JP3776283B2 - 復調器、受信機、および通信システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信および移動体衛星通信等の無線通信に使用可能な復調器に関するものであり、特に、差動ＰＳＫ（Phase Shift Keying :位相シフトキーイング）変調と多重位相遅延検波とを用いた復調器、およびその復調器を備える受信機ならびに通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の復調器について説明する。図１０は、文献「差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延検波方式」（電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ９８−１０２、１９９３年１月）に記載された従来の復調器（図示の多重位相遅延検波器５００に相当）の構成を示す図である。
【０００３】
図１０において、５００は受信信号から復調データを生成／出力する多重位相遅延検波器であり、さらに、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５３０はビタビ系列推定器であり、多重位相遅延検波器５００を備えた受信機（図示はしていない）では、ビタビ復号法を実施可能なビタビ復号器を用いて、出力された復調データを復号し、その復号結果として受信データを生成する。
【０００４】
また、１シンボル位相遅延検波器５１０において、５１１は１シンボル前の受信信号を記憶する遅延素子であり、５１２は現在の受信信号と１シンボル前の受信信号との位相差を求める位相比較器であり、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。また、多シンボル位相遅延検波器５２０において、５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）は過去の１シンボル位相遅延検波信号を記憶する遅延素子であり、５２２−１，…，５２２−（Ｎ−１）は遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）の出力である過去の１シンボル検波位相の和を取る加算器である。
【０００５】
まず、送信機側の動作を簡単に説明する。送信機側では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、畳込み符号化データｄiを出力する。たとえば、畳込み符号の符号化率を１／２とすると、畳込み符号化データは、［ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝］、と表すことができる。そして、出力された畳込み符号化データ（Ｐi，Ｑi）は、送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換される。たとえば、変調方式として差動ＱＰＳＫ変調（Quaternary Phase Shift Keying :４相位相シフトキーイング）を採用する場合、変換則Ｆは、図１１のように表すことができる。
【０００６】
その後、送信機側では、１シンボル前の送信信号位相θi-1と、前記変換された送信差動位相Δθiを、つぎの（１）式で示す漸化式により加算することで、現在の送信信号位相θiを生成／出力する。
【０００７】
【数１】
【０００８】
そして、送信機側では、出力された送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信号を、送信信号として出力する。
【０００９】
つぎに、図１０に示す多重位相検波器５００を含む受信機側の動作を説明する。まず、受信信号は、１シンボル位相遅延検波器５１０の遅延素子５１１と位相比較器５１２に入力される。遅延素子５１１では、１シンボル前の受信信号を出力し、位相比較器５１２に入力する。そして、位相比較器５１２では、現在の受信信号の位相と、１シンボル前の受信信号の位相と、の位相を比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【００１０】
時刻ｉにおける受信信号の位相をψiとすると、位相比較器５１２より出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、（２）式のように表される。
【数２】
【００１１】
すなわち、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。前述のように、送信差動位相Δθiの値は、送信データａiによって定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
【００１２】
その後、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、多シンボル位相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、ここで受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iも入力される。すなわち、加算器５２２−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を行う。
【００１３】
したがって、加算器５２２−１の出力（遅延変化量の和）をΔψ(2)iとすると、（３）式が成立する。
【数３】
【００１４】
すなわち、加算器５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号となる。
【００１５】
なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に受信信号の１シンボル周期に等しい遅延を与え、出力する。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
【００１６】
また、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）も縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器には、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さらに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力と、が加算され、その加算結果が出力される。
【００１７】
したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、（４）式が成立する。
【数４】
【００１８】
ただし、この（４）式については、Δψ(m)iに関する漸化式になっているため、これを解いて（５）式を得ることができる。
【数５】
【００１９】
すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シンボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号が出力されることになる。
【００２０】
そして、多シンボル位相遅延検波器５２０では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。なお、この多重位相遅延検波信号の数Ｎを、以降、最大遅延シンボル数と呼ぶ。
【００２１】
ビタビ系列推定器５３０では、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる状態遷移を表すトレリス線図を用いて、既知のビタビアルゴリズムにより送信差動位相系列を推定する。具体的に言うと、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されている場合には、まず、ＭN通りの状態遷移に対して１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定する。ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算される。
【００２２】
その後、ビタビ系列推定器５３０では、ビタビアルゴリズムに基づく加算比較（ACS：Add‐Compare‐Select）演算を行い、各状態に対する生き残りパスを選択し、選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納するとともにパスメトリックの更新を行う。そして、最終的にパスメトリックが最小となったパスに対応するビットに対して硬判定を行い、位相遅延検波器５００の出力として、硬判定結果である復調データを出力する。
【００２３】
最後に、受信機側のビタビ復号器（図示せず）では、硬判定による復調データを既知のビタビ復号法により復号し、その復号結果を受信データとして出力する。なお、ここでは、既知のビタビ復号法として、たとえば、今井秀樹著：“符号理論”、電子情報通信学会（１９９０）を用いている。
【００２４】
このように、従来の復調器、すなわち、多重位相遅延検波器では、硬判定による復調データを出力し、その後、受信機のビタビ復号器においては、その硬判定復調データを用いて、元の送信データを再生する。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来の復調器においては、多重位相遅延検波器が、硬判定による復調データを出力するため、すなわち、ビタビ復号器への入力が硬判定値となってしまうため、ビタビ復号器への入力を軟判定値とした場合に比べて、畳込み符号の訂正能力を充分に引き出せない、という問題があった。
【００２６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、軟判定データを出力することのできる復調器、およびその復調器を備えることにより畳込み符号の訂正能力を十分に引き出し、良好なビット誤り率特性を実現可能な受信機ならびに通信システムを得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段（後述する実施の形態の１シンボル位相遅延検波器５１０、多シンボル位相遅延検波器５２０に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ａに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２８】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段（電力検出器５２に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段（ρ乗算出器５３に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段（ビタビ復号器６に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３６】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３７】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３８】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３９】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段（畳込み符号器１に相当）と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段（割り当て回路２に相当）と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段（差動符号化回路３に相当）と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段（位相変調器４に相当）と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４０】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段（インターリーブ回路７に相当）と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４１】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４２】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４３】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４４】
つぎの発明にかかる通信システムにあっては、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる復調器、受信機および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００４６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。詳細には、図１（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成であり、図１（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する場合を想定している。なお、本実施の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、想定することとしてもよい。
