingsmode umgeschaltet werden können. Die
Bandbreite oder die Verstärkung,
die für
den Pseudo-Trainingsmode eingestellt ist, kann dieselbe wie diejenige
sein, die für
einen herkömmlichen
Trainingsmode verwendet wird, oder kann derart ausgewählt werden,
dass sie eine Zwischenbandbreite hat, die beispielsweise basierend
auf einer weichen Ausgabe vom Decodierer 58 verändert werden
könnte,
wobei die Bandbreite in Abhängigkeit
von dem Vertrauen erhöht
oder erniedrigt wird, dass diesbezüglich angezeigt wird, ob die
Schätzungsausgabe
vom Decodierer 58 tatsächlich
ein "bekanntes" Bit ist. Durch Vorsehen
dieses Pseudo-Trainingsmodes
für sowohl
den Antennenverfolger als auch den Kanalverfolger haben beide Techniken
einen direkten Vorteil von einer Decodiererrückkopplung, zusätzlich zu
einem indirekten Vorteil, wenn sie mit der Verwendung von Techniken
kombiniert sind, die den Trellis der MLSE 54 beschränken, um
eine verbesserte Leistungsfähigkeit
des Empfänger-Basisbandprozessors 20 zur
Verfügung
zu stellen.
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Während die
Erfindung oben für
eine Mehrfachdurchgangs-Demodulation
mit zwei Durchgängen
und unter Bezugnahme auf ein bestimmtes Codierungsformat von ACELP
beschrieben worden ist, ist es zu verstehen, dass die Erfindung
nicht auf solche Ausführungsbeispiele
beschränkt
ist. Die Erfindung kann mit einer Vielfalt von Codierformaten verwendet
werden, die eine fehlerkorrekturcodierte Information enthalten,
die als pseudobekannte Bits zu Zwecken eines Trainings für eine Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit
verwendet und verarbeitet werden kann. Weiterhin ist es, während die
Erfindung derart beschrieben worden ist, dass sie bei sowohl einem
Kanalverfolger als auch einem Antennenverfolger wirkt, zu verstehen,
dass Vorteile durch Anwenden der vorliegenden Erfindung auf entweder
eine Antennenverfolgung oder eine Kanalverfolgung getrennt erhalten
werden können.
Es ist auch zu verstehen, dass, während die obige Beschreibung
primär
auf harte Entscheidungen vorn Decodierer ausgerichtet war, sie gleichermaßen bei
einer Decodiererausgabe einer weichen Entscheidung verwendet werden
kann, die für
variable Bandbreiten von Verstärkungen
basierend auf der Vertrauensebene und die als pseudobekannten Symbole
verwendeten Symbole oder ein Training für eine hohe Bandbreite der
Verfolgungsschaltung sorgt.
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Wie
es von Fachleuten auf diesem Gebiet erkannt werden wird, können die
oben beschriebenen Aspekte der vorliegenden Erfindung in den 1–3 durch
Hardware, Software oder eine Kombination der obigen zur Verfügung gestellt
werden. Obwohl verschiedene Kombinationen aus einem Funktelefon 30 und enthaltenem
Basisbandprozessor 20 als diskrete Komponenten dargestellt
worden sind, können
sie in der Praxis auch auf eine integrierte Weise unter Verwendung
einer Mikrosteuerung implementiert sein, die Eingabe- und Ausgabeanschlüsse enthält und einen
Softwarecode laufen lässt,
und zwar durch gewöhnliche
oder Hybrid-Chips, durch diskrete Komponenten oder durch eine Kombination
der obigen. Beispielsweise kann alles oder einige der Komponenten,
die im Basisbandprozessor 20 dargestellt sind, unter Verwendung
eines Mikroprozessors oder eines Digitalsignalprozessors implementiert
sein, oder durch eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung
(ASIC = application specific integrated circuit). Gleichermaßen können verschiedene
der Operationen des Basisbandprozessors 20, die in den
Figuren bei separaten Blöcken
dargestellt sind, als Code implementiert sein, der auf einem Prozessor
ausführt.
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4 stellt
eine Frame-(Schlitz-)Struktur dar, die bei der vorliegenden Erfindung
verwendet werden kann. Wie es in 4 gesehen
wird, enthält
der Frame einen Synchronisierungsteil 0 bis A, der Trainingssymbole
enthält,
Informationsteile B–C,
F–G und
J–K, die
zu nicht codierter Symbolinformation gehören, und Informationsteile
D–E, H–I und Y–Z, die
zu codierter Symbolinformation gehören. Der Synchronisierungsteil
des Frames ist eine Reihe von vordefinierten Symbolen, und zwar
von 0 bis A in 4, welche für jeden empfangenen Frame dieselben
sind. Der Informationsteil des Frames enthält die im Frame zu übertragende
Information. Wie es von Fachleuten auf dem Gebiet angesichts der
vorliegenden Offenbarung erkannt werden wird, ist die Framestruktur
der 4 lediglich illustrativ, und die vorliegende Erfindung
sollte nicht als auf irgendeine bestimmte Framestruktur beschränkt gedacht
sein, sondern kann mit irgendeiner einer Anzahl von Framestrukturen
verwendet werden, die nicht codierte und codierte Symbolinformation
enthalten.
