DE69621499T2

DE69621499T2 - Kalkulator zur Abschätzung der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolge und Verfahren hierfür

Info

Publication number: DE69621499T2
Application number: DE69621499T
Authority: DE
Inventors: Shiino Haruhiro; Yamaguchi Norio; Naoi Toshimichi
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1995-03-09
Filing date: 1996-02-26
Publication date: 2003-01-23
Anticipated expiration: 2016-02-27
Also published as: DE69621499D1; US5867531A; CA2171406A1; EP0731567A2; EP0731567A3; EP0731567B1; JPH08307283A

Description

TITEL DER ERFINDUNG

Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer und Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzverfahren

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer für einen Equalizer, der die Verzerrung von einem Übertragungsweg für einen digitalen Kommunikationsempfänger kompensiert, und Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzverfahren hierfür.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

In den letzten Jahren ist die digitale mobile Kommunikation aggressiv benutzt worden. Jedoch findet in der mobilen Bodenkommunikation in Folge des Einflusses von vielen Interferenzen von verzögerten Wellen und der Bewegung von mobilen Terminals mit hoher Geschwindigkeit, ein frequenzselektives Fading statt und dadurch sind die empfangenen Signalwellenformen deutlich verzerrt. Infolge dessen sollen die verzerrten Signalwellenformen von Equalizern kompensiert werden.
Die Probleme des Auftretens von frequenzselektivem Fading ist in vielen technischen Veröffentlichungen, so wie J. G. Proakis, F Digital Communications, New York, McGraw- Hill, 1983, Seiten 610-627 (im folgenden als Referenz 1 bezeichnet), B. Sklar, Digital Communications, Prentice Hall, 1988, Seiten 314-338 (im folgenden als Referenz 2 bezeichnet), und J. Hagenauer et al. A Viterbi Algorithm with Soft-Decision Outputs and its Application, Proceedings of Globcom '89, Seiten 47.1.1-47.1-7, 1989 (im folgenden als Referenz 3 bezeichnet) beschrieben.
Eines der effektivsten Equalizingverfahren, um korrekte Übertragungsdaten aus einer Empfangssignalwellenform zu erhalten, die in Folge einer Verzögerungscharakteristik von einem Übertragungspfad, wie zum Beispiel frequenzselektives Fading und Hochgeschwindigkeitsfading, verzerrt ist, ist als eine Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzung bekannt.
Zuerst werden mit Bezug auf Fig. 2 die Strukturen von einem Sender und einem Empfänger, die für die digitale mobile Kommunikation benutzt werden, und deren Signalflüsse kurz beschrieben.
In einem Sender 1 kodiert ein Fehlerkorrekturcodekodiere: 11 die Übertragungsinformationsdaten cm mit einem Fehlerkorrekturcode. Als nächstes konvertiert ein Übertragungslogikcodekodierer 12 die Übertragungsdaten bm, die mit dem Fehlerkorrekturcode kodiert worden sind, in ein Übertragungssymbol an. Ein Übertragungstiefpaßfilter 13 begrenzt das Band des Übertragungssymboles an und erzeugt ein komplexes Übertragungsbasisbandsignal s(t). Als letztes moduliert ein Modulator 14 das komplexe Übertragungsbasisbandsignal s(t) mit einem Träger und sendet das modulierte Signal als ein Signal sc(t).
Das Signal sc(t) wird als ein Signal rc(t) von einem Empfänger 3 über einen Übertragungspfad 2 empfangen.
In dem Empfänger 3 konvertiert ein Demodulator 31 das Signal rc(t) in ein komplexes Basisbandsignal r(t). Ein Empfangstiefpaßfilter 32 begrenzt das Band des komplexen Basisbandsignales r(t) und erzeugt ein komplexes Empfangsbasisbandsignal y(t). Das komplexe Empfangsbasisbandsignal y(t) wird in den Symbolintervallen T abgetastet und dadurch wird ein Abtastwert yn erhalten. Ein Equalizer 33 kompensiert, beeinflußt durch das frequenzselektive Fading, die Charakeristiken des Übertragungspfades und schätzt ein Übertragungssymbol von dem Abtastwert yn ab, um einen geschätzten Wert Ean zu erhalten. Ein Übertragungslogikcodedekodierer 34 konvertiert den geschätzten Wert Ean des Übertragungssymboles in das Übertragungsdatum Ebm. Da das Übertragungsdatum Ebm ein Code ist, der mit dem Fehlerkorrekturcode kodiert worden ist, dekodiert ein Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 das Übertragungsdatum Ebm, um ein Informationsdatum Ecm zu erhalten.
Die Fehlerkorrekturcodekodierung ist ein systematisches Kodierungsverfahren, das einen im Kommunikationspfad stattfindenden Fehler mindert. In der digitalen mobilen Kommunikation werden oft Konvolutionscodes benutzt. Als ein Dekodierungsverfahren für die Konvolutionscodes werden im allgemeinen Viterbi-Algorithmen benutzt.
Der Viterbi-Algorithmus ist ein Dekodierungsverfahren, das eine Maximalwahrscheinlichkeitsdekodierung unter Benutzung einer Wiederholungsstruktur von dem Konvolutionscode wirksam ausführt. In dem Viterbi-Algorithmus werden eine Bit-Reihenfolge von einer Trellis-Tabelle mit einer Empfangsbit-Reihenfolge verglichen. Ein Pfad wird ausgewählt, so daß das Datum mit dem geringsten Fehler dekodiert wird (dieser Pfad wird als der Maximalwahrscheinlichkeits-Pfad bezeichnet). In diesem Sinne wird ein Übertragungssignal geschätzt.
Weil der Viterbi-Algorithmus ein Konvolutionskodierungsverfahren und ein Konvolutionsdekodierungsverfahren ist, der in der Referenz 2 beschrieben ist, wird eine detaillierte Beschreibung weggelassen.
Der Viterbi-Algorithmus wird meistens in die Kategorien Hard-Decision und Soft- Decision eingeteilt. Die Hard-Decision des Viterbi-Algorithmus behandelt ein Eingangssignal als die zwei Werte "1" und "0". Andererseits behandelt die Soft-Decision des Viterbi- Algorithmus ein Eingangssignal als "1", "0", und als einen dazwischen liegenden Wert davon. Weil die Soft-Decision des Viterbi-Algorithmus eine Entscheidung auf vielen Werten durchführt, liefert sie bessere Charakteristiken als die Hard-Decision.
Wenn eine Empfangssignalreihenfolge yN = { y&sub1;, y&sub2;, yN} in einem bestimmten endlichen Bereich erhalten wird, dann schätzt der Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer, der als Equalizer 33 benutzt wird, eine Übertragangssymbolreihenfolge aN = {a&sub1;, a&sub2;, ...., aN} mit der höchsten Wahrscheinlichkeit (Wahrscheinlichkeit), mit der yN mit einer bekannten Impulsantwort h(t) des Übertragungspfades ausgeführt wird.