【００４７】
図１（ａ）の送信側の構成において、１は送信データに対する畳込み符号化を実施する畳込み符号器であり、２は畳込み符号器１の出力である畳込み符号化データを送信差動位相に変換する割り当て回路であり、３は割り当て回路２の出力である送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化回路であり、４は差動符号化回路３より出力された送信信号位相に基づいて位相変調を行う位相変調器である。また、前述の差動符号化回路３において、３１０は遅延素子であり、３２０は加算器である。
【００４８】
また、図１（ｂ）の受信側の構成において、５は受信信号から復調データを生成／出力する多重位相遅延検波器（本実施の形態においては多重位相遅延検波器５ａに相当）であり、６は多重位相遅延検波器５から出力される復調データをビタビ復号法により復号し、その復号結果として受信データ（元の送信データ）を生成するビタビ復号器である。
【００４９】
図２は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ａの構成を示す図である。なお、本実施の形態において、先に説明した従来の復調器と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。図２において、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５１ａは軟判定系列推器である。
【００５０】
ここで、送信側の動作を説明する。図１（ａ）において、畳込み符号器１では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。たとえば、畳込み符号器１における畳込み符号の符号化率を１／２とすると、畳込み符号化データは、ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝、と表すことができる。
【００５１】
割り当て回路２では、畳込み符号化データｄi＝（Ｐi，Ｑi）を送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換する。ここでは、変調方式の一例として、差動ＱＰＳＫ変調を行うものとする。なお、差動ＱＰＳＫ変調の変換則Ｆは、前述した図１１の変換則Ｆと同様に表すことができる。
【００５２】
差動符号化回路３においては、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２から出力される送信差動位相Δθiとを前述した（１）式で加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。
【００５３】
位相変調器４では、差動符号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、その位相変調後の信号を送信信号として出力する。
【００５４】
つぎに、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。図１（ｂ）において、受信信号は、多重位相遅延検波器５の遅延素子５１１と位相比較器５１２に入力される（図２参照）。信号を受け取った遅延素子５１１では、位相比較器５１２に対して１シンボル前の受信信号を出力する。そして、位相比較器５１２では、現在の受信信号の位相と１シンボル前の受信信号の位相とを比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。たとえば、時刻ｉにおける受信信号位相をψiとすると、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、前述した（２）式で表すことができる。また、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。したがって、送信差動位相Δθiの値は、前述したように送信データによって定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
【００５５】
その後、位相比較器５１２から出力された１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、多シンボル位相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iも入力される。したがって、加算器５２２−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を、前述の（３）式のように行うこととなる。すなわち、加算器５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号となる。
【００５６】
なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に、受信信号の１シンボル周期に等しい遅延を与え、その後、出力する。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
【００５７】
また、合計（Ｎ−１）個の加算器２５２−１，２５２−２，…，２５２−（Ｎ−１）も縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器には、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さらに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力と、が加算され、その加算結果が出力される。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、前述の（４）式および（５）式が成立することとなる。
【００５８】
すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シンボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号が出力されることになる。
【００５９】
そして、多シンボル位相遅延検波器５２０では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。
【００６０】
軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。なお、最尤系列と、その最尤系列において推定するビットの符号を反転させた系列と、の尤度差を「推定するビットの信頼度」とし、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせを「状態」とする。
【００６１】
具体的にいうと、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されている場合には、トレリス線図はＭN-1個の状態を備え、さらに各状態はＭ本の流入および流出する枝をもつ。その結果、枝の総数はＭN本となる。したがって、状態遷移の総数もＭN通りとなる。すなわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移は、送信差動位相系列｛Δθi｝の連続するＮ個の要素からなる部分列が、｛βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi｝であることを意味している。ただし、βi-jは、送信差動位相Δθiの要素のいずれかであり、ｊ＝０，１，…，Ｎ−１とする。
【００６２】
したがって、軟判定系列推定器５１ａでは、上記状態遷移に対して、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定することができる。すなわち、状態遷移に対応するｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ）シンボル位相遅延検波信号のレプリカの値をΔθ(m)｛βi-1，βi｝で表すと、（６）式が成立する。
【００６３】
【数６】
【００６４】
また、ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算される。すなわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移に対応する枝のブランチメトリックは、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカΔθ(1)｛βi-1，βi｝，Δθ(2)｛βi-1，βi｝，…，Δθ(N)｛βi-1，βi｝と、の差の絶対値の和で与えられる。
【００６５】
したがって、軟判定系列推定器５１ａでは、状態Ｂi-1から状態Ｂiへの状態遷移に対応する枝のブランチメトリックをＢＭi｛βi-1，βi｝で表すと、（７）式が成立する。
【００６６】
【数７】
【００６７】
このように、軟判定系列推定器５１ａでは、時刻ｉの各状態における多シンボル位相遅延検波器５２０の出力、すなわち、１〜Ｎシンボル位相遅延検波信号に基づいてブランチメトリックを求める。そして、ビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行い、その演算結果から各状態に対する生き残りパスを選択し、その選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納するとともに、パスメトリックの更新を行う。
【００６８】
つぎに、軟判定系列推定器５１ａにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により図３のように差動位相が割り当てられ、かつＮ＝２とした場合、を想定する。図４は、このような場合に対応するトレリス線図である。
【００６９】
まず、ある時刻ｉにおいて、上述の方法で生き残りパスを選択する。このとき、図４に示すトレリス線図において、畳込み符号化データは、その時刻の生き残りパスがどの状態に入るパスかによって決まる。また、４つの状態０，１，２，３に対応する送信側の畳込み符号化データは、送信差動位相の変換則Ｆ（図１１参照）に対応し、それぞれ（−１，−１），（１，−１），（１，１），（−１，１）となる。これらにより、時刻ｉにおける畳込み符号化データの第１ビット目が−１である尤度の高いパスは、状態０と状態３の生き残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１ビット目が−１である尤度」とする。すなわち、状態０，３の生き残りパスのパスメトリックをＰＭi（０），ＰＭi（３）とした場合、「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（０），ＰＭi（３））となる。
【００７０】
同様に、第１ビット目が１である最尤の高いパスは、状態１と状態２の生き残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１ビット目が１である尤度」とする。すなわち、状態１，２の生き残りパスのパスメトリックをＰＭi（１），ＰＭi（２）とした場合、「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（１），ＰＭi（２））となる。
【００７１】
この場合、尤度はその値が小さいほど高くなるため、たとえば、「第１ビット目が−１である信頼度」は、「第１ビット目が−１である尤度」が「第１ビット目が１である尤度」より小さいほど高くなる。したがって、第１ビット目が−１である信頼度Ｒ1i(-1)は、「第１ビット目が１である尤度」から「第１ビット目が−１である尤度」を引いた値となり、つぎの（８）式によって表すことができる。
【００７２】
【数８】
【００７３】
また、時刻ｉにおける送信ビットの第２ビット目が−１である信頼度Ｒ2i(-1)も同様に、（９）式で表すことができる。
【００７４】
【数９】
【００７５】
そして、軟判定系列を求めるための最後の処理として、軟判定系列推定器５１ａでは、（１０）式に示すように、上記（８）式および（９）式に硬判定値である−１をそれぞれ乗算する。ここでは、この乗算結果が、軟判定復調データとなる。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
多重位相遅延検波器５ａ内の軟判定系列推定器５１ａにより軟判定系列を推定後、図１（ｂ）ビタビ復号器６では、受け取った軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ（元の送信データ）として出力する。
【００７８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつＮ＝２の場合における、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）通信路のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。
【００７９】