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Im
Betrieb liefert der Modenselektor 56 während der Synchronisierungsperiode
jedes Frames bekannte Symbole zu der Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32.
Diese Symbole können
beispielsweise in einem Speicher gespeichert werden, und es kann
beispielsweise während
des Synchronisierungsteils eines empfangenen Frames auf sie zugegriffen
werden. Während
des Synchronisierungsteils des empfangenen Frames schätzt die
Schätzeinheit 32 die
Ausbreitungsantwortcharakteristiken unter Verwendung von irgendeiner Anzahl
von wohlbekannten Verfahren einer Kanalschätzung. Beispielsweise kann
eine Fehlerquadrat-(LS = least square)-Schätzeinheit verwendet werden,
die quadrierte Differenz zwischen dem tatsächlich empfangenen Signal und
dem rekonstruierten Signal basierend auf dem bekannten Symbol des
Synchronisierungsteils des Frames minimiert.
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Diese
anfänglichen
Schätzungen,
die durch die LS-Schätzeinheit
erhalten werden, werden als anfängliche
Schätzungen
für den
Kanalverfolger 51 und den Antennenverfolger 52 verwendet.
Weil sich der Kanal sehr schnell ändern kann und eine LS-Schätzeinheit
eine durchschnittliche Kanalparameterschätzung während der Trainingsperiode
zur Verfügung
stellt, ist es typischerweise nicht wünschenswert, diese anfänglichen Schätzungen
(beginnend ab dem ersten Informationssymbol nach der Synchronisierungsperiode
(in 4 als B dargestellt) des Informationsfeldes genau
nach der Synchronisierungssequenz) zum Verfolgen des Kanals zu verwenden.
Statt dessen beginnt der Kanalverfolger 50 der adaptiven
Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 ein Verfolgen
des Kanals ab dem ersten Symbol (in 4 als 0
dargestellt) der Synchronisierungssequenz unter Verwendung der anfänglichen
Schätzungen,
die durch eine Fehlerquadratbestimmung zur Verfügung gestellt sind, und verfolgt
den Kanal bis zu dem letzten Symbol (A) der Synchronisierungssequenz
im Trainingsmode. Die Kanalschätzung
an dieser Stelle (A) ist zuverlässiger
als die durch die Fehlerquadratbestimmung erhaltene durchschnittliche
Kanalschätzung.
Somit wird die Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 während der
Synchronisierungssequenz typischerweise zu einem vernünftigen Wert
konvergieren, und die Schätzungen
am Ende der Trainingsperiode (A) werden den Änderungen im Kanal während des
Trainingsmodes folgen.
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Nach
der Trainingssequenz wechselt der Modenselektor 56 zu einem
entscheidungsgeführten
Mode und liefert die Ausgabe der Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 zum
Kanalverfolger 50 und zum Antenneverfolger 52.
Somit werden beginnend ab dem ersten Symbol (B) der Informationssequenz
genau nach der Trainingssequenz die geschätzten Symbole am Ausgang der
Symbol- oder Sequenz-Schätzeinheit 54 für die Schätzung der
Kanalantwort verwendet. Die Kanalschätzung im entscheidungsgeführten Mode
dauert bis zu dem letzten Symbol (C) der ersten Informationssequenz
an, die mit nicht codierter Symbolinformation verbunden ist.
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Während die
Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 im entscheidungsgeführten Mode
arbeitet, kann sie die Fähigkeit
zum Verfolgen des realen Funkkanals verlieren, und zwar in Abhängigkeit
von der Parameterauswahl. Typischerweise wird ein Verfolgen über dem
Entscheidungsführungsabschnitt
progressiv schlechter. Weiterhin kann die Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 dazu
fähig sein,
der Amplitude des Kanals eng zu folgen, aber die Phase der geschätzten Parameter
könnte
in Bezug auf den tatsächlichen
Kanal verschoben sein. Diese Fehler können sich als nicht richtige
Kanalschätzungen
ausbreiten, was in nicht richtigen Symbolschätzungen resultieren kann, die
weiterhin in nicht richtigen Kanalschätzungen resultieren können.