Als Algorithmus für die Maximalwahrscheinlichkeits-Schätzung wird im allgemeinen der Viterbi-Algorithmus benutzt. In dem Viterbi-Algorithmus variiert jedoch die Zahl der Zustände und die Zahl der Zweige in Abhängigkeit von dem jeweiligen Modulationsverfahren, im Gegensatz zu der Demodulation des Konvolutionscodes.
Im Fall des Konvolutionscodes ist die Zahl der Zustände 2K-1. In jedem Zustand zu einer bestimmten Zeit gibt es zwei Zweige, die in einem Zustand bei einer Zeit, die um eine Zeiteinheit vor der bestimmten Zeit liegt, eintreten können. Andererseits, im Fall der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzung, angenommen, daß es M Übertragungssymbole gibt, ist die Zahl der Zustände MK-1 und die Zahl der Zweige M (wobei K als eine Restriktionslänge bezeichnet wird). Im Falle des Konvolutionscodes ist K die Länge des Kodierers. Im Falle der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzung ist K die Länge einer Impulsantwort von einem Übertragungspfad.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur von einem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer zeigt, der als ein konventioneller Equalizier 33 benutzt wird. Der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer ist aus einer Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit 331 und einem Übertragungspfadschätzer 332 zusammen gesetzt.
Der Übertragungspfadschätzer 332 gibt eine Impulsantwort von einem Übertragungspfad 2 an die Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit 331 aus. Weil die Impulsantwort des Übertragungspfades 2 tatsächlich nicht bekannt ist, schätzt der Übertragungspfadschätzer 332 die Impulsantwort mit einem Empfangssignal yn, einem bekannten Übertragungssignal, das eine synchrone Abfolge davon ist und einem geschätzten Übertragungssymbol Ea" oder einem Empfangssignal yn und einem geschätzten Übertragungssymbol Ean entsprechend wie bei einem adaptiven Algorithmus.
Die Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit 331 schätzt ein Übertragungssymbol mit dem Empfangssignal yn und der Impulsantwort {Ehk} (wobei k = 0, 1, ..., K), die entsprechend zu dem Viterbi-Algorithmus von dem Übertragungspfadschätzer 332 geschätzt wird.
Der Übertragungslogikcodedekodierer 34 konvertiert das Übertragungssymbol Ean, das durch den Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer geschätzt wird, welcher der Equalizer 33 ist, in einen geschätzten Wert Ebm der Übertragungsdaten und gibt den geschätzten Wert Ebm an den Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 ein. Das Übertragungssymbol Ean, das durch den Equalizer 33 geschätzt wird, ist eines von M, das von einem Modulationsverfahren abhängt. Folglich ist das Übertragungsdatum Ebm, das durch den Übertragungslogikcodedekodierer 34 dekodiert wird, "1" oder "0" (nämlich einen Hard-Decision-Wert). Weil das Übertragungsdatum Ebm ein Wert einer Hard-Decision ist, führt der Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 einen Dekodierungsprozeß entsprechend zu der Hard-Decision Entscheidung des Viterbi-Algorithmus aus.
Wie oben beschrieben ist, werden die Verarbeitungsschritte danach deshalb von einem Hard-Decisinon-Viterbi-Algorithmus ausgeführt, weil die Ausgangsdaten des Equalizers 33 Hard-Decision-Werte sind. Das Ausgangsdatum des Equalizers 33 ist jedoch vorzugsweise ein Soft-Decision-Wert, weil, wie dies oben beschrieben ist, in dem Viterbi-Algorithmus des Konvolutionscodes, die Soft-Decision bessere Charakteristiken als die Hard-Decision liefert.
Die Referenz 3 beschreibt einen Viterbi-Algorithmus, der sowohl einen Hard- Decision-Wert als auch einen Soft-Decision-Wert zur selben Zeit ausgibt.
Jedoch wird in dem in Referenz 3 vorgeschlagenen konventionellen Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer für einen Soft-Decision-Typ angenommen, daß ein Symbol mit einem Bit übereinstimmt.
Mit anderen Worten, in dem in Referenz 3 offenbarten Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer analysiert er, wenn der Viterbi-Algorithmus einen bestimmten Pfad auswählt, die Korrektheit, ob die Auswahl korrekt ist oder nicht, als eine Funktion von Δ = M(2) - M(1), wo M(1) ein Pfad ist, der metrisch ist zu einem ausgewählten Pfad und M(2) ein Pfad ist, der metrisch ist zu einem nicht ausgewählten Pfad. Wie es klar aus dem Analyseverfahren hervorgeht, kann der Soft-Decision-Typ eines Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzers, der in der Referenz 3 offenbart ist, nur dann benutzt werden, wenn die Zahl der Zweige zwei ist. Folglich kann der Soft-Decision-Typ des Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzers nur für ein Modulationsverfahren benutzt werden, bei dem ein Bit mit einem Symbol übertragen wird.
Im Falle einer π/4-Schiebedifferenztyp-Phasenmodulation (DQPSK) oder dergleichen, sollte, weil der Hard-Decision-Ausgabetyp des Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzers benutzt wird, ein Fehlerkorrekturcodedekodierer im Anschluß daran den Hard-Decision- Viterbi-Algorithmus benutzen. Folglich können die Charakteristiken des im Fehlerkorrekturcodedekoders benutzten Viterbi-Algorithmus vollständig ausgeführt werden.
Es ist die Aufgabe der Erfindung, den Schätzer nach dem Stand der Technik in Bezug auf das oben beschriebene Problem zu verbessern.
Um die Aufgabe zu erfüllen, umfassen der Equalizer der Erfindung und das Verfahren der Erfindung die Merkmale der Ansprüche 1, 7, 14 bzw. 19. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die vorliegende Erfindung wird im Licht der folgenden detallierten Beschreibung der besten Moden von Ausführungsbeispielen davon, wie dies in den beleitenden Zeichnungen dargestellt ist, klar werden.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur von einem herkömmlichen Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer darstellt, der als ein Equalizer 33 benutzt wird;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das die Strukturen von einem herkömmlichen Sender und einem herkömmlichen Empfänger zeigt, die für eine digitale mobile Kommunikation und den Signalflüssen davon benutzt werden;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur von einem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das eine detaillierte Struktur von einer Soft-Decision- Wert-Konvertierungseinheit 334 entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das die Strukturen von einem Sender und einem Empfänger zeigt, die für eine digitale mobile Kommunikation und Signalflüssen davon benutzt werden, in dem Fall, daß der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel als der Equalizer 33a benutzt wird;
