JP2001268147A - 復調器、受信機、および通信システム - Google Patents
復調器、受信機、および通信システムInfo
- Publication number
- JP2001268147A JP2001268147A JP2000076898A JP2000076898A JP2001268147A JP 2001268147 A JP2001268147 A JP 2001268147A JP 2000076898 A JP2000076898 A JP 2000076898A JP 2000076898 A JP2000076898 A JP 2000076898A JP 2001268147 A JP2001268147 A JP 2001268147A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- data
- transmission
- differential
- soft
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 良好なビット誤り率特性を実現可能な復調器
を得ること。 【解決手段】 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以
上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算
し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号として出力する多シンボル位相遅延検波器５２０
と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号か
ら、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図
およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を
推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメト
リックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定系
列推定器５１ａと、を備える構成とする。
を得ること。 【解決手段】 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以
上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算
し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号として出力する多シンボル位相遅延検波器５２０
と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号か
ら、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図
およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を
推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメト
リックに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定系
列推定器５１ａと、を備える構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信および
移動体衛星通信等の無線通信に使用可能な復調器に関す
るものであり、特に、差動ＰＳＫ（Phase Shift Keying
:位相シフトキーイング）変調と多重位相遅延検波とを
用いた復調器、およびその復調器を備える受信機ならび
に通信システムに関するものである。
移動体衛星通信等の無線通信に使用可能な復調器に関す
るものであり、特に、差動ＰＳＫ（Phase Shift Keying
:位相シフトキーイング）変調と多重位相遅延検波とを
用いた復調器、およびその復調器を備える受信機ならび
に通信システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の復調器について説明する。
図１０は、文献「差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う
遅延検波方式」（電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ９
８−１０２、１９９３年１月）に記載された従来の復調
器（図示の多重位相遅延検波器５００に相当）の構成を
示す図である。
図１０は、文献「差動ＰＳＫ信号位相の系列推定を行う
遅延検波方式」（電子情報通信学会技術報告、ＲＣＳ９
８−１０２、１９９３年１月）に記載された従来の復調
器（図示の多重位相遅延検波器５００に相当）の構成を
示す図である。
【０００３】図１０において、５００は受信信号から復
調データを生成／出力する多重位相遅延検波器であり、
さらに、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５
２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５３０はビタ
ビ系列推定器であり、多重位相遅延検波器５００を備え
た受信機（図示はしていない）では、ビタビ復号法を実
施可能なビタビ復号器を用いて、出力された復調データ
を復号し、その復号結果として受信データを生成する。
調データを生成／出力する多重位相遅延検波器であり、
さらに、５１０は１シンボル位相遅延検波器であり、５
２０は多シンボル位相遅延検波器であり、５３０はビタ
ビ系列推定器であり、多重位相遅延検波器５００を備え
た受信機（図示はしていない）では、ビタビ復号法を実
施可能なビタビ復号器を用いて、出力された復調データ
を復号し、その復号結果として受信データを生成する。
【０００４】また、１シンボル位相遅延検波器５１０に
おいて、５１１は１シンボル前の受信信号を記憶する遅
延素子であり、５１２は現在の受信信号と１シンボル前
の受信信号との位相差を求める位相比較器であり、１シ
ンボル位相遅延検波信号を出力する。また、多シンボル
位相遅延検波器５２０において、５２１−１，…，５２
１−（Ｎ−１）は過去の１シンボル位相遅延検波信号を
記憶する遅延素子であり、５２２−１，…，５２２−
（Ｎ−１）は遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力である過去の１シンボル検波位相の和を取る
加算器である。
おいて、５１１は１シンボル前の受信信号を記憶する遅
延素子であり、５１２は現在の受信信号と１シンボル前
の受信信号との位相差を求める位相比較器であり、１シ
ンボル位相遅延検波信号を出力する。また、多シンボル
位相遅延検波器５２０において、５２１−１，…，５２
１−（Ｎ−１）は過去の１シンボル位相遅延検波信号を
記憶する遅延素子であり、５２２−１，…，５２２−
（Ｎ−１）は遅延素子５２１−１，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力である過去の１シンボル検波位相の和を取る
加算器である。
【０００５】まず、送信機側の動作を簡単に説明する。
送信機側では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して
畳込み符号化を実施し、畳込み符号化データｄiを出力
する。たとえば、畳込み符号の符号化率を１／２とする
と、畳込み符号化データは、［ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：
Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝］、と表すことができる。そし
て、出力された畳込み符号化データ（Ｐi，Ｑi）は、送
信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換される。たと
えば、変調方式として差動ＱＰＳＫ変調（Quaternary P
hase Shift Keying :４相位相シフトキーイング）を採
用する場合、変換則Ｆは、図１１のように表すことがで
きる。
送信機側では、送信データａi∈｛−１，１｝に対して
畳込み符号化を実施し、畳込み符号化データｄiを出力
する。たとえば、畳込み符号の符号化率を１／２とする
と、畳込み符号化データは、［ｄi＝（Ｐi，Ｑi）：
Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝］、と表すことができる。そし
て、出力された畳込み符号化データ（Ｐi，Ｑi）は、送
信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，Ｑi）に変換される。たと
えば、変調方式として差動ＱＰＳＫ変調（Quaternary P
hase Shift Keying :４相位相シフトキーイング）を採
用する場合、変換則Ｆは、図１１のように表すことがで
きる。
【０００６】その後、送信機側では、１シンボル前の送
信信号位相θi-1と、前記変換された送信差動位相Δθi
を、つぎの（１）式で示す漸化式により加算すること
で、現在の送信信号位相θiを生成／出力する。
信信号位相θi-1と、前記変換された送信差動位相Δθi
を、つぎの（１）式で示す漸化式により加算すること
で、現在の送信信号位相θiを生成／出力する。
【０００７】
【数１】
【０００８】そして、送信機側では、出力された送信信
号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信
号を、送信信号として出力する。
号位相θiに基づいて位相変調を行い、位相変調後の信
号を、送信信号として出力する。
【０００９】つぎに、図１０に示す多重位相検波器５０
０を含む受信機側の動作を説明する。まず、受信信号
は、１シンボル位相遅延検波器５１０の遅延素子５１１
と位相比較器５１２に入力される。遅延素子５１１で
は、１シンボル前の受信信号を出力し、位相比較器５１
２に入力する。そして、位相比較器５１２では、現在の
受信信号の位相と、１シンボル前の受信信号の位相と、
の位相を比較して位相差を求め、その比較結果として、
１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
０を含む受信機側の動作を説明する。まず、受信信号
は、１シンボル位相遅延検波器５１０の遅延素子５１１
と位相比較器５１２に入力される。遅延素子５１１で
は、１シンボル前の受信信号を出力し、位相比較器５１
２に入力する。そして、位相比較器５１２では、現在の
受信信号の位相と、１シンボル前の受信信号の位相と、
の位相を比較して位相差を求め、その比較結果として、
１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【００１０】時刻ｉにおける受信信号の位相をψiとす
ると、位相比較器５１２より出力される１シンボル位相
遅延検波信号Δψ(1)iは、（２）式のように表される。
ると、位相比較器５１２より出力される１シンボル位相
遅延検波信号Δψ(1)iは、（２）式のように表される。
【数２】
【００１１】すなわち、１シンボル位相遅延検波信号Δ
ψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を
表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場
合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。前述のよ
うに、送信差動位相Δθiの値は、送信データａiによっ
て定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの
値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
ψ(1)iは、受信信号の１シンボル周期間の位相変化量を
表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場
合、その値は、送信差動位相Δθiに等しい。前述のよ
うに、送信差動位相Δθiの値は、送信データａiによっ
て定まるので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの
値を用いて送信データの推定を行うことが可能となる。
【００１２】その後、位相比較器５１２から出力される
１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iは、多シンボル位
相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、
ここで受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えら
れる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５
２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、
位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検
波信号Δψ(1)iも入力される。すなわち、加算器５２２
−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iと、遅
延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を行
う。
１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iは、多シンボル位
相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、