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Während des
ersten Durchlaufs einer Demodulation eines empfangenen Schlitzes
wird das gesamte des Informationsteils des Schlitzes ungeachtet
dessen, ob es nicht codierte oder codierte Information ist, eher als
erfasst behandelt als als bekannte Information, und zwar durch die
Ausbreitungscharakterisierungs-Schätzeinheit 32 und den
Modenselektor 56. Jedoch werden beim zweiten Durchlauf
einer Demodulation des empfangenen Schlitzes decodierte Informationsteile
als bekannte Bits verarbeitet, wie es oben beschrieben ist. Demgemäß verwendet
der Modenselektor 56 während
des zweiten Durchlaufs Information basierend auf den decodierten
Symbolen von dem ersten Durchlauf zum Aktualisieren des Kanalverfolgers 50 und
des Antennenverfolgers 52 während des entsprechenden codierten
Teils des empfangenen Schlitzes. Der Modenselektor 56 sorgt
weiterhin für
eine Auswahl einer anderen Bandbreite während decodierter Teile. Demgemäß können der
Kanalverfolger 50 und der Antennenverfolger 52 bei
hohen Bandbreiten für
eine verbesserte Verfolgungsfähigkeit
arbeiten, wenn zuvor decodierte Symbolinformation verarbeitet wird,
und bei einer niedrigeren Bandbreite, um eine reduzierte Empfindlichkeit
des Kanalverfolgers und des Antennenverfolgers gegenüber Rauschen
und unrichtigen Symbolentscheidungen während des übrigen Teils des Informationssegments
eines empfangenen Schlitzes zuzulassen.
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Die
vorliegende Erfindung ist oben in Bezug auf eine vereinfachte stochastische
Modellierung der Koeffizienten eines Kanalmodells mit finiter Impulsantwort
(FIR = Finite Impulse Response) und eine Approximation eines Kalman-Prädiktors,
wie er in Lars Lindbom, "Simplified
Kalman Estimation of Fading Mobile Radio Channels: High Performance
at LMS Computational Load",
International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing,
Minneapolis, April 1993, erklärt
ist, beschrieben worden. Jedoch werden Fachleute auf dem Gebiet
erkennen, dass die Erfindung auf irgendeine Art von Verfolgungsalgorithmus
anwendbar ist.
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Ein
spezifischer Verfolger vom Kalman-Typ wird nachfolgend erklärt. Eine
Vereinfachung ist durch die Verwendung von konjugierten der Kanalabgriffe
vorgesehen, die mit den Datensymbolen multipliziert sind, um das
empfangene Signal zu ergeben. Jeder Kanalkoeffizient entsprechend
einer Verzögerung τ ist durch
zwei Zustände
dargestellt, die einen Zustandsvektor x bilden. Das erste Element
dieses Vektors ist der Kanalkoeffizient selbst. Das zweite Element
wird nachfolgend beschrieben werden. Ebenso verwenden die Kanalaktualisierungsgleichungen
für die
Zeit k empfangene Daten zur Zeit k zum Vorhersagen der Kanalkoeffizienten
bei k + 1, d.h. um einen Schritt im Voraus. Mit der MLSE-Entzerrung wird eine
Entscheidungstiefe d zum Entscheiden über vergangene und frühere Symbole
d durch Zurückverfolgen
entlang des besten Zustands zu einer aktuellen Zeit n verwendet.
Der allgemeine Ausdruck zum Aktualisieren des Zustandsvektors für einen
gegebenen Kanalkoeffizienten ist gegeben durch:
X(n – d + 1) = Fx(n – d) + M(τ)sdet(n – d)e·(n – 3) (1)wobei x(k)
der vorhergesagte Zustandsvektor zur Zeit k ist. F ist die Matrix
in Bezug auf vorherige Zustandsschätzungen gegenüber neuen
Zustandsschätzungen,
M ist eine Diagonalmatrix von Schrittgrößen μ
0(τ) und μ
1(τ), s
det(k) ist ein Vektor von erfassten Symbolwerten
(s
det(k), s
det(k – 1), ...)
von der Zeit k zurück,
und e(k) ist die Differenz (der Fehler) zwischen den empfangenen
und den vorhergesagten Daten zur Zeit k, d.h.
wobei c(τ, k), den Kanalkoeffizienten
zur Zeit k für
die Verzögerung τ bezeichnet.
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Der
Kanalverfolger enthält
mehrere Parameter. Eine variable Anzahl von Kanalabgriffen (J) kann
vorgesehen sein. Wenn ein Kanalmodell pro Zustandsverfolger verwendet
wird, dann kann d auf 0 gesetzt werden. Sonst kann d auf die Anzahl
von Abgriffen eingestellt werden. Somit sind die übrigen Parameter,
die zum Implementieren des Verfolgers benötigt werden, F, μ0(τ) und μ1(τ).
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Der
Verfolger moduliert die Kanalabgriffszeitevolution mit einem autoregressiven
Prozess zweiter Ordnung mit Polen bei r
dexp(±jω
d), wobei τ
d der Polradius ist und ω
d der
Winkel ist, der gegeben ist durch:
wobei f
m die
maximale Dopplerfrequenz im Kanal (Hz) ist und f
u die
Kanalverfolgungs-Aktualisierungsrate (normalerweise die Symbolrate)
ist. Es gibt einen dritten Parameter γ(τ), der für jeden Kanalkoeffizienten
unterschiedlich sein kann. Dieser Parameter ist bezogen auf ein
Signal-zu-Rausch-Verhältnis
(SNR = signal to noise ratio) und eine Abgriffsgröße (d.h.
eine Abgriffskoeffizientengröße). Bei
dem beispielhaften autoregressiven Verfolger sind die Zustände gemäß folgendem
definiert:
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Der
Parameter rd wird typischerweise nahe zur
Einheitsmatrix gewählt,
und ωd wird basierend auf der angetroffenen maximalen
Fahrzeuggeschwindigkeit gewählt.