このように、本実施の形態においては、復調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ復号器６への入力を軟判定値とすることで、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることができる。また、本実施の形態においては、復調処理に、受信信号の位相情報のみを用いているため、復調器の構成を簡素化できる。
【００８０】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、Ｎ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【００８１】
実施の形態２．
実施の形態１の復調器（多重位相遅延検波器５ａ）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報から生成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５ｂ）においては、位相情報および検出される電力情報を用いて、軟判定復調データを生成する場合について説明する。なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８２】
図６は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ｂの構成を示す図である。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器５ａ（図２参照）と同一の構成については、その部分に同一の符号を付して説明を省略する。図６において、５１ｂは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、５２は受信信号の電力値を検出するための電力検出器である。
【００８３】
ここで、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル位相遅延検波器５１０の処理、および多シンボル位相遅延検波器５２０の処理については、前述した実施の形態１と同様であるためその説明を省略する。
【００８４】
たとえば、軟判定系列推定器５１ｂでは、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号と、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。なお、軟判定系列推定器５１ｂ内の処理において、生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理については、実施の形態１と同様である。
【００８５】
ここでは、軟判定系列推定器５１ｂにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。また、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理については、前述した実施の形態１と同様である。
【００８６】
本実施の形態においては、「受信信号電力の大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位相から求めた尤度に、電力検出器５２の出力である受信信号の電力値を乗算することで、軟判定復調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１１）式のように表すことができる。
【００８７】
【数１１】
ただし、Ｐiは受信信号の電力を表し、ＰＭi（０）〜ＰＭi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリックを表す。
【００８８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施の形態におけるＢＥＲと実施の形態１におけるＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特性が改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることができる。
【００８９】
このように、本実施の形態においては、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判定値とすることにより、訂正能力をさらに向上させることができるため、ＢＥＲを低く抑えることが可能となる。
【００９０】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【００９１】
実施の形態３．
実施の形態２の復調器（多重位相遅延検波器５ｂ）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報および検出される電力情報に基づいて生成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５ｃ）においては、位相情報および検出される電力のρ乗値に基づいて生成する場合について説明する。なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【００９２】
図７は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ｃの構成を示す図である。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器５ａ（図２参照），または実施の形態２の多重位相遅延検波器５ｃ（図６参照）と同一の構成については、その部分に同一の符号を付して説明を省略する。図７において、５１ｃは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、５３は電力検出器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗するρ乗算出器である。
【００９３】
ここで、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル位相遅延検波器５１０の処理、多シンボル位相遅延検波器５２０の処理、および電力検出器５２の処理については、前述した実施の形態１または２と同様であるためその説明を省略する。
【００９４】
たとえば、ρ乗算出器５３では、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗し、その計算結果を出力する。軟判定系列推定器５１ｃでは、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号と、ρ乗算出器５３から出力される受信信号電力のρ乗値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。なお、軟判定系列推定器５１ｃ内の処理において、生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理については、実施の形態１または２と同様である。
【００９５】
ここでは、軟判定系列推定器５１ｃにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。また、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理については、前述した実施の形態１または２と同様である。
【００９６】
本実施の形態においては、「受信信号電力のρ乗値が大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位相から求めた尤度に、ρ乗算出器５３の出力である受信信号電力のρ乗値を乗算することで、軟判定復調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１２）式のように表すことができる。
【００９７】
【数１２】
ただし、Ｐiは受信信号の電力を表し、ＰＭi（０）〜ＰＭi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリックを表す。
【００９８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２，ρ＝１／２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施の形態におけるＢＥＲと実施の形態１または２におけるＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特性がさらに改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることができる。
【００９９】
このように、本実施の形態においては、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判定値とし、さらに訂正能力を向上させることにより、実施の形態２よりもさらにＢＥＲを低く抑えることが可能となる。
【０１００】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【０１０１】
実施の形態４．
本実施の形態においては、図１に示す実施の形態１の構成に対して、さらに、データの順序を入れ替えるインターリーバーを加えて、復調特性の向上を図る。なお、本発明にかかる通信システムの構成において、先に説明した実施の形態１の図１と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０２】
図８は、本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。詳細には、図８（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成であり、図８（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する場合を想定している。なお、本実施の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、想定することとしてもよい。
【０１０３】
図８（ａ）の送信側の構成において、７はインターリーブ回路であり、図８（ｂ）の受信側の構成において、８はデインターリーブ回路である。
【０１０４】
ここで、送信側の動作を説明する。図８（ａ）において、まず、畳込み符号器１では、送信データａiに対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。つぎに、インターリーブ回路７では、畳込み符号化データｄiを所定の規則に基づいて並べ替える。つぎに、割り当て回路２では、並べ替えられた畳込み符号化データを送信差動位相Δθiに変換する。つぎに、差動符号化回路３では、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２の出力である送信差動位相Δθiとを前述した（１）式により加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。そして、最後に、位相変調器４では、差動符号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信号を送信信号として出力する。
【０１０５】
つぎに、受信側の動作を説明する。図８（ｂ）において、まず、受信信号が多重位相遅延検波器５ａ（図２参照）の１シンボル位相遅延検波器５１０に入力され、遅延素子５１１では、１シンボル分の時間遅延を付加した受信信号を出力し、位相比較器５１２では、現在の受信信号と、１シンボル分の時間遅延が付加された受信信号と、を比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【０１０６】
多シンボル位相遅延検波器５２０では、１シンボル位相遅延検波器５１０の出力する１シンボル位相遅延検波信号を、遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）に記憶し、さらに、加算器５２２−１，…，５２２−（Ｎ−１）によりｍ（１＜ｍ≦Ｎ）個の１シンボル位相遅延検波信号を加算し、受信信号のｍシンボル間の位相差であるｍシンボル位相遅延検波信号を求め、その後、出力する。
【０１０７】
軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
【０１０８】
デインターリーブ回路８では、軟判定系列推定器５１ａから出力される軟判定復調データを、所定の規則にしたがってインターリーブ前の形式に並べ替え、その後、並べ替えられた軟判定復調データを出力する。そして、最後に、ビタビ復号器６では、デインターリーブ回路８により並べ替えられた軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ（元の送信データ）として出力する。
【０１０９】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１０】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、復調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ復号器６への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することができる。
【０１１１】
実施の形態５．