ここで受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えら
れる。そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５
２２−１に入力される。また、加算器５２２−１には、
位相比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検
波信号Δψ(1)iも入力される。すなわち、加算器５２２
−１では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iと、遅
延素子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を行
う。
【００１３】したがって、加算器５２２−１の出力（遅
延変化量の和）をΔψ(2)iとすると、（３）式が成立す
る。
延変化量の和）をΔψ(2)iとすると、（３）式が成立す
る。
【数３】
【００１４】すなわち、加算器５２２−１の出力Δψ
(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表
す２シンボル位相遅延検波信号となる。
(2)iは、受信信号の２シンボル周期間の位相変化量を表
す２シンボル位相遅延検波信号となる。
【００１５】なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１
−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続
されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素
子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に受信信号の
１シンボル周期に等しい遅延を与え、出力する。したが
って、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）
番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続
されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素
子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に受信信号の
１シンボル周期に等しい遅延を与え、出力する。したが
って、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）
番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとなる。
【００１６】また、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−
１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）も縦列接続さ
れており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器に
は、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さ
らに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−
２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の
遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ
＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−
１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力
と、が加算され、その加算結果が出力される。
１，５２２−２，…，５２２−（Ｎ−１）も縦列接続さ
れており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器に
は、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さ
らに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−
２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の
遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ
＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−
１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力
と、が加算され、その加算結果が出力される。
【００１７】したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)i
とすると、（４）式が成立する。
１，２，…，Ｎ−１）番目の加算器の出力をΔψ(m+1)i
とすると、（４）式が成立する。
【数４】
【００１８】ただし、この（４）式については、Δψ
(m)iに関する漸化式になっているため、これを解いて
（５）式を得ることができる。
(m)iに関する漸化式になっているため、これを解いて
（５）式を得ることができる。
【数５】
【００１９】すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番
目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋
１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シン
ボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−
１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−
（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号が出力されることになる。
目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋
１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シン
ボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−
１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−
（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号が出力されることになる。
【００２０】そして、多シンボル位相遅延検波器５２０
では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，
…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シ
ンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出
力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ
(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。なお、
この多重位相遅延検波信号の数Ｎを、以降、最大遅延シ
ンボル数と呼ぶ。
では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，
…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シ
ンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出
力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ
(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。なお、
この多重位相遅延検波信号の数Ｎを、以降、最大遅延シ
ンボル数と呼ぶ。
【００２１】ビタビ系列推定器５３０では、（Ｎ−１）
個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる状態遷移
を表すトレリス線図を用いて、既知のビタビアルゴリズ
ムにより送信差動位相系列を推定する。具体的に言う
と、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されてい
る場合には、まず、ＭN通りの状態遷移に対して１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定
する。ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δ
ψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づい
て、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算さ
れる。
個の送信差動位相信号点の組み合わせからなる状態遷移
を表すトレリス線図を用いて、既知のビタビアルゴリズ
ムにより送信差動位相系列を推定する。具体的に言う
と、たとえば、送信側でＭ相ＰＳＫ変調が実施されてい
る場合には、まず、ＭN通りの状態遷移に対して１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレプリカを仮定
する。ブランチメトリックは、多重位相遅延検波信号Δ
ψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）に基づい
て、トレリス線図上のすべての状態遷移に対して計算さ
れる。
【００２２】その後、ビタビ系列推定器５３０では、ビ
タビアルゴリズムに基づく加算比較（ACS：Add‐Compar
e‐Select）演算を行い、各状態に対する生き残りパス
を選択し、選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に
格納するとともにパスメトリックの更新を行う。そし
て、最終的にパスメトリックが最小となったパスに対応
するビットに対して硬判定を行い、位相遅延検波器５０
０の出力として、硬判定結果である復調データを出力す
る。
タビアルゴリズムに基づく加算比較（ACS：Add‐Compar
e‐Select）演算を行い、各状態に対する生き残りパス
を選択し、選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に
格納するとともにパスメトリックの更新を行う。そし
て、最終的にパスメトリックが最小となったパスに対応
するビットに対して硬判定を行い、位相遅延検波器５０
０の出力として、硬判定結果である復調データを出力す
る。
【００２３】最後に、受信機側のビタビ復号器（図示せ
ず）では、硬判定による復調データを既知のビタビ復号
法により復号し、その復号結果を受信データとして出力
する。なお、ここでは、既知のビタビ復号法として、た
とえば、今井秀樹著：“符号理論”、電子情報通信学会
（１９９０）を用いている。
ず）では、硬判定による復調データを既知のビタビ復号
法により復号し、その復号結果を受信データとして出力
する。なお、ここでは、既知のビタビ復号法として、た
とえば、今井秀樹著：“符号理論”、電子情報通信学会
（１９９０）を用いている。
【００２４】このように、従来の復調器、すなわち、多
重位相遅延検波器では、硬判定による復調データを出力
し、その後、受信機のビタビ復号器においては、その硬
判定復調データを用いて、元の送信データを再生する。
重位相遅延検波器では、硬判定による復調データを出力
し、その後、受信機のビタビ復号器においては、その硬
判定復調データを用いて、元の送信データを再生する。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来の復調器においては、多重位相遅延検波器が、硬判
定による復調データを出力するため、すなわち、ビタビ
復号器への入力が硬判定値となってしまうため、ビタビ
復号器への入力を軟判定値とした場合に比べて、畳込み
符号の訂正能力を充分に引き出せない、という問題があ
った。
従来の復調器においては、多重位相遅延検波器が、硬判
定による復調データを出力するため、すなわち、ビタビ
復号器への入力が硬判定値となってしまうため、ビタビ
復号器への入力を軟判定値とした場合に比べて、畳込み
符号の訂正能力を充分に引き出せない、という問題があ
った。
【００２６】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、軟判定データを出力することのできる復調器、お
よびその復調器を備えることにより畳込み符号の訂正能
力を十分に引き出し、良好なビット誤り率特性を実現可
能な受信機ならびに通信システムを得ることを目的とす
る。
って、軟判定データを出力することのできる復調器、お
よびその復調器を備えることにより畳込み符号の訂正能
力を十分に引き出し、良好なビット誤り率特性を実現可
能な受信機ならびに通信システムを得ることを目的とす
る。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる復調器にあって
は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）
シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算