-
Diese
Parameter bestimmen dann die Modellparameter 2-ter Ordnung und die
F-Matrix:
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Die
Schrittgrößen μ0(τ) und μ1(τ) hängen auch
von γ(τ) ab, welches
aus einer Synchronsierungsinformation und einer nominalen Einstellung
von γ bestimmt
wird, und zwar typischerweise eine negative Potenz von 10, wie beispielsweise
10–3.
Nach einer Synchronisierung lässt
man C(τ)
größenbezeichnen,
die auf die quadrierte Größe der Synchronisierungskorrelationswerte
entsprechend den Kanalabgriffsverzögerungen τ bezogen sind. Ebenso lässt man
Cmax den größten dieser Werte entsprechend
dem stärksten
Signalstrahl bezeichnen. Dann sind die Werte γ(τ) bestimmt durch: γ(τ) = f(τ)γ (6)wobei
-
-
Dies
führt zwei
zusätzliche
Parameter ein, nämlich α und β, die jeweils
einen Wert zwischen 0 und 1 haben. Typische Anschlusswerte für α und β für eine digitale
zellulare Systemanwendung sind jeweils 0,08 und 0,17, obwohl eine
flache Fading-Leistung mit Werten von jeweils 1,0 und 0,0 optimiert
werden kann. Wenn die werte γ(τ) einmal
bestimmt sind, werden die Schrittgrößen wie folgt berechnet:
wobei
α0 =
1 + a21 + a22 + γ(τ) σ2d = 1 (9d) -
Somit
hat der oben beschriebene Kanalverfolger 5 spezifische Entwurfsparameter: τd, ωd, γ, α und β. Die Bandbreite
des Verfolgers wird vorherrschend durch ωd und γ bestimmt.
Demgemäß kann jeder
dieser Parameter für
eine Verstärkungseinstellung
gemäß der vorliegenden
Erfindung verwendet werden. Ein Erniedrigen von ωd oder γ reduziert
eine Verstärkung,
um eine niedrigere Bandbreite für
den Kanalverfolger zur Verfügung
zu stellen.
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Es
gibt typischerweise eine Notwendigkeit zum "Extrapolieren" der Kanalkoeffizientenschätzungen
zur Zeit n – d
+ 1 bis zur Zeit n + 1, wenn die nächste Viterbi-Algorithmusiteration
auftreten wird. Allgemein können die
Zustände
für d Schritte
in die Zukunft durch Multiplizieren mit Fd vorhergesagt
werden. Nur die erste Zeile dieser Matrix wird zum Extrapolieren
des ersten Zustands, nämlich
des Kanalkoeffizienten, benötigt.
Beispielsweise ist für
d = 2 die Kanalabgriffsvorhersage gegeben durch: c(τ; n + 1) = [(a21 – a2) – a1]x(τ;
n – 1)
=
(a21 – a2)x0(τ; n – 1) – a1x1(τ; n – 1) (10)
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Für d = 0
ist wie bei dem Kanalmodell pro Zustandsfall eine Vorhersage nicht
nötig.
Die Zustände
für jeden
Kanalabgriff können
unter Verwendung der Synchronisierungskorrelations-(oder Trainings-)Werte
initialisiert werden. Somit würde
der erste Zustand mit der Schätzung
aus einer Synchronisierung initialisiert werden. Der zweite Zustand
würde auf
ein –a2-faches dieses Werts eingestellt werden.
Diese Werte werden dann über
das Synchronisierungsfeld unter Verwendung der Gleichung (1) mit
bekannten Symbolen und von d = 0 "trainiert", anstelle von erfassten Symbolen oder
einem d, das nicht notwendigerweise gleich 0 ist. Kanalverfolger
sind in "Adaptive
MLSE Performance on the DAMPS 1900 Channel", IEEE Translations on Vehicular Technology,
Vol. 46, No. 3, August 1997, S. 634–641 weiter beschrieben.
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Während die
vorliegende Erfindung in Bezug auf Frames und Symbole beschrieben
worden ist, werden diese Ausdrücke
in einem allgemeinen Sinn verwendet. Somit bezieht sich Frame allgemein
auf eine vordefinierte Gruppierung von Symbolen in einer Sequenz.
Ein Symbol bezieht sich allgemein auf eine Informationseinheit,
wie beispielsweise ein Bit oder eine nicht binäres Symbol, wie beispielsweise
ein quaternäres
Symbol, wie es unter Verwendung einer differentiellen Quadratur-Phasenumtastung
(DQPSK = differential quadrature phase shift keying) vorgesehen
ist, wobei ein empfangenes Symbol durch sowohl einen Real-(Amplituden)- als
auch einen Imaginär-(Phasen-)Teil
dargestellt wird.