実施の形態４の通信システム（多重位相遅延検波器５ａを含む）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号する場合について説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｂを含む）においては、位相情報および検出される電力情報を用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調データに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理を行う。
【０１１２】
なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態４の図８と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、本発明にかかる通信システムの動作については、前述した実施の形態２または４にて説明した動作と同様であるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態は、実施の形態２および４の応用例といえる。
【０１１３】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１〜４のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１４】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正能力を大幅に向上させることができる。
【０１１５】
実施の形態６．
実施の形態５の通信システム（多重位相遅延検波器５ｂを含む）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報および検出される電力情報から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号する場合について説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｃを含む）においては、位相情報および検出される電力のρ乗値を用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調データに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理を行う。
【０１１６】
なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態４の図８と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、本発明にかかる通信システムの動作については、前述した実施の形態３、４または５にて説明した動作と同様であるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態は、実施の形態３、４および５の応用例といえる。
【０１１７】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２、ρ＝１／２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１〜５のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１８】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することができる。
【０１１９】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、出力を軟判定値とすることにより、硬判定値が出力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。また、復調処理に、受信信号の位相情報だけ用いているため、復調器の構成を簡素化できる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、出力を軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成／出力することにより、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正能力を大幅に向上させることが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、出力を受信信号の位相および電力値を用いて生成される軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２３】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成／出力することにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲをさらに抑圧することが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、出力を受信信号の位相および電力のρ乗値を用いて生成される軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、受信機内の復号手段への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、受信機内において、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、受信機内において、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３６】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図３】 差動ＱＰＳＫ変調の実施により割り当てられ差動位相を示す図である。
【図４】 差動ＱＰＳＫ変調が実施された場合のトレリス線図である。
【図５】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。
【図６】 実施の形態２における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図７】 実施の形態３における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図８】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。
【図９】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１０】 従来の復調器の構成を示す図である。
【図１１】 差動ＱＰＳＫ変調の変換則を示す図である。
【符号の説明】
１ 畳込み符号器、２ 割り当て回路、３ 差動符号化回路、４ 位相変調器、５，５ａ，５ｂ，５ｃ 多重位相遅延検波器、６ ビタビ復号器、７ インターリーブ回路、８ デインターリーブ回路、５１ａ，５１ｂ，５１ｃ 軟判定系列推定器、５１０ １シンボル位相遅延検波器、５２０ 多シンボル位相遅延検波器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信および移動体衛星通信等の無線通信に使用可能な復調器に関するものであり、特に、差動ＰＳＫ（Phase Shift Keying :位相シフトキーイング）変調と多重位相遅延検波とを用いた復調器、およびその復調器を備える受信機ならびに通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の復調器について説明する。図１０は、文献「差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う遅延検波方式」（電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ９８−１０２、１９９３年１月）に記載された従来の復調器（図示の多重位相遅延検波器５００に相当）の構成を示す図である。
【０００３】
図１０において、５００は受信信号から復調データを生成／出力する多重位相遅延検波器であり、さらに、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５３０はビタビ系列推定器であり、多重位相遅延検波器５００を備えた受信機（図示はしていない）では、ビタビ復号法を実施可能なビタビ復号器を用いて、出力された復調データを復号し、その復号結果として受信データを生成する。
【０００４】
また、１シンボル位相遅延検波器５１０において、５１１は１シンボル前の受信信号を記憶する遅延素子であり、５１２は現在の受信信号と１シンボル前の受信信号との位相差を求める位相比較器であり、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。また、多シンボル位相遅延検波器５２０において、５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）は過去の１シンボル位相遅延検波信号を記憶する遅延素子であり、５２２−１，…，５２２−（Ｎ−１）は遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）の出力である過去の１シンボル検波位相の和を取る加算器である。
【０００５】
まず、送信機側の動作を簡単に説明する。送信機側では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、畳込み符号化データｄiを出力する。たとえば、畳込み符号の符号化率を１／２とすると、畳込み符号化データは、［ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝］、と表すことができる。そして、出力された畳込み符号化データ（Ｐi，Ｑi）は、送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換される。たとえば、変調方式として差動ＱＰＳＫ変調（Quaternary Phase Shift Keying :４相位相シフトキーイング）を採用する場合、変換則Ｆは、図１１のように表すことができる。
【０００６】
その後、送信機側では、１シンボル前の送信信号位相θi-1と、前記変換された送信差動位相Δθiを、つぎの（１）式で示す漸化式により加算することで、現在の送信信号位相θiを生成／出力する。
【０００７】
【数１】
そして、送信機側では、出力された送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信号を、送信信号として出力する。
【０００９】
つぎに、図１０に示す多重位相検波器５００を含む受信機側の動作を説明する。まず、受信信号は、１シンボル位相遅延検波器５１０の遅延素子５１１と位相比較器５１２に入力される。遅延素子５１１では、１シンボル前の受信信号を出力し、位相比較器５１２に入力する。そして、位相比較器５１２では、現在の受信信号の位相と、１シンボル前の受信信号の位相と、の位相を比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【００１０】
時刻ｉにおける受信信号の位相をψiとすると、位相比較器５１２より出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、（２）式のように表される。
【数２】
すなわち、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。前述のように、送信差動位相Δθiの値は、送信データａiによって定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
【００１２】
その後、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、多シンボル位相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、ここで受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iも入力される。すなわち、加算器５２２−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を行う。
【００１３】
したがって、加算器５２２−１の出力（遅延変化量の和）をΔψ(2)iとすると、（３）式が成立する。
【数３】
すなわち、加算器５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号となる。
【００１５】
なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に受信信号の１シンボル周期に等しい遅延を与え、出力する。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
【００１６】
また、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）も縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器には、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さらに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力と、が加算され、その加算結果が出力される。