Fig. 6(a) und 6(b) sind schematische Diagramme, welche die Simulationsergebnisse von Bitfehlerraten zeigen für den Fall, daß das erste Ausführungsbeispiel auf eine π/4- Schiebedifferenztypphasenmodulation (DQPSK) angewandt wird;
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur von einem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend zu einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm zur Definition der Beziehung einer phasenrotierenden Richtung auf eine Phasenfläche und den Codes;
Fig. 9(a), 9(b), 9(c) und 9(d) sind schematische Diagramme zur Definition einer Konvertierungsfunktion von geschätzten Fehlern und der Zuverlässigkeit davon; und
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur von einem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzers entsprechend zu einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
Als nächstes wird mit Bezug auf die Fig. 3, 4 und S ein Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend zu einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Als erstes werden mit Bezug auf Fig. 5 die Strukturen von einem Sender und einem Empfänger für eine digitale mobile Kommunikation und den Signalflüssen davon, für den Fall, daß ein Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel als ein Equalizer 33a benutzt wird, beschrieben werden. In Fig. 5 sind ähnliche Teile zu denen von Fig. 2 durch ähnliche Referenzzahlen bezeichnet.
Wie aus dem Stand der Technik bekannt, kodiert ein Fehlerkorrekturcodekodierer 11 in einem Sender 1 das Übertragungsinformationsdatum cm mit einem Fehlerkorrekturcode. Ein Übertragungslogikcodekodierer 12 konvertiert das Übertragungsdatum bm, das mit dem Fehlerkorrekturcode kodiert worden ist, in ein Übertragungssymbol an. Ein Übertragungstiefpaßfilter 13 begrenzt das Band des Übertragungssymboles an und erzeugt ein komplexes Übertragungsbasisbandsignal s(t). Ein Modulator 14 moduliert das komplexe Übertragungsbasisbandsignal s(t) und sendet das modulierte Signal als ein Signal sc(t).
Das Signal sc(t) wird als ein Signal rc(t) von einem Empfänger 3a über einen Übertragungspfad 2 empfangen.
Ein Demodulator 31 in dem Empfänger 3a konvertiert das Signal rc(t) in ein komplexes Basisbandsignal r(t). Ein Empfangstiefpaßfilter 32 begrenzt das Band des komplexen Basisbandsignals r(t) und erzeugt ein komplexes Empfangsbasisbandsignal y(t). Das komplexe Empfangsbasisbandsignal y(t) wird zu den Symbolintervallen T abgetastet, und dadurch wird ein Abtastwert yn erhalten.
Der Equalizer 33a kompensiert die Verzerrung einer Charakteristik des durch ein frequenzselektives Fading beeinflußten Übertragungspfades und schätzt ein Übertragungsymbol Ean von dem Abtastwert yn. Das Übertragungssymbol Ean wird an einen Übertragungslogikcodedekodierer 34 gesendet. Der Übertragungslogikcodedekodierer 34 konvertiert das Übertragungssymbol Ean in Hard-Decision-Daten Ebm mit einem Wert "1" oder "0" und sendet die Hard-Decision-Daten Ebm an den Equalizer 33a zurück.
Der Equalizer 33a benutzt ein Hüllkurvenniveau des Empfangssignals yn als einen ermittelten Wert der Qualität des Übertragungspfades, konvertiert das Hüllkurvenniveau entsprechend in den Wert "1" oder "0" der Hard-Decision-Daten Ebm, die von dem Übertragungslogikcodekodierer 34 empfangen worden sind, um, und sendet das konvertierte Signal als Soft-Decision-Daten qm an einen Fehlerkorrekturcodedekodierer 35a.
Der Fehlerkorrekturcodedekodierer 35a dekodiert die eingegebenenen Soft-Decision- Ausgabedaten qm entsprechend der Soft-Decision des Viterbi-Algorithmus und erhält die Informationsdaten Ecm.
Wie beim herkömmlichen Equalizer 33, wenn eine Empfangssignalabfolge YN = {y&sub1;, y&sub2;, ..., yN} in einem bestimmten endlichen Bereich erhalten wird, schätzt der als der Equalizer 33a benutzte Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer eine Übertragungssymbolabfolge aN = {a&sub1;. a&sub2;, ..., aN}, die die größte Wahrscheinlichkeit (Wahrscheinlichkeit) hat, mit der yN mit einer bekannten Impulsantwort h(t) des Übertragungspfades ausgeführt zu werden. Der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer benutzt den Viterbi-Algorithmus als einen Maximalwahrscheinlichkeits-Schätzalgorithmus. Die Equalizer 33 und 33a unterscheiden sich stark voneinander, indem der Equalizer 33 nur die Hard-Decision-Daten Ebm und der Equalizer 33a schließlich die Soft-Decision-Daten qm ausgibt.
Der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel kann die Soft-Decision-Wert-Ausgabedaten qm entsprechend der folgenden Theorie ausgeben.
Wenn das Rauschen des Empfängers konstant ist, dann ist das Niveau des Empfangssignals proportional zu dem Signal zum Rauschverhältnis des Signals. Wenn das Niveau des Empfangssignals groß ist, dann ist auch das Signal-Rauschverhältnis des Signales auch groß. Folglich ist die Genauigkeit der Impulsantwort des Übertragungspfades, die durch die Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzmittel geschätzt wird, hoch. Entsprechend kann ein Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzmittel das Empfangssignal korrekt identifizieren und eine Übertragungsymbolabfolge schätzen. Wenn jedoch das Niveau des Empfangssignales niedrig ist, dann ist auch das Signal-Rauschverhältnis klein. Folglich ist die Genauigkeit des durch die Übertragungspfadschätzeinrichtungen gesetzte Impulsantwort des Übertragungspfades niedrig. Deshalb kann zusätzlich zur Verschlechterung der Leistung zur Fehlerkorrektur in Folge der Erniedrigung des Signal zum Rauschverhältnisses des Signales die Übertragungssymbolabfolge durch die Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzmittel nicht korrekt geschätzt werden. Folglich kann das geschätzte Übertragungsdatum, das entsprechend der nicht korrekt geschätzten Übertragungssymbolabfolge dekodiert worden ist, nicht korrekt sein.
Mit anderen Worten scheint es, daß die Korrektheit des geschätzten Übertragungsdatums, das von dem Übertragungslogikcodedekodierer ausgegeben wird, eine Korrelation mit dem Niveau des Empfangssignals hat.