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Operationen
gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nun weiterhin unter Bezugnahme auf das Ablaufdiagramm
der 5 beschrieben werden. Bei einem Block 100 empfängt der Empfänger 22 ein
moduliertes Signal und puffert typischerweise einen Frame oder ein
Schlitzsegment des empfangenen modulierten Signals. Das empfangene
Signal enthält
ein erstes empfangenes Signal entsprechend codierter Information
und ein zweites empfangenes Signal entsprechend nicht codierter
Information. Die empfangenen Signale können als komplexzahlige Symbole
dargestellt werden, die übertragene
Information von dem modulierten Signal darstellen, wie beispielsweise
demjenigen, das unter Verwendung einer DQSPSK-Modulation zur Verfügung gestellt
ist. Bei einem Block 102 wird die Ausbreitungscharakterisierung
des Kanals, über
welchen das empfangene Signal übertragen
wurde, initialisiert. Diese Initialisierung bei dem Start bzw. Anfang
eines Frames wird typischerweise in Reaktion auf eine Synchronisierungsperiode
des modulierten Signals zur Verfügung
gestellt, wie es in 4 als die Periode 0–A dargestellt
ist.
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Alle
Operationen, wie sie in Bezug auf 5 beschrieben
sind, werden relativ zu einem einzigen empfangenen Signal gezeigt,
aber es ist zu verstehen, dass bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Empfänger
eine Vielzahl von räumlich
versetzten Antennen 16 enthält, von welchen jede eine Ausgabe
eines empfangenen Signals liefert und von welchen jede eine zugehörige Ausbreitungscharakterisierung
hat. Demgemäß enthält eine
Ausbreitungscharakterisierung sowohl eine Kanalverfolgung basierend
auf einer Zeitdispersion des Kanals als auch eine Antennenverfolgung
basierend auf räumlichen
Charakterisierungen von empfangenen Signalen. Jedes dieser zugrunde
liegenden Konzepte ist Fachleuten auf dem Gebiet allgemein bekannt
und muss hierin nicht weiter beschrieben werden.
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In
diesem Zusammenhang kann es bei Systemen mit einer exzessiven Bandbreite
von Vorteil sein, das empfangene Signal mit einer Abtastrate zu
verarbeiten, die höher
als die Symbolrate ist. Beispielsweise hat bei ID-136 ein Senderpuls
typischerweise eine um 35% zu große Bandbreite. Anders ausgedrückt ist
die Symbolrate 24,3 ksymbole/s, während die Bandbreite 32,81
kHz ist. Ein Basisliniendemodulator verarbeitet allgemein das empfangene
Signal bei der Symbolrate, d.h. mit einer Abtastung pro Symbol.
Eine zu große
Bandbreite kann als Form einer Diversity angesehen werden und auf
eine Weise ähnlich
einer Antennendiversity ausgenutzt werden. Insbesondere kann das
empfangene Signal mit einer Rate von zwei Abtastungen pro Symbol
abgetastet werden. Die zwei Abtastungen kann man sich als zwei Antennen
vorstellen, und entsprechend verarbeitet. Beispielsweise kann ein
Anschluss bzw. Endgerät
mit einer einzigen Antenne einen Empfänger mit zwei Abtastungen pro
Symbol verwenden, wobei jede Abtastung derart behandelt wird, als
ob sie von einer anderen Antenne kommt, und kann dadurch die Antennenverfolgungsaspekte
der vorliegenden Erfindung in einem System mit nur einer einzigen
Empfangsantenne verwenden.
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Bei
Systemen mit IRC verarbeitet eine alternative Form einer Verfolgung
den Kanalabgriffsverfolger und den Beeinträchtigungsmatrixverfolger gemeinsam.
Insbesondere kann, wie es im US-Patent Nr. 5,822,380 für Bottomley
beschrieben ist, ein Fehlersignal vom Demodulator durch eine Matrix
verarbeitet werden, die aus der Beeinträchtigungsmatrix abgeleitet
ist, um den Interferenzgehalt im Fehlersignal zu dämpfen. Das
modifizierte Fehlersignal wird dann im Kanalabgriffsverfolger verwendet.
Dieses Verfahren kann Vorlöschung
genannt werden. Eine Vorlöschung
verbessert typischerweise eine Empfängerleistung durch Reduzieren
des Einflusses einer Interferenz auf Kanalabgriffsschätzungen.
Dies verbessert wiederum eine Demodulatorleistung und eine Beeinträchtigungsmatrixverfolgung.