【００１７】
したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、（４）式が成立する。
【数４】
ただし、この（４）式については、Δψ(m)iに関する漸化式になっているため、これを解いて（５）式を得ることができる。
【数５】
すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シンボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号が出力されることになる。
【００２０】
そして、多シンボル位相遅延検波器５２０では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。なお、この多重位相遅延検波信号の数Ｎを、以降、最大遅延シンボル数と呼ぶ。
【００２１】
ビタビ系列推定器５３０では、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる状態遷移を表すトレリス線図を用いて、既知のビタビアルゴリズムにより送信差動位相系列を推定する。具体的に言うと、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されている場合には、まず、ＭN通りの状態遷移に対して１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定する。ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算される。
【００２２】
その後、ビタビ系列推定器５３０では、ビタビアルゴリズムに基づく加算比較（ACS：Add‐Compare‐Select）演算を行い、各状態に対する生き残りパスを選択し、選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納するとともにパスメトリックの更新を行う。そして、最終的にパスメトリックが最小となったパスに対応するビットに対して硬判定を行い、位相遅延検波器５００の出力として、硬判定結果である復調データを出力する。
【００２３】
最後に、受信機側のビタビ復号器（図示せず）では、硬判定による復調データを既知のビタビ復号法により復号し、その復号結果を受信データとして出力する。なお、ここでは、既知のビタビ復号法として、たとえば、今井秀樹著：“符号理論”、電子情報通信学会（１９９０）を用いている。
【００２４】
このように、従来の復調器、すなわち、多重位相遅延検波器では、硬判定による復調データを出力し、その後、受信機のビタビ復号器においては、その硬判定復調データを用いて、元の送信データを再生する。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来の復調器においては、多重位相遅延検波器が、硬判定による復調データを出力するため、すなわち、ビタビ復号器への入力が硬判定値となってしまうため、ビタビ復号器への入力を軟判定値とした場合に比べて、畳込み符号の訂正能力を充分に引き出せない、という問題があった。
【００２６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、軟判定データを出力することのできる復調器、およびその復調器を備えることにより畳込み符号の訂正能力を十分に引き出し、良好なビット誤り率特性を実現可能な受信機ならびに通信システムを得ることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段（後述する実施の形態の１シンボル位相遅延検波器５１０、多シンボル位相遅延検波器５２０に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ａに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２８】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段（電力検出器５２に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかる復調器にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段（ρ乗算出器５３に相当）と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｃに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかる復調器において、前記軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする。
【００３３】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段（ビタビ復号器６に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３４】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３６】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３７】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３８】
つぎの発明にかかる受信機にあっては、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３９】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段（畳込み符号器１に相当）と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段（割り当て回路２に相当）と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段（差動符号化回路３に相当）と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段（位相変調器４に相当）と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４０】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段（インターリーブ回路７に相当）と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４１】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４２】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４３】
つぎの発明にかかる通信システムにおいて、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４４】
つぎの発明にかかる通信システムにあっては、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる復調器、受信機および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００４６】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。詳細には、図１（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成であり、図１（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する場合を想定している。なお、本実施の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、想定することとしてもよい。
【００４７】
図１（ａ）の送信側の構成において、１は送信データに対する畳込み符号化を実施する畳込み符号器であり、２は畳込み符号器１の出力である畳込み符号化データを送信差動位相に変換する割り当て回路であり、３は割り当て回路２の出力である送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化回路であり、４は差動符号化回路３より出力された送信信号位相に基づいて位相変調を行う位相変調器である。また、前述の差動符号化回路３において、３１０は遅延素子であり、３２０は加算器である。
【００４８】
また、図１（ｂ）の受信側の構成において、５は受信信号から復調データを生成／出力する多重位相遅延検波器（本実施の形態においては多重位相遅延検波器５ａに相当）であり、６は多重位相遅延検波器５から出力される復調データをビタビ復号法により復号し、その復号結果として受信データ（元の送信データ）を生成するビタビ復号器である。
【００４９】
図２は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ａの構成を示す図である。なお、本実施の形態において、先に説明した従来の復調器と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。図２において、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５１ａは軟判定系列推器である。
【００５０】
ここで、送信側の動作を説明する。図１（ａ）において、畳込み符号器１では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。たとえば、畳込み符号器１における畳込み符号の符号化率を１／２とすると、畳込み符号化データは、ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝、と表すことができる。
【００５１】
割り当て回路２では、畳込み符号化データｄi＝（Ｐi，Ｑi）を送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換する。ここでは、変調方式の一例として、差動ＱＰＳＫ変調を行うものとする。なお、差動ＱＰＳＫ変調の変換則Ｆは、前述した図１１の変換則Ｆと同様に表すことができる。
【００５２】
差動符号化回路３においては、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２から出力される送信差動位相Δθiとを前述した（１）式で加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。
【００５３】
位相変調器４では、差動符号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、その位相変調後の信号を送信信号として出力する。
【００５４】
つぎに、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。図１（ｂ）において、受信信号は、多重位相遅延検波器５の遅延素子５１１と位相比較器５１２に入力される（図２参照）。信号を受け取った遅延素子５１１では、位相比較器５１２に対して１シンボル前の受信信号を出力する。そして、位相比較器５１２では、現在の受信信号の位相と１シンボル前の受信信号の位相とを比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。たとえば、時刻ｉにおける受信信号位相をψiとすると、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、前述した（２）式で表すことができる。また、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。したがって、送信差動位相Δθiの値は、前述したように送信データによって定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
【００５５】
その後、位相比較器５１２から出力された１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、多シンボル位相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iも入力される。したがって、加算器５２２−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を、前述の（３）式のように行うこととなる。すなわち、加算器５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号となる。
【００５６】
なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に、受信信号の１シンボル周期に等しい遅延を与え、その後、出力する。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
【００５７】