結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として
出力する多重位相遅延検波信号出力手段（後述する実施
の形態の１シンボル位相遅延検波器５１０、多シンボル
位相遅延検波器５２０に相当）と、前記１，２，…，Ｎ
シンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状
態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズム
により、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図
の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復
調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定
系列推定器５１ａに相当）と、を備えることを特徴とす
る。
目的を達成するために、本発明にかかる復調器にあって
は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）
シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算
結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として
出力する多重位相遅延検波信号出力手段（後述する実施
の形態の１シンボル位相遅延検波器５１０、多シンボル
位相遅延検波器５２０に相当）と、前記１，２，…，Ｎ
シンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状
態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズム
により、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図
の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復
調データを推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定
系列推定器５１ａに相当）と、を備えることを特徴とす
る。
【００２８】つぎの発明にかかる復調器において、前記
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記
硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよ
び前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成す
ることを特徴とする。
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記
硬判定データの信頼度情報とし、前記硬判定データおよ
び前記信頼度情報に基づいて軟判定復調データを生成す
ることを特徴とする。
【００２９】つぎの発明にかかる復調器にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段（電力検出器５２に相当）
と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号か
ら、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図
およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を
推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメト
リックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを
推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器
５１ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段（電力検出器５２に相当）
と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号か
ら、送信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図
およびビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を
推定し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメト
リックおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを
推定する軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器
５１ｂに相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３０】つぎの発明にかかる復調器において、前記
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電
力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信
頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報
に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とす
る。
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電
力値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信
頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼度情報
に基づいて軟判定復調データを生成することを特徴とす
る。
【００３１】つぎの発明にかかる復調器にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段（ρ乗算出器５３に相当）と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する
軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｃに
相当）と、を備えることを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段（ρ乗算出器５３に相当）と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する
軟判定復調データ推定手段（軟判定系列推定器５１ｃに
相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３２】つぎの発明にかかる復調器において、前記
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電
力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定デー
タの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼
度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特
徴とする。
軟判定復調データ推定手段にあっては、前記トレリス線
図の状態の中で、パスメトリックが最小となる第１の状
態を構成する差動位相に対応したビットを、硬判定デー
タとし、前記硬判定データを反転したビットに対応する
差動位相を構成要素とするすべての状態における、パス
メトリック値が最小となる第２の状態のパスメトリック
と、前記第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電
力のρ乗値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定デー
タの信頼度情報とし、前記硬判定データおよび前記信頼
度情報に基づいて軟判定復調データを生成することを特
徴とする。
【００３３】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，
Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相
状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズ
ムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線
図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定
復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前
記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号
する復号手段（ビタビ復号器６に相当）と、を備えるこ
とを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，
Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相
状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズ
ムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線
図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定
復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前
記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復号
する復号手段（ビタビ復号器６に相当）と、を備えるこ
とを特徴とする。
【００３４】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，
Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相
状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズ
ムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線
図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定
復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前
記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替え
る並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴と
する。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，
Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相
状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズ
ムにより、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線
図の各状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定
復調データを推定する軟判定復調データ推定手段と、前
記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替え
る並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴と
する。
【００３５】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシ
ンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態
の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムに
より、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の
各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシ
ンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態
の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムに
より、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の
各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
【００３６】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシ
ンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態
の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムに
より、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の