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Eine
Vorlöschung
kann mit der vorliegenden Erfindung kombiniert werden. Die Bandbreite
des Kanalabgriffsverfolgers und des Beeinträchtigungsmatrixverfolgers kann
demgemäß variiert
werden, ob das Symbol bekannt, unbekannt oder neu codiert ist. Eine
aus der Beeinträchtigungsmatrix
abgeleitete Matrix kann zum Verarbeiten des Fehlersignals vor einem
Verwenden von ihm im Kanalabgriffsverfolger verwendet werden.
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Wie
es bei einem Block 104 gezeigt ist, wird das empfangene
Signal während
eines ersten Demodulationsdurchlaufs demoduliert, während der
Kanalverfolger und der Antennenverfolger bei einer Basisbandbreite
aktualisiert werden, die für
Aktualisierungen geeignet ist, und zwar eher basierend auf erfassten
als auf bekannten Symbolen. Bei einem Block 106 werden
die erfassten Symbolschätzungen
von der Schätzeinheit 54 und
dem ersten Durchlauf einer Demodulation durch den Decodierer 58 decodiert,
um decodierte Symbolschätzungen
zu liefern. Bei einem Block 108 wird der empfangene Schlitz
während
einer Demodulation des zweiten Durchlaufs wieder demoduliert. Jedoch
werden ungleich dem ersten Durchlauf einer Demodulation während der
Demodulation des zweiten Durchlaufs die decodierten Symbole vom
Decodierer 58, die zur Verwendung als Schätzung zu
einer geeigneten Form neu codiert sind, die von der Demodulation
des ersten Durchlaufs der codierten empfangenen Signale erzeugt
ist, zurückgeführt und
zum Aktualisieren des Kanalverfolgers 50 und des Antennenverfolgers 52 verwendet.
Demgemäß wird die
Ausbreitungscharakterisierung, einschließlich von sowohl dem Aktualisieren
des Kanalverfolgers 50 als auch der Beeinträchtigungskorrelationsschätzeinheit 52,
bei einer höheren
Bandbreite basierend auf einer Verwendung der pseudobekannten Symbole
von den decodierten Symbolen aktualisiert.
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Während Teilen
einer Demodulation bei dem zweiten Durchlauf, wobei nicht codierte
Information von dem Frame verarbeitet wird, können Operationen basierend
auf der Verwendung von erfassten Symbolen von der Schätzeinheit 54 und
der Basis-Aktualisierungsbandbreite für den Kanalverfolger 50 und
den Antennenverfolger 52 andauern. Alternativ dazu können die
Ausbreitungscharakteristiken interpoliert werden, wie es nachfolgend
weiter beschrieben wird.
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Beim
einem Block 110 werden die decodierten Symbole von dem
zweiten Durchlauf im Decodierer 58 decodiert, wobei die
ausgegebenen decodierten Symbole zur Anwenderschnittstelle 36 geliefert
werden. Wenn zusätzliche
Schlitze empfangen worden sind und zur Verarbeitung bei einem Block 112 bereit
sind, springen Operationen zurück
und werden bei einem Block 100 wieder aufgenommen. Demgemäß sorgt
die vorliegende Erfindung durch die beschriebenen Operationen einer
Demodulation mit zwei Durchläufen
für ein Aktualisieren
der Ausbreitungscharakterisierung bei einer ersten Bandbreite in
Reaktion auf eine Schätzung, die
von dem ersten empfangenen Signal erzeugt ist, entsprechend einem
decodierten Symbol, und einer zweiten Bandbreite, die niedriger
als die erste Bandbreite ist, in Reaktion auf ein zweites empfangenes
Signal entsprechend einem nicht codierten Symbol, das innerhalb
eines empfangenen Schlitzes enthalten ist. Die Bandbreite des Kanalverfolgers
und des Antennenverfolgers können
durch Verstärkungseinstellungen,
wie beispielsweise das obige Beispiel für den autoregressiven Kanalverfolger,
zur Verfügung
gestellt werden.
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Die
vorliegende Erfindung ist in Bezug auf 5 beschrieben
worden, die eine Ablaufdiagrammdarstellung eines Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung ist. Es wird verstanden werden, dass
jeder Block der Ablaufdiagrammdarstellung und Kombinationen von
Blöcken
in der Ablaufdiagrammdarstellung durch Computerprogrammanweisungen
implementiert werden können.
Diese Programmanweisungen können zu
einem Prozessor geliefert werden, um eine Maschine zu erzeugen,
so dass die Anweisungen, die auf dem Prozessor ausführen, Mittel
zum Implementieren der Funktionen erzeugen, die in dem Ablaufdiagrammblock oder
den Ablaufdiagrammblöcken
spezifiziert sind. Die Computerprogrammanweisungen können durch
einen Prozessor ausgeführt
werden, um zu veranlassen, dass eine Reihe von Operationsschritten
durch den Prozessor durchgeführt
wird, um einen computerimplementierten Prozess zu erzeugen, so dass
die Anweisungen, die auf dem Prozessor ausführen, Schritte zum Implementieren
der Funktionen zur Verfügung
stellen, die in dem Ablaufdiagrammblock oder den Ablaufdiagrammblöcken spezifiziert
sind.