また、合計（Ｎ−１）個の加算器２５２−１，２５２−２，…，２５２−（Ｎ−１）も縦列接続されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器には、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さらに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力と、が加算され、その加算結果が出力される。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、前述の（４）式および（５）式が成立することとなる。
【００５８】
すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シンボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号が出力されることになる。
【００５９】
そして、多シンボル位相遅延検波器５２０では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。
【００６０】
軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。なお、最尤系列と、その最尤系列において推定するビットの符号を反転させた系列と、の尤度差を「推定するビットの信頼度」とし、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせを「状態」とする。
【００６１】
具体的にいうと、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されている場合には、トレリス線図はＭN-1個の状態を備え、さらに各状態はＭ本の流入および流出する枝をもつ。その結果、枝の総数はＭN本となる。したがって、状態遷移の総数もＭN通りとなる。すなわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移は、送信差動位相系列｛Δθi｝の連続するＮ個の要素からなる部分列が、｛βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi｝であることを意味している。ただし、βi-jは、送信差動位相Δθiの要素のいずれかであり、ｊ＝０，１，…，Ｎ−１とする。
【００６２】
したがって、軟判定系列推定器５１ａでは、上記状態遷移に対して、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定することができる。すなわち、状態遷移に対応するｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ）シンボル位相遅延検波信号のレプリカの値をΔθ(m)｛βi-1，βi｝で表すと、（６）式が成立する。
【００６３】
【数６】
また、ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算される。すなわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移に対応する枝のブランチメトリックは、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)iと、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカΔθ(1)｛βi-1，βi｝，Δθ(2)｛βi-1，βi｝，…，Δθ(N)｛βi-1，βi｝と、の差の絶対値の和で与えられる。
【００６５】
したがって、軟判定系列推定器５１ａでは、状態Ｂi-1から状態Ｂiへの状態遷移に対応する枝のブランチメトリックをＢＭi｛βi-1，βi｝で表すと、（７）式が成立する。
【００６６】
【数７】
このように、軟判定系列推定器５１ａでは、時刻ｉの各状態における多シンボル位相遅延検波器５２０の出力、すなわち、１〜Ｎシンボル位相遅延検波信号に基づいてブランチメトリックを求める。そして、ビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行い、その演算結果から各状態に対する生き残りパスを選択し、その選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納するとともに、パスメトリックの更新を行う。
【００６８】
つぎに、軟判定系列推定器５１ａにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により図３のように差動位相が割り当てられ、かつＮ＝２とした場合、を想定する。図４は、このような場合に対応するトレリス線図である。
【００６９】
まず、ある時刻ｉにおいて、上述の方法で生き残りパスを選択する。このとき、図４に示すトレリス線図において、畳込み符号化データは、その時刻の生き残りパスがどの状態に入るパスかによって決まる。また、４つの状態０，１，２，３に対応する送信側の畳込み符号化データは、送信差動位相の変換則Ｆ（図１１参照）に対応し、それぞれ（−１，−１），（１，−１），（１，１），（−１，１）となる。これらにより、時刻ｉにおける畳込み符号化データの第１ビット目が−１である尤度の高いパスは、状態０と状態３の生き残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１ビット目が−１である尤度」とする。すなわち、状態０，３の生き残りパスのパスメトリックをＰＭi（０），ＰＭi（３）とした場合、「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（０），ＰＭi（３））となる。
【００７０】
同様に、第１ビット目が１である最尤の高いパスは、状態１と状態２の生き残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１ビット目が１である尤度」とする。すなわち、状態１，２の生き残りパスのパスメトリックをＰＭi（１），ＰＭi（２）とした場合、「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（１），ＰＭi（２））となる。
【００７１】
この場合、尤度はその値が小さいほど高くなるため、たとえば、「第１ビット目が−１である信頼度」は、「第１ビット目が−１である尤度」が「第１ビット目が１である尤度」より小さいほど高くなる。したがって、第１ビット目が−１である信頼度Ｒ1i(-1)は、「第１ビット目が１である尤度」から「第１ビット目が−１である尤度」を引いた値となり、つぎの（８）式によって表すことができる。
【００７２】
【数８】
また、時刻ｉにおける送信ビットの第２ビット目が−１である信頼度Ｒ2i(-1)も同様に、（９）式で表すことができる。
【００７４】
【数９】
そして、軟判定系列を求めるための最後の処理として、軟判定系列推定器５１ａでは、（１０）式に示すように、上記（８）式および（９）式に硬判定値である−１をそれぞれ乗算する。ここでは、この乗算結果が、軟判定復調データとなる。
【００７６】
【数１０】
多重位相遅延検波器５ａ内の軟判定系列推定器５１ａにより軟判定系列を推定後、図１（ｂ）ビタビ復号器６では、受け取った軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ（元の送信データ）として出力する。
【００７８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつＮ＝２の場合における、ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）通信路のＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。
【００７９】
このように、本実施の形態においては、復調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ復号器６への入力を軟判定値とすることで、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることができる。また、本実施の形態においては、復調処理に、受信信号の位相情報のみを用いているため、復調器の構成を簡素化できる。
【００８０】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、Ｎ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【００８１】
実施の形態２．
実施の形態１の復調器（多重位相遅延検波器５ａ）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報から生成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５ｂ）においては、位相情報および検出される電力情報を用いて、軟判定復調データを生成する場合について説明する。なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８２】
図６は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ｂの構成を示す図である。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器５ａ（図２参照）と同一の構成については、その部分に同一の符号を付して説明を省略する。図６において、５１ｂは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、５２は受信信号の電力値を検出するための電力検出器である。
【００８３】
ここで、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル位相遅延検波器５１０の処理、および多シンボル位相遅延検波器５２０の処理については、前述した実施の形態１と同様であるためその説明を省略する。
【００８４】
たとえば、軟判定系列推定器５１ｂでは、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号と、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。なお、軟判定系列推定器５１ｂ内の処理において、生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理については、実施の形態１と同様である。
【００８５】
ここでは、軟判定系列推定器５１ｂにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。また、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理については、前述した実施の形態１と同様である。
【００８６】
本実施の形態においては、「受信信号電力の大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位相から求めた尤度に、電力検出器５２の出力である受信信号の電力値を乗算することで、軟判定復調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１１）式のように表すことができる。
【００８７】
【数１１】
【００８８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施の形態におけるＢＥＲと実施の形態１におけるＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特性が改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることができる。
【００８９】
このように、本実施の形態においては、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判定値とすることにより、訂正能力をさらに向上させることができるため、ＢＥＲを低く抑えることが可能となる。
【００９０】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【００９１】
実施の形態３．
実施の形態２の復調器（多重位相遅延検波器５ｂ）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報および検出される電力情報に基づいて生成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５ｃ）においては、位相情報および検出される電力のρ乗値に基づいて生成する場合について説明する。なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
【００９２】
図７は、本実施の形態における復調器として動作する多重位相遅延検波器５ｃの構成を示す図である。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器５ａ（図２参照），または実施の形態２の多重位相遅延検波器５ｃ（図６参照）と同一の構成については、その部分に同一の符号を付して説明を省略する。図７において、５１ｃは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、５３は電力検出器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗するρ乗算出器である。
【００９３】