Folglich wird das Niveau des Empfangssignals als Hüllkurvenniveau des Empfangssignales behandelt. Wenn das Hüllkurvenniveau groß ist, dann wird der bestimmte Wert relativ stark gewichtet. Im Gegensatz dazu wird der bestimmte Wert relativ gering gewichtet, wenn das Hüllkurvenniveau klein ist. Folglich kann der Soft-Decision-Wert erhalten werden.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur von einem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer zeigt, der als der Equalizer 33 eingesetzt wird. In Fig. 3 werden ähnliche Teile zu denen in Fig. 1 mit ähnlichen Referenzzahlen bezeichnet.
Der in Fig. 3 gezeigte Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer ist mit diskreten Schaltungen aufgebaut, die sich aus in großem Maße integrierten Schaltungen (LSI) oder dergleichen oder einem durch einen Prozessor ausgeführten Programm zusammensetzen. Der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer ist aus funktionellen Blöcken einer Viterbi- Algorithmus-Verarbeitungseinheit 331, einem Übertragungspfadschätzer 332, einem Hüllkurvendetektor 333 und einer Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 zusammengesetzt. Wenn der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer als der Equalizer 33a arbeitet, dann wird ein Empfangssignal yn, das von einem Übertragungspfad 2 eingegeben wird, in der folgenden Art und Weise dekodiert.
Das Empfangssignal yn wird in den Übertragungspfadschätzer 332, die Viterbi- Algorithmus-Verarbeitungseinheit 331 und den Hüllkurvendetektor 333, der eine Übertragungspfad-Qualitätsbestimmungseinrichtung ist, eingegeben.
Der Übertragungspfadschätzer 332 schätzt eine Impulsantwort des Übertragungspfades 2 mit dem Empfangssignal yn ab, und ein Übertragungssymbol Ean, das durch die Viterbi- Algorithmus-Verarbeitungseinheit 331 entsprechend zu dem LMS (Least Mean Square) adaptiven Algorithmus oder dergleichen geschätzt wird, und sendet das Ergebnis als eine neue geschätzte Impulsantwort {Ehk} (wo k = 1, 0, ....., K) an die Viterbi-Algorithmus- Verarbeitungseinheit 331.
Die Viterbi-Algorithmus-Verarbeitungseinheit 331 schätzt ein Übertragungssymbol Ean mit dem Empfangssignal yn und der geschätzten Impulsantwort {Ehk} (wo k = 0, 1, ..., K) entsprechend zu dem Viterbi-Algorithmus ab und sendet das geschätzte Symbol Ean an den Übertragungspfadschätzer 332 und den Übertragungslogikcodedekodierer 34.
Das Übertragungssymbol Ean ist eines von M, das von efnem Modulationsverfahren abhängt. Wie oben beschrieben konvertiert der Übertragungslogikcodedekodierer 34 das Übertragungssymbol Ean in Hard-Decision-Daten Ebm mit einem Wert von "1" oder "0" und sendet die Hard-Decision-Daten Ebm an die Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334.
Andererseits detektiert der Hüllkurvendetektor 33 ein Hüllkurvenniveau pn des eingegebenen Empfangssignals yn entsprechend zu einer Tiefpaßfilterberechnung, die einen IIR- Filter (Infinite Impulse Response), wie durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt ist, verwendet.
pn = (1 - δ)Pn-1 + δ· yn ² ...(1)
wo δ (0 < δ < 1) ein Koeffizient ist, der mit der Dopplerfrequenz und den Symbolintervallen korrespondiert.
Das Hüllkurvenniveau pn, das durch die Filterberechnung detektiert wird, welche durch die Gleichung (1) ausgedrückt wird, wird an die Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 gesendet.
Die Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 konvertiert das Hüllkurvenniveau pn entsprechend zu dem Wert "1" oder "0" der eingegebenen Hard-Decision-Daten Ebm und erhält die Hard-Decision-Ausgabedaten qm.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das eine detaillierte Struktur der Soft-Decision-Wert- Konvertierungseinheit 334 darstellt. Die in Fig. 4 dargestellte Soft-Decision-Wert- Konvertierungseinheit 334 ist aus einer Multipliziereinrichtung 334a1, einer Addiereinrichtung 334b, einer Multipliziereinrichtung 334a2 und einer Quantisierungseinrichtung 334c zusammen gesetzt, wobei alle Einrichtungen seriell miteinander verbunden sind. Die Multipliziereinrichtung 334a1 multipliziert die Hard-Decision-Daten Ebm, die an die Soft-Decision- Wert-Konvertierungseinheit 334 durch "-2α" eingegeben werden. Die Addiereinrichtung 334b addiert das Ausgabedatum der Multipliziereinrichtung 334a1 mit "α". Die Multipliziereinrichtung 334a2 multipliziert das Ausgabedatum der Addiereinrichtung 334b mit dem Hüllkurvenniveau pn. Die Quantisierungseinrichtung quantisiert das Ausgabedatum der Multipliziereinrichtung 334a2.
Da der Wert der Hard-Decision-Daten Ebm entweder "0" oder "1" ist, wird mit der in Fig. 4 gezeigten Struktur das Hüllkurvenniveau pn, das von dem Hüllkurvendetektor 333 detektiert wird, in die entsprechenden Werte "0" oder "1" der Hard-Decision-Daten Ebm konvertiert, die an den Übertragungslogikcodedekodierer 34 ausgegeben werden.
Wenn Ebm = 0, qm = Q [+α · pn]
Wenn Ebm = 1, qm = Q [-α · pn]
Der konvertierte Wert des Hüllkurvenniveaus pn wird als Soft-Decision-Wert- Ausgabedaten qm an den Fehlerkorrekturcodedekodierer 35a gesendet. Der Fehlerkorrekturcodedekodierer 35a dekodiert die Soft-Decision-Wert-Ausgabedaten qm entsprechend dem Soft-Decision-Viterbi-Algorithmus. In den oben beschriebenen Ausdrücken ist α ein Konversionskoeffizient, der von dem dynamischen Bereich des Aufbaus abhängt, und Q [ ] ist ein Quantisierer.
Selbst wenn die Werte der Hard-Decision-Daten Ebm, die von dem Übertragungslogikcodedekodierer 34 ausgegeben werden, dieselben sind, abhängig von dem Hüllkurvenniveau pn, variieren die Werte der Soft-Decision-Wert-Ausgabedaten qm, die von der Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 ausgegeben werden.
In einem Modulationssystem, bei dem M Bits mit einem Symbol gesendet werden, wird ein Soft-Decision-Wert mit dem selben Hüllkurvenniveau für jedes Symbol konvertiert. Obwohl die absoluten Werte der M Soft-Decision-Werte, die von einem Empfangssignal dekodiert werden, für ein Symbol die Selben sind, variieren folglich die Zeichen davon in Abhängigkeit von den Hard-Decision-Werten.