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Demgemäß unterstützen Blöcke der
Ablaufdiagrammdarstellungen Kombinationen von Mitteln zum Durchführen der
spezifizierten Funktionen und Kombinationen von Schritten zum Durchführen der
spezifizierten Funktionen. Es wird auch verstanden werden, dass
jeder Block der Ablaufdiagrammdarstellungen und Kombinationen von
Blöcken
in den Ablaufdiagrammdarstellungen bzw. -illustrationen durch hardwarebasierende
Systeme für
einen speziellen Zweck implementiert sein können, die die spezifizierten
Funktionen oder Schritte durchführen
oder Kombinationen aus Hardware für einen speziellen Zweck und
Computeranweisungen.
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Operationen
gemäß der vorliegenden
Erfindung in Bezug auf die Kanalinterpolationsaspekte werden nun
beschrieben werden. Nimmt man zuerst Bezug auf 4,
ist eine Interpolation ein alternativer Ansatz zu einer Verarbeitung
der nicht codierten Informationsteile B–C, F–G, J–K eines empfangenen Schlitzes
während des
zweiten Durchlaufs einer Demodulation. Die Änderungen bezüglich der
Ausbreitungscharakteristiken über den
nicht codierten Informationsteilen werden im Wesentlichen basierend
auf Kanalinformation interpoliert, die in den codierten Teilen D–E, H–I, Y–Z erhalten
wird. Interpolationsoperationen werden unter Bezugnahme auf den
Fall eines DQPSK-modulierten
Signals durch Bezugnahme auf die alternativen Ausführungsbeispiele
der 6 und 7 beschrieben werden.
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Im
Fall einer DQPSK-Modulation ist die bekannte Bitinformation von
den codierten Teilen nur tatsächlich
basierend auf differentiellen Symbolen oder bekannten Phasenänderungen
zwischen übertragenen
Symbolen bekannt. Anders ausgedrückt
ist, während
diese Gruppen von Symbolen darstellen, was als bekannte Bitinformation
aus dem ersten Demodulationsdurchlauf behandelt wird, es tatsächlich nur
die Phasenänderung zwischen
Symbolen und nicht die absolute Phase von jedem, was zuverlässig als
bekannt angesehen werden kann. Folglich könnte bei einer gegebenen Gruppe
von bekannten Symbolen der über
diese Symbole geschätzte
Kanal tatsächlich
ein Kanal mit einem Offset bzw. Versatz von Phasenverschiebungen
bezüglich
der absoluten Phase mit einem Radiant von plus π/2, minus π/2 oder π sein. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird
diese Vieldeutigkeit bezüglich
der absoluten Phase durch die hierin beschriebenen Interpolationstechniken
angepasst.
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Interpolationsoperationen
beginnen bei einer bekannten Sequenz von Symbolen, wie beispielsweise D–E in 4,
während
welcher eine der vier möglichen
absoluten Phasen willkürlich
als die Kanalschätzung ausgewählt werden
kann, die die Kanalphase definiert, wenn die Modulationstechnik
differentiell ist. Jedoch werden zum Verwenden einer interpolierten
Kanalschätzung
für eine
Demodulation der unbekannten Symbole, die dieser bekannten Sequenz
folgen, d.h. für
die Periode F–G,
vier Versionen der interpolierten Kanalschätzung erzeugt, die die vier
möglichen
Kanalschätzungen
bei der nächsten
Gruppe von bekannten Symbolen H–I
darstellen. Die interpolierten Kanalschätzungen können dann zum Demodulieren
der unbekannten Symbole in der Periode F-G zwischen bekannten Gruppen
von Symbolen D–E,
H–I verwendet
werden. Wenn die Demodulation der unbekannten Symbole einmal für das Segment
F–G beendet
ist, werden drei der möglichen vier
Kanalschätzungen,
die beibehalten sind, von H–I
befreit, indem eine einer Vielzahl von Ausbreitungscharakterisierungen
oder Kanalschätzungen
ausgewählt
wird, um bei einem Demodulieren der nicht codierten Symbole verwendet
zu werden. Durch Einengen der Anzahl von Kanalschätzungen
bei der nächsten
Stelle von bekannten Symbolen (H–I) auf 1, kann der Prozess über aufeinander
folgende Gruppen von unbekannten und bekannten Symbolen wiederholt
werden.
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Wie
es in beiden der Ausführungsbeispiele
der 6 und 7 gezeigt ist, wird eine Vielzahl
von Ausbreitungscharakterisierungen entsprechend Phasenverschiebungen
eines Radiants von π/2
für wenigstens
einen Teil einer Demodulation zwischen der ersten Gruppe von Symbolen
entsprechend decodierter Symbole und der zweiten Gruppe von Symbolen
entsprechend decodierter Symbole beibehalten. Wie es bei dem Ausführungsbeispiel
der 6 gezeigt ist, werden die vier separaten Ausbreitungscharakterisierungen
während der
gesamten Periode von unbekannten Symbolen beibehalten. Anders ausgedrückt wird
die Sequenz von unbekannten Symbolen zwischen den Gruppen mit bekanntem
Symbol vier separate Male aus der ersten bekannten Symbolkanalschätzung, die
in 6 als c0 dargestellt ist,
zu jeder der vier möglichen
absoluten Phasenstellen c ^ 1 / 1, c ^ 2 / 1, c ^ 3 / 1, c ^ 4 / 1 basierend auf den bekannten Kanalschätzungen
zur Zeit l, die aus dem bekannten Symbol bestimmt ist, demoduliert.