各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたが
って並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判
定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復
号手段と、を備えることを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記１，２，…，Ｎシ
ンボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態
の遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムに
より、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の
各状態に対応するパスメトリックおよび前記電力値に基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたが
って並べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判
定復調データに基づいて、元の送信データを復号する復
号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３７】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延
検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すト
レリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動
位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応す
るパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段
と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データ
を復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延
検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すト
レリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動
位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応す
るパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段
と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データ
を復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００３８】つぎの発明にかかる受信機にあっては、受
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延
検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すト
レリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動
位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応す
るパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段
と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並
べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調
データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段
と、を備えることを特徴とする。
信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボ
ル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果を
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力す
る多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受信信号の電
力値を検出する電力検出手段と、前記電力値をρ乗する
ρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延
検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷移を示すト
レリス線図およびビタビアルゴリズムにより、送信差動
位相系列を推定し、前記トレリス線図の各状態に対応す
るパスメトリックおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを推定する軟判定復調データ推定手段
と、前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並
べ替える並び替え手段と、前記並び替え後の軟判定復調
データに基づいて、元の送信データを復号する復号手段
と、を備えることを特徴とする。
【００３９】つぎの発明にかかる通信システムにおい
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段（畳込み符号器１に相当）と、前
記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手
段（割り当て回路２に相当）と、前記送信差動位相に対
して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位
相として出力する差動符号化手段（差動符号化回路３に
相当）と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる
差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力
手段（位相変調器４に相当）と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信
号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタ
ビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前
記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段（畳込み符号器１に相当）と、前
記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換手
段（割り当て回路２に相当）と、前記送信差動位相に対
して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位
相として出力する差動符号化手段（差動符号化回路３に
相当）と、前記送信信号位相に基づいて送信信号となる
差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／出力
手段（位相変調器４に相当）と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信
号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタ
ビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前
記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリックに基
づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調データ推
定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
【００４０】つぎの発明にかかる通信システムにおい
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段（インターリーブ回路７に相当）と、前記並べ替え
後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換
手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施
し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動
符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号と
なる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／
出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、
１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信
信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，
…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位
相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボ
ル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷
移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調デ
ータを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判
定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２
の並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴と
する。
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段（インターリーブ回路７に相当）と、前記並べ替え
後の畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換
手段と、前記送信差動位相に対して差動符号化を実施
し、その符号化結果を送信信号位相として出力する差動
符号化手段と、前記送信信号位相に基づいて送信信号と
なる差動位相変調信号を生成／出力する送信信号生成／
出力手段と、を備え、さらに、受信機は、受信信号と、
１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル前の受信
信号と、の位相差を計算し、その計算結果を１，２，
…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力する多重位
相遅延検波信号出力手段と、前記１，２，…，Ｎシンボ
ル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷
移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックに基づいて軟判定復調デ
ータを推定する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判
定復調データを所定の規則にしたがって並べ替える第２
の並び替え手段（デインターリーブ回路８に相当）と、
前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴と
する。
【００４１】つぎの発明にかかる通信システムにおい
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送
信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に
対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号
位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位
相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／
出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、
受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の
整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、そ
の計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号
として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定
復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づい
て、元の送信データを復号する復号手段と、を備えるこ
とを特徴とする。
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送
信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に