Dies liegt daran, dass das Niveau des Empfangssignales Yn sowohl die Schätzung der Impulsantwort {Ehk} des Übertragungspfades, die durch den Übertragungspfadschätzer 332 geschätzt wird, als auch die Genauigkeit des Übertragungssymbols Ean, die durch die Viterbi- Algorithmusverarbeitungseinheit 331 geschätzt wird, beeinflußt. Wenn das Rauschen des Empfängers konstant ist, dann ist das Niveau des Empfangssignals proportional zu dem Signal-Rauschverhältnis des Signals. Wenn das Niveau des Empfangssignals yn groß ist, dann ist auch das Signal-Rauschverhältnis des Signals groß. Folglich ist die Genauigkeit der Impulsantwort {Ehk} des Übertragungspfades, die durch den Übertragungspfadschätzer 332 geschützt wird, hoch. Deshalb kann die Viterbi-Algorithmus-Verarbeitungseinheit 331 das Empfangssignal Yn korrekt identifizieren und das Übertragungssymbol Ean schätzen. Wenn das Niveau des Empfangssignals Yn jedoch niedrig ist, dann ist das Signal-Rauschverhältnis auch klein. Folglich ist die Genauigkeit der Impulsantwort {Ehk} des Übertragungspfads, die durch den Übertragungspfadschätzer 332 geschätzt wird, niedrig. Deshalb kann zusätzlich zur Verschlechterung der Fehlerkorrekturleistung, infolge der Verringerung des Signal zu Rauschverhälnisses des Signals das Übertragungssymbol Ean nicht korrekt durch die Algorithmus- Verarbeitungseinheit 331 geschätzt werden. Folglich können die Übertragungsdaten Ebm, die einen Wert von "0" oder "1" haben und die von dem Übertragungslogikcodedekodierer 34 dekodiert werden, entsprechend zu dem nicht korrekten Übertragungssymbol Ean nicht korrekt sein.
Mit anderen Worten, es scheint so, dass die Korrektheit der Übertragungsdaten Ebm, die von dem Übertragungslogikcodedekodierer 34 ausgegeben werden, von dem Niveau des Empfangssignals yn abhängt.
Folglich wird das Niveau des Empfangssignals yn als das Hüllkurvenniveau pn des Empfangssignals yn behandelt. Wenn das Hüllkurvenniveau pn groß ist, dann wird der bestimmte Wert relativ stark gerichtet. Im Gegensatz dazu wird der bestimmte Wert relativ gering gewichtet wenn das Hüllkurvenniveau pn klein ist. Folglich kann der Soft-Decision-Wert erhalten werden.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm entsprechend zu einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der in Fig. 7 dargestellte Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer ist zusammengesetzt aus der in Fig. 1 gezeigten Struktur, einer Soft- Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 und einem Phasenfehlerextrahierer 335, das ein Übertragungspfad Qualitätsbewertungsmittel ist. Die Struktur des Übertragungslogikcodedekodierers 34 ist die Selbe wie die in Fig. 1 dargestellte Struktur des Transmissionslogikcodedekodierers 34. Entsprechend dem zweiten Ausführungsbeispiel werden Soft- Decision-Wert-Ausgabedaten qm anstatt dem Hard-Decision Wert Ebm an den in Fig. 2 dargestellten Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 eingegeben.
Der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend dem zweiten Ausführungsbeispiel kann Soft-Decicion-Wert-Ausgebedaten qm entsprechend zu der folgenden Theorie ausgeben.
Wenn der geschätzte Fehler groß ist, dann wird die Genauigkeit der Impulsantwort des Übertragungspfads, die durch die Übertragungspfadschätzmittel geschätzt wird, verschlechtert. Folglich wird die Leistung zur Fehlerkorrektur der Übertragungssymbolabfolge, die durch die Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzmittel geschätzt wird, verschlechtert. Deshalb können die geschätzten Übertragungsdaten, die entsprechend zu der nicht korrekt geschätzten Übertragungssymbolabfolge dekodiert werden, falsch sein.
Mit anderen Worten, es scheint so, dass die Korrektheit der geschätzten Übertragungsdaten, die von dem Übertragungslogikcodedekodierer ausgegeben werden eine Korrelation mit dem geschätzten Fehler haben. Folglich wird, wenn der geschätzte Fehler groß ist, der bestimmte Wert relativ gering gewichtet. Im Gegensatz dazu wird der bestimmte Wert relativ stark gewichtet wenn der geschätzte Fehler klein ist. Deshalb kann der Soft-Decision-Wert erhalten werden.
Als nächstes wird die Arbeitsweise des zweiten Ausführungsbeispiels beschrieben.
Als erstes wird ein Übertragungssymbol, das gleichwertig zu einem herkömmlichen Hard-Decision-Wert ist, geschätzt.
Wenn ein Empfangssignal yn in eine Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit 331 eingegeben wird, dann schätzt es ein Übertragungssymbol mit einem geschätzten Wert {Ehk} (wo k = 0, ..., K) von einer Impulsantwort eines Übertragungspfads, die von einem Übertragungspfadschätzer 332 entsprechend zu dem Viterbi-Algorithmus geschätzt wird.
Ein Übertragungspfadschätzer 332 schätzt eine Impulsantwort des Übertragungspfads mit dem Empfangssignal yn und dem Übertragungssymbol Ean, das durch die Viterbi- Algorithmusverarbeitungseinheit entsprechend zu einem adaptiven Algorithmus, so wie einem LMS Algorithmus, geschätzt wird, und gibt den geschätzten Wert der Impulsantwort an die Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit 331 aus. Ein Übertragungslogikcodedekodierer 34 konvertiert den geschätzten Wert Ean des Übertragungssymbols in ein Hard-Decision-Daten Ebm mit einem Wert von "1" oder "0".
Andererseits detektiert ein Phasenfehlerextrahierer 335 eine Phasenkomponente von einem geschätzten Fehler en des Übertragungspfads, nämlich einen geschätzten Phasenfehler θn. Der geschätzte Phasenfehler θ kann zum Beispiel mit der tan&supmin;¹ Funktion erhalten werden.
Eine Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 gibt einen konvertierten Wert des geschätzten Phasenfehlers θn eintsprechend den Werten "1" oder "0" der Hard-Decision- Daten Ebm, die von dem Übertragungslogikcodedekodierer 34 ausgegeben werden, an einen Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 aus.
Als nächstes wird als ein Beispiel für ein Modulationsverfahren, bei dem M Bits mit einem Symbol übertragen werden, das QPSM Verfahren beschrieben.
In dem QPSK Verfahren werden 2 Bits mit einem Symbol übertragen. Angenommen, dass die 2 Bits bezeichnet werden durch (bm_i, bm_q), dann kann das Verhältnis zwischen Symbolen in der Phasenebene und den Sätzen von 2 Bits wie in Fig. 8 gezeigt definiert werden.
In dem Verhältnis zwischen der phasenrotierenden Richtung auf der Phasenebene und den Codes ist die Rotation in Gegenuhrzeigerrichtung als die Vorwärtsrichtung definiert und die Rotation in Uhrzeigerrichtung ist als die Rückwärtsrichtung definiert. In diesem Fall sind die Soft-Decision-Werte qm_i von Ebm_i und die Soft-Decision-Werte qm_q von Ebm_q wie folgt gegeben.
If Ebm_i = 0, qm_i = Q[+f_i(θn, Ebm_i, Ebm_q)]