Eine lineare Interpolation entlang jedem der vier Pfade wird mit
einem Pfad verwendet, der für
jede der vier Modulationen der Sequenz von unbekannten Symbolen
ausgewählt
ist. Die beste Ergebnisübereinstimmung
zur Zeit l wird dann als die geeignete Demodulationssequenzschätzung für die Periode
einer unbekannten Symbolinformation ausgewählt. Die beste Ergebnisbestimmung
könnte
beispielsweise auf einem Auswählen
der Sequenz aus den Vieren basieren, welche das beste Maß liefert,
das aus einem MLSE-Demodulationsalgorithmus
vom Viterbi-Typ resultiert.
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Die
beschriebenen Operationen der vorliegenden Erfindung können derart
verallgemeinert werden, dass sie drei oder mehrere Blöcke von
solchen Synchronisierungssymbolen oder von neu codierten Symbolen enthalten.
Gemäß 4 können OA,
DE und HI gleichzeitig zur Interpolation verwendet werden. Wenn
die absolute Phasenreferenz nicht relevant ist, wird die Phase von
OA als Referenz fixiert. Die Phase von DE hat dann eine Vieldeutigkeit
von 4 möglichen
Vielfachen von π/2,
wie dies auch für
die Phase von HI für
eine Gesamtheit von sechzehn Möglichkeiten
der Fall ist. Daher können
OA, DE und HI zum Erzeugen von sechzehn unterschiedlichen Trajektorien
verwendet werden. Der Demodulator kann dann sechzehn Mal angewendet werden,
und eine einzige Trajektorie kann basierend auf dem Demodulatormaß zurückgehalten
werden. Der Vorteil eines Verwendens von drei oder mehreren Blöcken zur
Interpolation ist eine mögliche
verbesserte Kanalschätzung.
Der Nachteil besteht im Erhöhen
bezüglich
der Anzahl von möglichen
Trajektorien und der entsprechenden Erhöhung bezüglich einer Demodulatornutzung.
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Ein
alternativer Ansatz für
eine Interpolation über
die Periode von nicht codierter Information ist in 7 dargestellt.
Bei dem Ausführungsbeispiel
der 7 arbeitet der Verfolger auf eine Schritt-für-Schritt-Weise
zum Gehen in Richtung zu der tatsächlichen Kanalschätzung zur
Zeit l ab der Schätzung
zur Null 0 (dargestellt als c ^0). Wie in Bezug
auf 6 stellt c ^0 "bekannte" Kanalschätzungen
von der Periode von "bekannter" Information von
einer Rückkopplung
eines decodierten Symbols dar und stellt cl eine richtige
absolute Phase zur Zeit l dar. Unter Verwendung des Ausführungsbeispiels
der 7 wird mit dem Fortschreiten der Modulation über die
unbekannten Bits der Kanal verfolgt, und wird die resultierende
Verfolgerschätzung
des Kanals mit vier möglichen
interpolierten Kanalschätzungen über die
Schrittperiode verglichen. Nach einer ausgewählten Anzahl von Symbolen wird
die beste interpolierte Kanalschätzung
ausgewählt und
geht die Demodulation beginnend ab der Auswahlsequenz für eine weitere
Periode weiter, während
welcher die Vergleicher mit den vier möglichen interpolierten Kanalschätzungen
wiederum ausgeführt
werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel
kann die beste interpolierte Kanalschätzung durch die Verwendung
einer Auswahl der Sequenz zur Verfügung gestellt werden, welche
mit der Kanalverfolgerschätzung
am genauesten übereinstimmt,
und zwar basierend auf einem Kriterium eines minimalen mittleren
Fehlerquadrats. Demgemäß kann unter
Verwendung von einem der dargestellten Ausführungsbeispiele eine Kanalverfolgung über die
nicht codierten Informationsteile eines empfangenen Schlitzes unter
Verwendung decodierter Symbolinformation entsprechend den codierten
Informationsteilen des Schlitzes verbessert werden.
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In
den Zeichnungen und in der Beschreibung sind typische bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der Erfindung offenbart worden, und obwohl spezifische Ausdrücke verwendet
sind, sind sie nur in einem allgemeinen und beschreibenden Sinn
verwendet, und nicht zu Zwecken einer Beschränkung, wobei der Schutzumfang
der Erfindung in den folgenden Ansprüchen aufgezeigt ist.