対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号
位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位
相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／
出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、
受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の
整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、そ
の計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号
として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定
復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づい
て、元の送信データを復号する復号手段と、を備えるこ
とを特徴とする。
【００４２】つぎの発明にかかる通信システムにおい
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差
動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対し
て差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相
として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に
基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力
する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受
信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定
復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の
規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前
記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差
動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対し
て差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相
として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に
基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力
する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受
信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記１，
２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送信信号の
差動位相状態の遷移を示すトレリス線図およびビタビア
ルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定し、前記ト
レリス線図の各状態に対応するパスメトリックおよび前
記電力値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定
復調データ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の
規則にしたがって並べ替える第２の並び替え手段と、前
記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信
データを復号する復号手段と、を備えることを特徴とす
る。
【００４３】つぎの発明にかかる通信システムにおい
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送
信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に
対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号
位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位
相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／
出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、
受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の
整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、そ
の計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号
として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力
値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシン
ボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の
遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値
に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デー
タ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の
送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴
とする。
て、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データを送
信差動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に
対して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号
位相として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位
相に基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／
出力する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、
受信機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の
整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、そ
の計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号
として出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記
受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力
値をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシン
ボル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の
遷移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値
に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デー
タ推定手段と、前記軟判定復調データに基づいて、元の
送信データを復号する復号手段と、を備えることを特徴
とする。
【００４４】つぎの発明にかかる通信システムにあって
は、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差
動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対し
て差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相
として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に
基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力
する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受
信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値
をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボ
ル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷
移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値
に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デー
タ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にし
たがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替
え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを
復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
は、送信機は、送信データに対して畳込み符号化を実施
する畳込み符号化手段と、前記畳込み符号化データの順
序を所定の規則にしたがって並べ替える第１の並べ替え
手段と、前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差
動位相に変換する変換手段と、前記送信差動位相に対し
て差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位相
として出力する差動符号化手段と、前記送信信号位相に
基づいて送信信号となる差動位相変調信号を生成／出力
する送信信号生成／出力手段と、を備え、さらに、受信
機は、受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整
数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その
計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号と
して出力する多重位相遅延検波信号出力手段と、前記受
信信号の電力値を検出する電力検出手段と、前記電力値
をρ乗するρ乗算出手段と、前記１，２，…，Ｎシンボ
ル位相遅延検波信号から、送信信号の差動位相状態の遷
移を示すトレリス線図およびビタビアルゴリズムによ
り、送信差動位相系列を推定し、前記トレリス線図の各
状態に対応するパスメトリックおよび前記電力のρ乗値
に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デー
タ推定手段と、前記軟判定復調データを所定の規則にし
たがって並べ替える第２の並び替え手段と、前記並び替
え後の軟判定復調データに基づいて、元の送信データを
復号する復号手段と、を備えることを特徴とする。
【００４５】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる復調器、
受信機および通信システムの実施の形態を図面に基づい
て詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発
明が限定されるものではない。
受信機および通信システムの実施の形態を図面に基づい
て詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発
明が限定されるものではない。
【００４６】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信システムの構成を示す図である。詳細には、図１
（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成
であり、図１（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの
受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および
受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いに
データを送受信する場合を想定している。なお、本実施
の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通
信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側
の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを
備える受信機を、想定することとしてもよい。
信システムの構成を示す図である。詳細には、図１