If Ebm_i = 1, qm_i = Q[-f_i(θn, Ebm_i, Ebm_q)]
If Ebm_q = 0, qm_q = Q[+f_q(θn, Ebm_i, Ebm_q)]
If Ebm_q = 1, qm_q = Q[-f_q(θn, Ebm_i, Ebm_q)]
Wo Q [.] ein Quantisierer ist f(θn, Ebm_i, Ebm_q) eine Konvertierungsfunktion von einem geschätzten Phasenfehler und einer Zuverlässigkeit davon ist. Die Konvertierungsfunktion ist wie folgt (siehe die Fig. 9(a) bis 9(d)) definiert.
In dem Fall von (Ebm_i = 0 und Ebm_q = 0) oder (Ebm_i = 1 und Ebm_q = 1) 0(θn < -π/2) cos(θn) (-π/2 ≤ θn < 0)
f_i(θn, Ebm_i, Ebm_q) = 1(0 ≤ θn < π/2) cos(θn - π/2)(π/2 ≤ θn < π) 0(π ≤ θn)
0(θn < π) cos(θn + π/2)(-π ≤ θn < -π/2) f_q(θn, Ebm_i, Ebm_q) = 1(-π/2 < θn < 0) cos(θn)(0 ≤ θn < π/2) 0(π/2 ≤ θn)
Im Falle von (Ebm_i = 0 und Ebm_q = 0) oder (Ebm_i = 1 und Ebm_q = 1)
0(θn < -π) cos(θn + π/2) (-π ≤ θn < -π/2) f_i(θn, Ebm_i, Ebm_q) = 1(-π/2 ≤ θn < 0) cos(θn)(0 ≤ θn < π/2) 0(π/2 ≤ θn)
0(θn < -π/2) cos(θn)(-π/2 ≤ θn < 0) f_q(θn, Ebm_i, Ebm_q) = 1(0 ≤ θn < π/2) cos(θn, -π/2)(π/2 ≤ θn < π) 0(π ≤ θn)
Zusätzlich kann die vorliegende Erfindung auch auf eine Phasenmodellation angewandt werden, bei der ein Symbol einem Bit entspricht.
In diesem Fall werden die Umsetzungen der Soft-Decision-Wert-Daten wie folgt ausgeführt.
If Ebm = 0, qm, = Q[+f(θn)]
If Ebm = 1, qm, = Q[-f(θn)]
Wo Q [.] ein Quantisierer ist und f(θn) eine Konvertierungsfunktion von einem geschätzten Phasenfehler θn und eine Zuverlässigkeit davon ist. Die Konvertierungsfunktion ist zum Beispiel:
f(θn) = cos(θn) where θn < π/2
Wie oben beschrieben, hat der maximale Wahrscheinlichtkeitsabfolgeschätzer entsprechend zu dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einen Phasenfehlerextrahierer, der einen Phasenfehler entsprechend zu einem geschätzten Fehler von einem Übertragungspfadschätzer extrahiert. Ein Phasenfehler, der von dem Phasenfehler extrahiert ist, wird entsprechend zu einem Hard-Decision-Wert konvertiert und als ein Soft-Decision- Wert ausgegeben. Folglich können Soft-Decision-Ausgabedaten erhalten werden.
Deshalb kann in einem Moderationsverfahren, an dem viele Bits mit einem Symbol übertragen werden, der Soft-Decision-Viterbi-Algorithmus in einem Fehlerkorrekturcodedekodierer benutzt werden, der in der Signalflußrichtung nach dem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer angebracht ist. Folglich kann die Fehlerrate der Daten, die mit dem Fehlerkorrekturcode dekodiert worden sind, reduziert werden.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das einen Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer entsprechend zu einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegende Erfindung zeigt. Der in Fig. 10 dargestellte Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer besteht aus dem in Fig. 1 dargestellten herkömmlichen Maximalwalirscheinlichkeits- Abfolgeschätzer, einem Phasenfehlerextrahierer 335, einem Hüllkurvendetektor 333 und einer Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334. Die Struktur des in Fig. 10 dargestellten Übertragungslogikcodedocodierers 34 ist die selbe wie die Struktur des in Fig. 1 dargestellten Übertragungslogikcodedocodierers 34. In dem dritten Ausführungsbeispiel werden die Soft-Decision-Wert-Ausgabedaten qm anstatt dem Hard-Decision-Wert Ebm in den in Fig. 2 dargestellten Fehlerkorrekturcodedekodierer eingegeben.
Die Struktur des dritten Ausführungsbeispiels ist zusammengesetzt aus der Struktur des zweiten Ausführungsbeispiels und dem Hüllkurvendetektor 333 des ersten Ausführungsbeispieles. Ein geschätzter Phasenfehler und ein Hüllkurvenniveau werden an die Soft- Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 gegeben, um sie in einen Sof-Decision-Wert zu konvertieren.
Als nächstes wird der Betrieb des Hüllkurvendetektors 333 und der Soft-Decision- Wert-Konvertierungseinheit 334 beschrieben.
Der Hüllkurvendetektor 333 detektiert ein Hüllkurvenniveau pn von einem Empfangssignal yn, entsprechend zu einer Tieffaßfilterberechnung, die zum Beispiel durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird.
Pn = (1 - 8) · Pn-1 + 8 · [Yn]²(0 < 8 < 1)
Die Filterberechnung wird durch einen IIR Filter durchgeführt. Die Filterberechnung kann jedoch durch einen FIR Filter, ein Verfahren mit fortlaufender Durchschnittsbildung oder einer Kombination davon ausgeführt werden.
Die Soft-Decision-Wert-Konvertierungseinheit 334 gibt die Soft-Decision-Wertdaten, von denen der geschätzte Phasenfehler On und das Hüllkurvenniveau pn entsprechend zu den Werten "1" oder "0" der Hard-Decision-Daten Ebm konvertiert worden sind, die von Übertragungslogik Codedecotierer 34 empfangen wurden, an den Fehlerkorrekturcodedekodierer 35 aus.
Als nächstes wird ein Beispiel eines Modulationsverfahrens, bei dem M Bits mit einem Symbol übertragen werden, das sogenannte QPSM Verfahren, beschrieben.
Bei dem QPSK Verfahren werden zwei Bits mit einem Symbol übertragen. Angenommen, dass die zwei Bits durch (bm_i, bm_q) beschrieben werden, kann das Verhältnis zwischen den Symbolen auf der Phasenebene und den Schätzten der zwei Bits wie in Fig. 8 dargestellt definiert werden.
In der Beziehung zwischen der Phasenrotierungsrichtung auf der Phasenebene und den Codes, ist die Gegenuhrzeigerrichtung als die Vorwärtsrichtung definiert und die Uhrzeigerrichtung als die Rückwärtsrichtung definiert. In diesem Fall sind die Soft-Decision-Werte qm_i von Ebm_i und die Soft-Decision-Werte qm_q von Ebm_q wie folgt gegeben.
If Ebm_i = 0, qm_i = Ω[+α · pn · f_i(θn, Ebm_q)]
If Ebm_i = 0, qm_i = Ω[-α · pn · f_i(θn, Ebm_q)]
If Ebm_q = 0, qm_q = Ω[+α · pn · f_q(θn, Ebm_q)]
If Ebm_q = 1, qm_q = Ω[-α · pn · f_q(θn, Ebm_q)]
wo α ein Konversionskoeffizient ist und Q[.] ein Quantisierer
f_i(θn, Ebm_i, Ebm_q) and f_q(θn, Ebm_i, Ebm_q)
des dritten Ausführungsbeispieles ist, die selben wie die des zweiten Ausführungsbeispieles.
Die Struktur des dritten Ausführungsbeispieles ist zusammengesetzt aus der Struktur des zweiten Ausführungsbeispieles und dem Hüllkurvendetektor, der das Hüllkurvenniveau des Empfangssignales detektiert. Ein Soft-Decision-Wert von dem das detektierte Hüllkurvenniveau und der Phasenfehler entsprechend zu dem Hard-Decision-Wert konvertiert worden ist, wird ausgegeben. Folglich können genauere Soft-Decision-Ausgabedaten als beim zweiten Ausführungsbeispiel erhalten werden. Zusätzlich kann das Fehlerverhältnis der Daten, die mit dem Fehlerkorrekturcode dekodiert worden ist, reduziert werden.