ここで、本実施の形態における受信側の動作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル位相遅延検波器５１０の処理、多シンボル位相遅延検波器５２０の処理、および電力検出器５２の処理については、前述した実施の形態１または２と同様であるためその説明を省略する。
【００９４】
たとえば、ρ乗算出器５３では、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗し、その計算結果を出力する。軟判定系列推定器５１ｃでは、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号と、ρ乗算出器５３から出力される受信信号電力のρ乗値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。なお、軟判定系列推定器５１ｃ内の処理において、生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理については、実施の形態１または２と同様である。
【００９５】
ここでは、軟判定系列推定器５１ｃにおける本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。また、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理については、前述した実施の形態１または２と同様である。
【００９６】
本実施の形態においては、「受信信号電力のρ乗値が大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位相から求めた尤度に、ρ乗算出器５３の出力である受信信号電力のρ乗値を乗算することで、軟判定復調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１２）式のように表すことができる。
【００９７】
【数１２】
【００９８】
図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２，ρ＝１／２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施の形態におけるＢＥＲと実施の形態１または２におけるＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特性がさらに改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることができる。
【００９９】
このように、本実施の形態においては、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判定値とし、さらに訂正能力を向上させることにより、実施の形態２よりもさらにＢＥＲを低く抑えることが可能となる。
【０１００】
なお、本実施の形態においては、説明の便宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用したが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。また、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【０１０１】
実施の形態４．
本実施の形態においては、図１に示す実施の形態１の構成に対して、さらに、データの順序を入れ替えるインターリーバーを加えて、復調特性の向上を図る。なお、本発明にかかる通信システムの構成において、先に説明した実施の形態１の図１と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０２】
図８は、本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。詳細には、図８（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成であり、図８（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する場合を想定している。なお、本実施の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、想定することとしてもよい。
【０１０３】
図８（ａ）の送信側の構成において、７はインターリーブ回路であり、図８（ｂ）の受信側の構成において、８はデインターリーブ回路である。
【０１０４】
ここで、送信側の動作を説明する。図８（ａ）において、まず、畳込み符号器１では、送信データａiに対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。つぎに、インターリーブ回路７では、畳込み符号化データｄiを所定の規則に基づいて並べ替える。つぎに、割り当て回路２では、並べ替えられた畳込み符号化データを送信差動位相Δθiに変換する。つぎに、差動符号化回路３では、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２の出力である送信差動位相Δθiとを前述した（１）式により加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。そして、最後に、位相変調器４では、差動符号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信号を送信信号として出力する。
【０１０５】
つぎに、受信側の動作を説明する。図８（ｂ）において、まず、受信信号が多重位相遅延検波器５ａ（図２参照）の１シンボル位相遅延検波器５１０に入力され、遅延素子５１１では、１シンボル分の時間遅延を付加した受信信号を出力し、位相比較器５１２では、現在の受信信号と、１シンボル分の時間遅延が付加された受信信号と、を比較して位相差を求め、その比較結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【０１０６】
多シンボル位相遅延検波器５２０では、１シンボル位相遅延検波器５１０の出力する１シンボル位相遅延検波信号を、遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−１）に記憶し、さらに、加算器５２２−１，…，５２２−（Ｎ−１）によりｍ（１＜ｍ≦Ｎ）個の１シンボル位相遅延検波信号を加算し、受信信号のｍシンボル間の位相差であるｍシンボル位相遅延検波信号を求め、その後、出力する。
【０１０７】
軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビアルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
【０１０８】
デインターリーブ回路８では、軟判定系列推定器５１ａから出力される軟判定復調データを、所定の規則にしたがってインターリーブ前の形式に並べ替え、その後、並べ替えられた軟判定復調データを出力する。そして、最後に、ビタビ復号器６では、デインターリーブ回路８により並べ替えられた軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ（元の送信データ）として出力する。
【０１０９】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１０】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、復調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ復号器６への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することができる。
【０１１１】
実施の形態５．
実施の形態４の通信システム（多重位相遅延検波器５ａを含む）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号する場合について説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｂを含む）においては、位相情報および検出される電力情報を用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調データに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理を行う。
【０１１２】
なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態４の図８と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、本発明にかかる通信システムの動作については、前述した実施の形態２または４にて説明した動作と同様であるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態は、実施の形態２および４の応用例といえる。
【０１１３】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１〜４のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１４】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正能力を大幅に向上させることができる。
【０１１５】
実施の形態６．
実施の形態５の通信システム（多重位相遅延検波器５ｂを含む）では、軟判定復調データを受信信号の位相情報および検出される電力情報から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズムにより復号する場合について説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｃを含む）においては、位相情報および検出される電力のρ乗値を用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調データに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理を行う。
【０１１６】
なお、本発明にかかる通信システムの構成については、先に説明した実施の形態４の図８と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、本発明にかかる通信システムの動作については、前述した実施の形態３、４または５にて説明した動作と同様であるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態は、実施の形態３、４および５の応用例といえる。
【０１１７】
図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７における畳込み符号処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２、ρ＝１／２の場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形態１〜５のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１８】
このように、本実施の形態においては、送信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後の軟判定値とすることで、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することができる。
【０１１９】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、出力を軟判定値とすることにより、硬判定値が出力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。また、復調処理に、受信信号の位相情報だけ用いているため、復調器の構成を簡素化できる、という効果を奏する。
【０１２０】
つぎの発明によれば、出力を軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２１】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成／出力することにより、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正能力を大幅に向上させることが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２２】
つぎの発明によれば、出力を受信信号の位相および電力値を用いて生成される軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２３】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成／出力することにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲをさらに抑圧することが可能な復調器を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２４】
つぎの発明によれば、出力を受信信号の位相および電力のρ乗値を用いて生成される軟判定値とすることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効果を奏する。