（ａ）は、本発明にかかる通信システムの送信側の構成
であり、図１（ｂ）は、本発明にかかる通信システムの
受信側の構成を示す図である。ここでは、送信側および
受信側の両方の構成を備える通信装置どうしが、互いに
データを送受信する場合を想定している。なお、本実施
の形態においては、前述のように、両方の構成を持つ通
信装置を想定するが、これに限らず、たとえば、送信側
の構成だけを備える送信機、および受信側の構成だけを
備える受信機を、想定することとしてもよい。
【００４７】図１（ａ）の送信側の構成において、１は
送信データに対する畳込み符号化を実施する畳込み符号
器であり、２は畳込み符号器１の出力である畳込み符号
化データを送信差動位相に変換する割り当て回路であ
り、３は割り当て回路２の出力である送信差動位相に対
して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位
相として出力する差動符号化回路であり、４は差動符号
化回路３より出力された送信信号位相に基づいて位相変
調を行う位相変調器である。また、前述の差動符号化回
路３において、３１０は遅延素子であり、３２０は加算
器である。
送信データに対する畳込み符号化を実施する畳込み符号
器であり、２は畳込み符号器１の出力である畳込み符号
化データを送信差動位相に変換する割り当て回路であ
り、３は割り当て回路２の出力である送信差動位相に対
して差動符号化を実施し、その符号化結果を送信信号位
相として出力する差動符号化回路であり、４は差動符号
化回路３より出力された送信信号位相に基づいて位相変
調を行う位相変調器である。また、前述の差動符号化回
路３において、３１０は遅延素子であり、３２０は加算
器である。
【００４８】また、図１（ｂ）の受信側の構成におい
て、５は受信信号から復調データを生成／出力する多重
位相遅延検波器（本実施の形態においては多重位相遅延
検波器５ａに相当）であり、６は多重位相遅延検波器５
から出力される復調データをビタビ復号法により復号
し、その復号結果として受信データ（元の送信データ）
を生成するビタビ復号器である。
て、５は受信信号から復調データを生成／出力する多重
位相遅延検波器（本実施の形態においては多重位相遅延
検波器５ａに相当）であり、６は多重位相遅延検波器５
から出力される復調データをビタビ復号法により復号
し、その復号結果として受信データ（元の送信データ）
を生成するビタビ復号器である。
【００４９】図２は、本実施の形態における復調器とし
て動作する多重位相遅延検波器５ａの構成を示す図であ
る。なお、本実施の形態において、先に説明した従来の
復調器と同様の構成については、同一の符号を付して説
明を省略する。図２において、５１０は１シンボル位相
遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器
であり、５１ａは軟判定系列推器である。
て動作する多重位相遅延検波器５ａの構成を示す図であ
る。なお、本実施の形態において、先に説明した従来の
復調器と同様の構成については、同一の符号を付して説
明を省略する。図２において、５１０は１シンボル位相
遅延検波器であり、５２０は多シンボル位相遅延検波器
であり、５１ａは軟判定系列推器である。
【００５０】ここで、送信側の動作を説明する。図１
（ａ）において、畳込み符号器１では、送信データａi
∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、その符
号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。た
とえば、畳込み符号器１における畳込み符号の符号化率
を１／２とすると、畳込み符号化データは、ｄi＝
（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝、と表すことが
できる。
（ａ）において、畳込み符号器１では、送信データａi
∈｛−１，１｝に対して畳込み符号化を実施し、その符
号化結果として畳込み符号化データｄiを出力する。た
とえば、畳込み符号器１における畳込み符号の符号化率
を１／２とすると、畳込み符号化データは、ｄi＝
（Ｐi，Ｑi）：Ｐi，Ｑi∈｛−１，１｝、と表すことが
できる。
【００５１】割り当て回路２では、畳込み符号化データ
ｄi＝（Ｐi，Ｑi）を送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，
Ｑi）に変換する。ここでは、変調方式の一例として、
差動ＱＰＳＫ変調を行うものとする。なお、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の変換則Ｆは、前述した図１１の変換則Ｆと同様
に表すことができる。
ｄi＝（Ｐi，Ｑi）を送信差動位相Δθi＝Ｆ（Ｐi，
Ｑi）に変換する。ここでは、変調方式の一例として、
差動ＱＰＳＫ変調を行うものとする。なお、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の変換則Ｆは、前述した図１１の変換則Ｆと同様
に表すことができる。
【００５２】差動符号化回路３においては、加算器３２
０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信
信号位相θi-1と割り当て回路２から出力される送信差
動位相Δθiとを前述した（１）式で加算することで、
送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。
０が遅延素子３１０から出力される１シンボル前の送信
信号位相θi-1と割り当て回路２から出力される送信差
動位相Δθiとを前述した（１）式で加算することで、
送信信号位相θiを生成し、その後、出力する。
【００５３】位相変調器４では、差動符号化回路３から
受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行
い、その位相変調後の信号を送信信号として出力する。
受け取った送信信号位相θiに基づいて位相変調を行
い、その位相変調後の信号を送信信号として出力する。
【００５４】つぎに、本実施の形態における受信側の動
作を詳細に説明する。図１（ｂ）において、受信信号
は、多重位相遅延検波器５の遅延素子５１１と位相比較
器５１２に入力される（図２参照）。信号を受け取った
遅延素子５１１では、位相比較器５１２に対して１シン
ボル前の受信信号を出力する。そして、位相比較器５１
２では、現在の受信信号の位相と１シンボル前の受信信
号の位相とを比較して位相差を求め、その比較結果とし
て、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。たとえ
ば、時刻ｉにおける受信信号位相をψiとすると、位相
比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信
号Δψ(1)iは、前述した（２）式で表すことができる。
また、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信
号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音
やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信
差動位相Δθiに等しい。したがって、送信差動位相Δ
θiの値は、前述したように送信データによって定まる
ので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用い
て送信データの推定を行うことが可能となる。
作を詳細に説明する。図１（ｂ）において、受信信号
は、多重位相遅延検波器５の遅延素子５１１と位相比較
器５１２に入力される（図２参照）。信号を受け取った
遅延素子５１１では、位相比較器５１２に対して１シン
ボル前の受信信号を出力する。そして、位相比較器５１
２では、現在の受信信号の位相と１シンボル前の受信信
号の位相とを比較して位相差を求め、その比較結果とし
て、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。たとえ
ば、時刻ｉにおける受信信号位相をψiとすると、位相
比較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信
号Δψ(1)iは、前述した（２）式で表すことができる。
また、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iは、受信信
号の１シンボル周期間の位相変化量を表しており、雑音
やフェージングなどの影響がない場合、その値は、送信
差動位相Δθiに等しい。したがって、送信差動位相Δ
θiの値は、前述したように送信データによって定まる
ので、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iの値を用い
て送信データの推定を行うことが可能となる。
【００５５】その後、位相比較器５１２から出力された
１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iは、多シンボル位
相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、
受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。
そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−
１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比
較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号
Δψ(1)iも入力される。したがって、加算器５２２−１
では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素
子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を、前述
の（３）式のように行うこととなる。すなわち、加算器
５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周
期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号と
なる。
１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1 )iは、多シンボル位
相遅延検波器５２０の遅延素子５２１−１に入力され、
受信信号の１シンボル周期に等しい遅延が与えられる。
そして、遅延素子５２１−１の出力は、加算器５２２−
１に入力される。また、加算器５２２−１には、位相比
較器５１２から出力される１シンボル位相遅延検波信号
Δψ(1)iも入力される。したがって、加算器５２２−１
では、１シンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、遅延素
子５２２−１の出力Δψ(1)i-1と、の加算処理を、前述
の（３）式のように行うこととなる。すなわち、加算器
５２２−１の出力Δψ(2)iは、受信信号の２シンボル周
期間の位相変化量を表す２シンボル位相遅延検波信号と
なる。
【００５６】なお、合計（Ｎ−１）個の遅延素子５２１
−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続
されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素
子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に、受信信号
の１シンボル周期に等しい遅延を与え、その後、出力す
る。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとな
る。
−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−１）は縦列接続
されており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素
子は、第（ｍ−１）番目の遅延素子の出力に、受信信号
の１シンボル周期に等しい遅延を与え、その後、出力す
る。したがって、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力は、Δψ(1)i-mとな
る。
【００５７】また、合計（Ｎ−１）個の加算器２５２−
１，２５２−２，…，２５２−（Ｎ−１）も縦列接続さ
れており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器に
は、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さ
らに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−
２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の
遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ
＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−
１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力
と、が加算され、その加算結果が出力される。したがっ
て、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番
目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、前述の（４）
式および（５）式が成立することとなる。
１，２５２−２，…，２５２−（Ｎ−１）も縦列接続さ