Da die Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend zu den davor beschriebenen Ausführungsbeispielen nicht durch die Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit und den Übertragungspfadschätzter negativ beeinflußt werden, können sie auf Strukturen angewandt werden, die anders sind als die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele.
Zum Beispiel kann, neben den in Fig. 1 gezeigten Strukturen, ein Anpassungsfilter auf der Eingangsseite der Viterbialorhythmusverarbeitungseinheit angebracht werden. Ein Übertragungspfad kann für jeden Zustand der Viterbi-Algorithmusverarbeitungseinheit ohne einem geschützten Übertragungssymbol, das an den Übertragungspfadschätzter eingegeben wird, geschätzt werden. Alternativ kann ein Empfangseingangssignal in kürzeren Intervallen (z. B. T/2) als dem Symbolintervall T abgetastet werden.
In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen wurde die Filterberechnung mit dem IIR Filter (IIF = Infinite Impulse Response), dessen Impulsantwort, wie durch Gleichung (1) ausgedrückt wird, unendlich oft stattfindet, benutzt, um die Schaltungsstruktur zu vereinfachen. Statt dessen kann ein Filterungsprozess mit einem FIR (Finite Impulse Response) Filter, bei dem die Impulsantwort endlich oft auftritt, das bewegliche Durchschnittsverfahren oder eine Kombination davon benutzt werden.
Die Soft-Decision Wert-Konvertierungseinheit 334, entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel, führt eine Konversion zu einem Soft-Decision-Wert qm entsprechend zu dem Wert "1" oder "0" der eingegebenen Hard-Decision-Daten Ebm und dem Hüllkurvenniveau pn in solch einer Art und Weise durch, dass wenn Ebm = 0, qm = Ω[+α · pn] ausgegeben wird und wenn Ebm = 1, qm = Ω[-α · pn] ausgegeben wird. Dies liegt daran, weil der Fehlerkorrekturcodedekodierer 35, der in Signalflußrichtung nach dem Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer eingesetzt ist, einen positiven Soft-Decision-Wert als "0" und einen negativen Soft-Decision-Wert als "1" behandelt. Beim Betrieb einer Schaltung, die in Signalflußrichtung nach dem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer eingebaut ist, variiert ein konvertiertes Ergebnis, entsprechend zu dem Hüllkurvenniveau, basierend auf dem Wert der Hard-Decision-Daten Ebm.
Zum Beispiel wenn die zweigmetrische Berechnungseinheit des Viterbi-Algorithmus des Decoders des Fehlerkorrekturcodedecoders 35a, der in Signalflußrichtung nach dem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer eingebaut ist, die Codes der Konvolutionkoeffizienten im Vergleich zum ersten Ausführungsbeispiel in der Entgegengesetzten Art und Weise behandelt, wird das Vorzeichen des Konversionskoeffizienten α invertiert (nämlich das Vorzeichen "+" wird invertiert zu "-" oder umgekehrt).
Wenn in dem zweiten und dritten Ausführungsbeispiel ein geschützter Fehler bewertet wird, wurde ein Phasenfehler entsprechend zur einer Phasenkomponente benutzt. Des kann jedoch anstatt dem Phasenfehler der absolute Wert des Fehlers benutzt werden. Ein Phasenfehler und der absolute Wert eines Fehlers können individuell bewertet, entsprechend zu einem Hard-Decision-Wert konvertiert und als Soft-Decision-Wert wie in einem Hüllkurvenniveau und einem Phasenfehler entsprechend zu dem dritten Ausführungsbeispiel ausgegeben werden.
Ähnlich können die Werte, von denen ein Phasenfehler, der absolute Wert eines Fehlers und ein Hüllkurvenniveau konvertiert worden sind, entsprechend einem Hard-Decision- Wert als Soft-Decision-Wert ausgegeben werden.
Die Fig. 6(a) und 6(b) zeigen Simulationsergebnisse von Bitfehlerraten in dem Fall, dass das erste Ausführungsbeispiel auf ein π/4-Schiebedifferenz-Typ- Phasenmodulationsverfahren (DQPSK) als ein Beispiel für die Auswirkungen der vorliegenden Erfindung angewandt wird. Die Simulationen wurden unter den folgenden Bedingungen durchgeführt, dass die Symbolintervalle T41 usec lang waren, dass zwei Wellen bei dem selben Niveau als ein Übertragungspfadmodell benutzt worden sind, dass die maximale Dopplerfrequenz 40 Hz war und dass δ = 2&supmin;&sup4; und α = 1 war. In Fig. 6(a) waren die Verzögerungsintervalle der zwei Wellen 0T lang in Fig. 6(b) waren die Verzögerungsintervalle der zwei Wellen 0,5 T lang.
In den Fig. 6(a) und 6(b) stellt die horizontale Achse das Verhältnis Eb/N&sub0; dar (das Verhältnis von Signalleistung zur Rausleistungsgedichte pro Bit). In den Fig. 6(a) und 6(b) stellt "O" eine Bitfehlerrate von Daten da, die nicht mit einem Fehlerkorrekturcode dekodiert worden ist; stellt "Δ" keine Bitfehlerrate von Daten da, die dekodiert worden ist mit einem Fehlerkorrekturcode, der zu einem Hard-Decision-Wert korrespondiert; und " " stellt eine Bitfehlerrate von Daten da, die mit einem Fehlerkorrekturcode dekodiert worden ist, der mit einem Soft-Decision-Wert entsprechend der vorliegenden Erfindung korrespondiert.
In dem Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer entsprechend der vorliegenden Erfindung ist die Bitfehlerrate, wie dies in Fig. 6(a) gezeigt wird, in dem Bereich von 1/5 bis 1/10, wenn die Verzögerungsintervalle eine Länge von 0T haben. Andererseits wird die Bitfehlerrate auf 1/2,5 verbessert, wenn die Verzögerungsintervalle 0,5 T lang sind, wie dies in Fig. 6(b) gezeigt wird. Das ist folglich klar, dass die Auswirkung der vorliegenden Erfindung sehr bemerkenswert ist.
Wie oben beschrieben hat der Maximalwahrscheinlichkefts-Abfolgeschätzer entsprechend der vorliegenden Erfindung ein Übertragungspfadqualitätsbeurteilungsmittel. Ein bewerteter Wert der Übertragungspfadqualitätbewertungsmittel wird entsprechend zu einem Hard-Decision-Wert konvertiert und der resultierende Wert wird als ein Soft-Decision-Wert ausgegeben. Folglich kann unabhängig von einem Modulationsverfahren die Ausgabe von Soft-Decision-Daten werden. Deshalb kann, wenn der Maximalwahrscheinlichkeits- Abfolgeschätzer als Equalizer des Empfängers benutzt wird sogar in einem Modulationsverfahren, in dem ein Symbol mit mehreren Bits gesendet wird, ein Soft-Decision-Viterbi- Algorithmus in einem Fehlerkorrekturcodedecoder benutzt werden. Folglich kann eine Fehlerrate von Daten, die dekodiert worden sind, mit einem Fehlerkorrekturcode reduziert werden.