【０１２５】
つぎの発明によれば、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２６】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２７】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２８】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２９】
つぎの発明によれば、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３０】
つぎの発明によれば、並べ替え手段を備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３１】
つぎの発明によれば、受信機内の復号手段への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３３】
つぎの発明によれば、受信機内において、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３４】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３５】
つぎの発明によれば、受信機内において、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３６】
つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図３】 差動ＱＰＳＫ変調の実施により割り当てられ差動位相を示す図である。
【図４】 差動ＱＰＳＫ変調が実施された場合のトレリス線図である。
【図５】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。
【図６】 実施の形態２における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図７】 実施の形態３における復調器として動作する多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図８】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図である。
【図９】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。
【図１０】 従来の復調器の構成を示す図である。
【図１１】 差動ＱＰＳＫ変調の変換則を示す図である。
【符号の説明】
１ 畳込み符号器、２ 割り当て回路、３ 差動符号化回路、４ 位相変調器、５，５ａ，５ｂ，５ｃ 多重位相遅延検波器、６ ビタビ復号器、７ インターリーブ回路、８ デインターリーブ回路、５１ａ，５１ｂ，５１ｃ 軟判定系列推定器、５１０ １シンボル位相遅延検波器、５２０ 多シンボル位相遅延検波器。
Claims (15)
- 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする復調器。 - 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする復調器。 - 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状 態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする復調器。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態 における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側とデータの送受信を行う受信機において、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする受信機。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差 動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、
前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、
前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。 - 送信機側と受信機側との間でデータの送受信を行う通信システムにおいて、
前記送信機は、
送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号化手段と、
前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え手段と、
前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手段と、
前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段と、
前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、
を備え、
さらに、前記受信機は、
受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、
前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、
前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、
前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、
前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、
を備え、
前記軟判定復調データ推定手段にあっては、
前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定データとし、
前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相を構成要素とするすべての状態における、パスメトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報とし、
前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とする通信システム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
| US09/726,533 US7103107B2 (en) | 2000-03-17 | 2000-12-01 | Demodulator, receiver, and communication system |
| EP00127132A EP1134946A3 (en) | 2000-03-17 | 2000-12-12 | Multiple-symbol differential detection |
| CA002329652A CA2329652C (en) | 2000-03-17 | 2000-12-27 | Demodulator, receiver, and communication system |
| CN00137645.4A CN1235376C (zh) | 2000-03-17 | 2000-12-28 | 解调器、接收机、以及通信系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268147A JP2001268147A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3776283B2 true JP3776283B2 (ja) | 2006-05-17 |
Family
ID=18594562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A Expired - Fee Related JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7103107B2 (ja) |
| EP (1) | EP1134946A3 (ja) |
| JP (1) | JP3776283B2 (ja) |
| CN (1) | CN1235376C (ja) |
| CA (1) | CA2329652C (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6654340B1 (en) * | 1999-03-31 | 2003-11-25 | Cisco Technology, Inc. | Differential OFDM using multiple receiver antennas |
| EP1292077A3 (en) * | 2001-09-11 | 2006-10-11 | Broadcom Corporation | Sequence estimation for PSK signals |
| US6842496B2 (en) | 2002-10-24 | 2005-01-11 | Interdigital Technology Corporation | Algorithm for multiple-symbol differential detection |
| US7398454B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-07-08 | Tyco Telecommunications (Us) Inc. | System and method for forward error correction decoding using soft information |
| JP4816424B2 (ja) * | 2006-11-21 | 2011-11-16 | 株式会社デンソー | 受信方式，受信装置，プログラム |
| JP2009260799A (ja) * | 2008-04-18 | 2009-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | 遅延検波復調装置 |
| KR100949532B1 (ko) | 2008-09-29 | 2010-03-25 | 연세대학교 산학협력단 | 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템 |
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-
2000
- 2000-03-17 JP JP2000076898A patent/JP3776283B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-01 US US09/726,533 patent/US7103107B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-12 EP EP00127132A patent/EP1134946A3/en not_active Withdrawn
- 2000-12-27 CA CA002329652A patent/CA2329652C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-28 CN CN00137645.4A patent/CN1235376C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001268147A (ja) | 2001-09-28 |
| US20010026593A1 (en) | 2001-10-04 |
| CA2329652A1 (en) | 2001-09-17 |
| CA2329652C (en) | 2004-06-22 |
| EP1134946A2 (en) | 2001-09-19 |
| CN1235376C (zh) | 2006-01-04 |
| US7103107B2 (en) | 2006-09-05 |
| CN1314759A (zh) | 2001-09-26 |
| EP1134946A3 (en) | 2004-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041004 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100303 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100303 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110303 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110303 Year of fee payment: 5 |
|
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