れており、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器に
は、第（ｍ−１）番目の加算器の出力が入力される。さ
らに、合計（Ｎ−１）個の加算器５２２−１，５２２−
２，…，５２２−（Ｎ−１）には、合計（Ｎ−１）個の
遅延素子５２１−１，５２１−２，…，５２１−（Ｎ−
１）の出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｍ（ｍ
＝２，…，Ｎ−１）番目の加算器においては、第（ｍ−
１）番目の加算器の出力と、第ｍ番目の遅延素子の出力
と、が加算され、その加算結果が出力される。したがっ
て、時刻ｉにおける第ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ−１）番
目の加算器の出力をΔψ(m+1)iとすると、前述の（４）
式および（５）式が成立することとなる。
【００５８】すなわち、第ｍ（ｍ＝２，…，Ｎ−１）番
目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋
１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シン
ボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−
１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−
（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号が出力されることになる。
目の加算器の出力値Δψ(m+1)iは、受信信号の（ｍ＋
１）シンボル周期間の位相変化量を表す（ｍ＋１）シン
ボル位相遅延検波信号となる。このように、合計（Ｎ−
１）個の加算器５２２−１，５２２−２，…，５２２−
（Ｎ−１）からは、２，３，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号が出力されることになる。
【００５９】そして、多シンボル位相遅延検波器５２０
では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，
…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シ
ンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出
力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ
(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。
では、合計（Ｎ−１）個の位相遅延検波信号Δψ(2)i，
…，Δψ(N)iと、位相比較器５１２から出力される１シ
ンボル位相遅延検波信号Δψ(1)iと、がまとめられ、出
力信号として、多重位相遅延検波信号Δψi＝（Δψ
(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ(N)i）が生成される。
【００６０】軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の
位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビア
ルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定
し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
なお、最尤系列と、その最尤系列において推定するビッ
トの符号を反転させた系列と、の尤度差を「推定するビ
ットの信頼度」とし、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号
点の組み合わせを「状態」とする。
位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビア
ルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定
し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
なお、最尤系列と、その最尤系列において推定するビッ
トの符号を反転させた系列と、の尤度差を「推定するビ
ットの信頼度」とし、（Ｎ−１）個の送信差動位相信号
点の組み合わせを「状態」とする。
【００６１】具体的にいうと、たとえば、送信側でＭ相
ＰＳＫ変調が実施されている場合には、トレリス線図は
ＭN-1個の状態を備え、さらに各状態はＭ本の流入およ
び流出する枝をもつ。その結果、枝の総数はＭN本とな
る。したがって、状態遷移の総数もＭN通りとなる。す
なわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，β
i-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，
βi）への状態遷移は、送信差動位相系列｛Δθi｝の連
続するＮ個の要素からなる部分列が、｛βi-(N-1)，β
i-(N-2)，…，βi｝であることを意味している。ただ
し、βi-jは、送信差動位相Δθiの要素のいずれかであ
り、ｊ＝０，１，…，Ｎ−１とする。
ＰＳＫ変調が実施されている場合には、トレリス線図は
ＭN-1個の状態を備え、さらに各状態はＭ本の流入およ
び流出する枝をもつ。その結果、枝の総数はＭN本とな
る。したがって、状態遷移の総数もＭN通りとなる。す
なわち、状態Ｂi-1＝（βi-(N-1)，βi-(N-2)，…，β
i-1）から状態Ｂi＝（βi-(N-2)，βi-(N-3)，…，
βi）への状態遷移は、送信差動位相系列｛Δθi｝の連
続するＮ個の要素からなる部分列が、｛βi-(N-1)，β
i-(N-2)，…，βi｝であることを意味している。ただ
し、βi-jは、送信差動位相Δθiの要素のいずれかであ
り、ｊ＝０，１，…，Ｎ−１とする。
【００６２】したがって、軟判定系列推定器５１ａで
は、上記状態遷移に対して、１，２，…，Ｎシンボル位
相遅延検波信号のレプリカを仮定することができる。す
なわち、状態遷移に対応するｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ）
シンボル位相遅延検波信号のレプリカの値をΔθ
(m)｛βi-1，βi｝で表すと、（６）式が成立する。
は、上記状態遷移に対して、１，２，…，Ｎシンボル位
相遅延検波信号のレプリカを仮定することができる。す
なわち、状態遷移に対応するｍ（ｍ＝１，２，…，Ｎ）
シンボル位相遅延検波信号のレプリカの値をΔθ
(m)｛βi-1，βi｝で表すと、（６）式が成立する。
【００６３】
【数６】
【００６４】また、ブランチメトリックは、多重位相遅
延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ
(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移
に対して計算される。すなわち、状態Ｂi-1＝（β
i-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（β
i-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移に対応す
る枝のブランチメトリックは、１，２，…，Ｎシンボル
位相遅延検波信号Δψ(1)i，Δψ (2)i，…，Δψ
(N)iと、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレ
プリカΔθ(1)｛βi-1，βi｝，Δθ(2)｛βi-1，
βi｝，…，Δθ(N)｛βi-1，βi｝と、の差の絶対値の
和で与えられる。
延検波信号Δψi＝（Δψ(1)i，Δψ(2)i，…，Δψ
(N)i）に基づいて、トレリス線図上のすべての状態遷移
に対して計算される。すなわち、状態Ｂi-1＝（β
i-(N-1)，βi-(N-2)，…，βi-1）から状態Ｂi＝（β
i-(N-2)，βi-(N-3)，…，βi）への状態遷移に対応す
る枝のブランチメトリックは、１，２，…，Ｎシンボル
位相遅延検波信号Δψ(1)i，Δψ (2)i，…，Δψ
(N)iと、１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号のレ
プリカΔθ(1)｛βi-1，βi｝，Δθ(2)｛βi-1，
βi｝，…，Δθ(N)｛βi-1，βi｝と、の差の絶対値の
和で与えられる。
【００６５】したがって、軟判定系列推定器５１ａで
は、状態Ｂi-1から状態Ｂiへの状態遷移に対応する枝の
ブランチメトリックをＢＭi｛βi-1，βi｝で表すと、
（７）式が成立する。
は、状態Ｂi-1から状態Ｂiへの状態遷移に対応する枝の
ブランチメトリックをＢＭi｛βi-1，βi｝で表すと、
（７）式が成立する。
【００６６】
【数７】
【００６７】このように、軟判定系列推定器５１ａで
は、時刻ｉの各状態における多シンボル位相遅延検波器
５２０の出力、すなわち、１〜Ｎシンボル位相遅延検波
信号に基づいてブランチメトリックを求める。そして、
ビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行い、その演
算結果から各状態に対する生き残りパスを選択し、その
選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納すると
ともに、パスメトリックの更新を行う。
は、時刻ｉの各状態における多シンボル位相遅延検波器
５２０の出力、すなわち、１〜Ｎシンボル位相遅延検波
信号に基づいてブランチメトリックを求める。そして、
ビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行い、その演
算結果から各状態に対する生き残りパスを選択し、その
選択結果を内部のパスメモリ（図示せず）に格納すると
ともに、パスメトリックの更新を行う。
【００６８】つぎに、軟判定系列推定器５１ａにおける
本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。
なお、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により図３
のように差動位相が割り当てられ、かつＮ＝２とした場
合、を想定する。図４は、このような場合に対応するト
レリス線図である。
本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明する。
なお、一例として、差動ＱＰＳＫ変調の実施により図３
のように差動位相が割り当てられ、かつＮ＝２とした場
合、を想定する。図４は、このような場合に対応するト
レリス線図である。
【００６９】まず、ある時刻ｉにおいて、上述の方法で
生き残りパスを選択する。このとき、図４に示すトレリ
ス線図において、畳込み符号化データは、その時刻の生
き残りパスがどの状態に入るパスかによって決まる。ま
た、４つの状態０，１，２，３に対応する送信側の畳込
み符号化データは、送信差動位相の変換則Ｆ（図１１参
照）に対応し、それぞれ（−１，−１），（１，−
１），（１，１），（−１，１）となる。これらによ
り、時刻ｉにおける畳込み符号化データの第１ビット目
が−１である尤度の高いパスは、状態０と状態３の生き
残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスで
あり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１
ビット目が−１である尤度」とする。すなわち、状態
０，３の生き残りパスのパスメトリックをＰＭ
i（０），ＰＭi（３）とした場合、「第１ビット目が−
１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（０），ＰＭ
i（３））となる。
生き残りパスを選択する。このとき、図４に示すトレリ
ス線図において、畳込み符号化データは、その時刻の生
き残りパスがどの状態に入るパスかによって決まる。ま
た、４つの状態０，１，２，３に対応する送信側の畳込
み符号化データは、送信差動位相の変換則Ｆ（図１１参
照）に対応し、それぞれ（−１，−１），（１，−
１），（１，１），（−１，１）となる。これらによ
り、時刻ｉにおける畳込み符号化データの第１ビット目
が−１である尤度の高いパスは、状態０と状態３の生き
残りパスにおけるパスメトリックが小さいほうのパスで
あり、ここでは、このパスのパスメトリックを、「第１
ビット目が−１である尤度」とする。すなわち、状態
０，３の生き残りパスのパスメトリックをＰＭ
i（０），ＰＭi（３）とした場合、「第１ビット目が−
１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi（０），ＰＭ
i（３））となる。
【００７０】同様に、第１ビット目が１である最尤の高
いパスは、状態１と状態２の生き残りパスにおけるパス
メトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、この
パスのパスメトリックを、「第１ビット目が１である尤
度」とする。すなわち、状態１，２の生き残りパスのパ
スメトリックをＰＭi（１），ＰＭi（２）とした場合、
「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi
（１），ＰＭi（２））となる。
いパスは、状態１と状態２の生き残りパスにおけるパス
メトリックが小さいほうのパスであり、ここでは、この
パスのパスメトリックを、「第１ビット目が１である尤
度」とする。すなわち、状態１，２の生き残りパスのパ
スメトリックをＰＭi（１），ＰＭi（２）とした場合、
「第１ビット目が−１である尤度」は、ＭＩＮ（ＰＭi