Claims

1. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer umfassend:

ein Übertragungspfad-Schätzeinrichtung zum Abschätzen einer Impulsantwort eines Übertragungspfades mit einem Empfangssignal;

eine Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzeinrichtung zum Abschätzen der Maximalwahrscheinlichkeit einer Übertragungssymbolsequenz des Empfangssignales mit der Impulsantwort des Übertragungspfades, die durch die Übertragungspfad-Schätzeinrichtung geschätzt worden ist; gekennzeichnet durch

eine Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung für die Bestimmung der Qualität des Übertragungspfades;

eine Soft-Decision-Wert-Umsetzereinrichtung zum Umsetzen des Resultats von der Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzeinrichtung in einen Soft-Desicion-Wert auf der Basis des ermittelten Resultats, das von der Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung empfangen wurde.

2. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 1, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung eine Hüllkurven-Detektoreinrichtung zum Dedektieren eines Hüllkurvenniveaus des Empfangssignals und zum Benutzen des Hüllkurvenniveaus als ermitteltes Resultat umfasst.

3. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 2, worin die Soft- Wert-Umsetzereinrichtung geeignet ist, um das Vorzeichen eines Koeffizienten zu ändern, der dem Wert "1" oder "0" der den kodierten Daten entspricht, um das Hüllkurvenniveau mit den Koeffizienten zu multiplizieren und den resultierenden Wert als Soft-Decision-Wert auszugeben.

4. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 1, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung eine Phasenextraktionseinrichtung ist, um den abgeschätzten Phasenfehler aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades zu extrahieren und um den abgeschätzten Phasenfehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

5. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 1, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung geeignet ist, um einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungsweges zu extrahieren und um den Fehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

6. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 1, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung aus einer Hüllkurvendetektoreinrichtung, um ein Hüllkurvenniveau des Empfangssignals zu detektieren, und einem Phasenfehlerextraktionseinrichtung zusammengesetzt ist, um einen abgeschätzten Phasenwert aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort der Übertragungsleitung zu extrahieren, und dazu geeignet ist, das Hüllkurvenniveau und den abgeschätzten Phasenfehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

7. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer umfassend:

eine Übertragungspfad-Schätzeinrichtung zum Abschätzen einer Impulsantwort eines Übertragungspfades mit einem Empfangssignal;

einen Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer zum Abschätzen der Maximalwahrscheinlichkeit einer Übertragungssymbolabfolge des Empfangssignales mit der Impulsantwort des Übertragungspfades, die durch die Übertragungspfad-Schätzeinrichtung abgeschätzt worden ist;

gekennzeichnet durch

Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen der Qualität des Übertragungspfades; und

eine Soft-Decision-Wert-Umsetzereinrichtung zum Umsetzen der Wichtung der dekodierten Daten der nach der Maximalwahrscheinlichkeit abgeschätzten Übertragungssymbolabfolge entsprechend dem ermittelten Resultat, das von der Übertragungspfad-Qualitäts- Bestimmungseinrichtung empfangen wurde, und zum Ausgeben des resultierenden Wertes als Soft-Decision-Wert.

8. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 7, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung eine Hüllkurvendetektoreinrichtung ist, um ein Hüllkurvenniveau des Empfanssignals zu detektieren und um das Hüllkurvenniveau als ermitteltes Resultat zu verwenden.

9. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 8, worin die Hüllkurvendetektoreinrichtung geeignet ist, um einen Wert zu verwenden, von dem die gegenwärtige Leistung des Empfangssignals durch einen Tiefpassfilter als Hüllkurvenniveau ausgefiltert worden ist.

10. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 8, worin die Hüllkurvendetektoreinrichtung geeignet ist, um einen fortlaufenden Mittelwert einer gegenwärtigen Leistung des Empfangssignals als Hüllkurvenniveau zu verwenden.

11. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 7, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung eine Phasenfehlerextraktionseinrichtung ist, um einen abgeschätzten Phasenwert aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades zu extrahieren und um den abgeschätzten Phasenfehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

12. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzer nach Anspruch 7, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung geeignet ist, um einen Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades zu extrahieren und den Fehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

13. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolge -Schätzer nach Anspruch 7, worin die Übertragungspfad-Qualitäts-Bestimmungseinrichtung aus einer Hüllkurvendetektoreinrichtung, um ein Hüllkurvenniveau des Empfangssignals zu detektieren, und einer Phasenfehlerextraktionseinrichtung zusammengesetzt ist, um einen abgeschätzten Phasenwert aus einem Wert der abgeschätzten Impulsantwort der Übertragungsleitung zu extrahierten und geeignet ist, das Hüllkurvenniveau und den abgeschätzten Phasenfehler als ermitteltes Resultat zu verwenden.

14. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren umfassend die Schritte:

(a) Ableiten einer Impulsantwort eines Übertragungspfads mit einem Empfangssignal;

(b) Schätzen der Maximalwahrscheinlichkeit einer Übertragungssymbolabfoöge des Empfangssignals mit der Impulsantwort des Übertragungspfades;

(c) Dekodieren der nach der Maximalwahrscheinlichkeit abgeschätzten Übertragungssymbolabfolge, um Daten zu erzeugen;

(d) Ermitteln der Qualität des Übertragungspfades, um einen ermittelten Wert zu erzeugen;

(e) Umsetzen des ermittelten Wertes entsprechend einem Wert der dekodierten Daten als Soft-Decision-Wert.

15. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend den Schritt:

Verwenden eines Hüllkurvenniveaus des Empfangssignals als ermittelten Wert.

16. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend den Schritt:

Verwenden des abgeschätzten Phasenfehlers, der aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfads extrahiert worden ist, als ermittelten Wert.

17. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend den Schritt:

Verwenden eines Fehlers der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfads als ermittelten Wert.

18. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend den Schritt:

Verwenden eines Hüllkurvenniveaus des Empfangssignals und eines abgeschätzten Phasenfehlers, der aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades extrahiert worden ist, als ermittelten Wert.

19. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren umfassend die Schritte:

(a) Ableiten einer Impulsantwort eines Übertragungspfades mit einem Empfangssignal;

(b) Schätzen der maximalen Wahrscheinlichkeit einer Übertragungssymbolsequenz des Empfangssignales mit der Impulsantwort des Übertragungspfades;

(c) Dekodieren der nach der Maximalwahrscheinlichkeit abgeschätzten Übertragungssymbolsequenz, um Daten zu erzeugen;

gekennzeichnet durch

(e) Umsetzen der Gewichtung der Dekodierten Daten entsprechend dem ermittelten Wert als Soft-Decision-Wert.

20. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 19, ferner umfassend den Schritt:

Benutzen eines Hüllkurvenniveaus des Empfangssignals als ermittelten Wert.

21. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 19, ferner umfassend den Schritt:

Benutzen eines abgeschätzten Phasenwertes, der aus einem Wert der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades extrahiert worden ist, als ermittelten Wert.

22. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 19, ferner umfassend den Schritt:

Benutzen eines Fehlers der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades als ermittelten Wert.

23. Maximalwahrscheinlichkeits-Abfolgeschätzverfahren nach Anspruch 19, ferner umfassend den Schritt:

Benutzen eines Hüllkurvenniveaus des Empfangssignales und eines abgeschätzten Phasenfehlers, der aus einem Fehler der abgeschätzten Impulsantwort des Übertragungspfades extrahiert worden ist, als ermittelten Wert.