（１），ＰＭi（２））となる。
【００７１】この場合、尤度はその値が小さいほど高く
なるため、たとえば、「第１ビット目が−１である信頼
度」は、「第１ビット目が−１である尤度」が「第１ビ
ット目が１である尤度」より小さいほど高くなる。した
がって、第１ビット目が−１である信頼度Ｒ1i(-1)は、
「第１ビット目が１である尤度」から「第１ビット目が
−１である尤度」を引いた値となり、つぎの（８）式に
よって表すことができる。
なるため、たとえば、「第１ビット目が−１である信頼
度」は、「第１ビット目が−１である尤度」が「第１ビ
ット目が１である尤度」より小さいほど高くなる。した
がって、第１ビット目が−１である信頼度Ｒ1i(-1)は、
「第１ビット目が１である尤度」から「第１ビット目が
−１である尤度」を引いた値となり、つぎの（８）式に
よって表すことができる。
【００７２】
【数８】
【００７３】また、時刻ｉにおける送信ビットの第２ビ
ット目が−１である信頼度Ｒ2i(-1)も同様に、（９）式
で表すことができる。
ット目が−１である信頼度Ｒ2i(-1)も同様に、（９）式
で表すことができる。
【００７４】
【数９】
【００７５】そして、軟判定系列を求めるための最後の
処理として、軟判定系列推定器５１ａでは、（１０）式
に示すように、上記（８）式および（９）式に硬判定値
である−１をそれぞれ乗算する。ここでは、この乗算結
果が、軟判定復調データとなる。
処理として、軟判定系列推定器５１ａでは、（１０）式
に示すように、上記（８）式および（９）式に硬判定値
である−１をそれぞれ乗算する。ここでは、この乗算結
果が、軟判定復調データとなる。
【００７６】
【数１０】
【００７７】多重位相遅延検波器５ａ内の軟判定系列推
定器５１ａにより軟判定系列を推定後、図１（ｂ）ビタ
ビ復号器６では、受け取った軟判定復調データをビタビ
アルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ
（元の送信データ）として出力する。
定器５１ａにより軟判定系列を推定後、図１（ｂ）ビタ
ビ復号器６では、受け取った軟判定復調データをビタビ
アルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信データ
（元の送信データ）として出力する。
【００７８】図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつＮ＝２の場合における、ＡＷＧＮ（Additi
ve White Gaussian Noise）通信路のＢＥＲ（Bit Error
Rate）特性を示す図である。図５において、本実施の
形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較
すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられてい
ることがわかる。
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつＮ＝２の場合における、ＡＷＧＮ（Additi
ve White Gaussian Noise）通信路のＢＥＲ（Bit Error
Rate）特性を示す図である。図５において、本実施の
形態におけるＢＥＲと従来技術におけるＢＥＲとを比較
すると、本実施の形態の方がＢＥＲを低く抑えられてい
ることがわかる。
【００７９】このように、本実施の形態においては、復
調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ
復号器６への入力を軟判定値とすることで、硬判定値が
入力された場合よりも訂正能力を向上させることができ
る。また、本実施の形態においては、復調処理に、受信
信号の位相情報のみを用いているため、復調器の構成を
簡素化できる。
調器の出力を軟判定値とすることで、すなわち、ビタビ
復号器６への入力を軟判定値とすることで、硬判定値が
入力された場合よりも訂正能力を向上させることができ
る。また、本実施の形態においては、復調処理に、受信
信号の位相情報のみを用いているため、復調器の構成を
簡素化できる。
【００８０】なお、本実施の形態においては、説明の便
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、Ｎ＝２と
したが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを
用いることとしてもよい。
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、Ｎ＝２と
したが、これに限らず、たとえば、Ｎ＝３，４…などを
用いることとしてもよい。
【００８１】実施の形態２．実施の形態１の復調器（多
重位相遅延検波器５ａ）では、軟判定復調データを受信
信号の位相情報から生成する場合について説明したが、
本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５
ｂ）においては、位相情報および検出される電力情報を
用いて、軟判定復調データを生成する場合について説明
する。なお、本発明にかかる通信システムの構成につい
ては、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるた
め、同一の符号を付して説明を省略する。
重位相遅延検波器５ａ）では、軟判定復調データを受信
信号の位相情報から生成する場合について説明したが、
本実施の形態の復調器（後述の多重位相遅延検波器５
ｂ）においては、位相情報および検出される電力情報を
用いて、軟判定復調データを生成する場合について説明
する。なお、本発明にかかる通信システムの構成につい
ては、先に説明した実施の形態１の図１と同様であるた
め、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８２】図６は、本実施の形態における復調器とし
て動作する多重位相遅延検波器５ｂの構成を示す図であ
る。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照）と同一の構成については、その部分に
同一の符号を付して説明を省略する。図６において、５
１ｂは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、
５２は受信信号の電力値を検出するための電力検出器で
ある。
て動作する多重位相遅延検波器５ｂの構成を示す図であ
る。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照）と同一の構成については、その部分に
同一の符号を付して説明を省略する。図６において、５
１ｂは本実施の形態における軟判定系列推定器であり、
５２は受信信号の電力値を検出するための電力検出器で
ある。
【００８３】ここで、本実施の形態における受信側の動
作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル
位相遅延検波器５１０の処理、および多シンボル位相遅
延検波器５２０の処理については、前述した実施の形態
１と同様であるためその説明を省略する。
作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル
位相遅延検波器５１０の処理、および多シンボル位相遅
延検波器５２０の処理については、前述した実施の形態
１と同様であるためその説明を省略する。
【００８４】たとえば、軟判定系列推定器５１ｂでは、
（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからな
る位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビ
アルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推
定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力す
る。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波
器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号
と、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値、
に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。
なお、軟判定系列推定器５１ｂ内の処理において、生き
残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理
については、実施の形態１と同様である。
（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからな
る位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビ
アルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推
定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力す
る。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波
器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号
と、電力検出器５２から出力される受信信号の電力値、
に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定される。
なお、軟判定系列推定器５１ｂ内の処理において、生き
残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの処理
については、実施の形態１と同様である。
【００８５】ここでは、軟判定系列推定器５１ｂにおけ
る本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明す
る。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大
遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。ま
た、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択
し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理
については、前述した実施の形態１と同様である。
る本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明す
る。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大
遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。ま
た、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択
し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理
については、前述した実施の形態１と同様である。
【００８６】本実施の形態においては、「受信信号電力
の大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位
相から求めた尤度に、電力検出器５２の出力である受信
信号の電力値を乗算することで、軟判定復調データを求
める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調
方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判
定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１１）式のように表すこ
とができる。
の大きいものほど尤度が高い」と判断し、たとえば、位
相から求めた尤度に、電力検出器５２の出力である受信
信号の電力値を乗算することで、軟判定復調データを求
める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動ＱＰＳＫ変調
方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信データの軟判
定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１１）式のように表すこ
とができる。
【００８７】
【数１１】 ただし、Ｐiは受信信号の電力を表し、ＰＭi（０）〜Ｐ
Ｍi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリッ
クを表す。
Ｍi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリッ
クを表す。
【００８８】図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑
えられていることがわかる。さらに、本実施の形態にお
けるＢＥＲと実施の形態１におけるＢＥＲとを比較した
場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特
性が改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判
定復調データを得ることができる。
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図５
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方が低く抑
えられていることがわかる。さらに、本実施の形態にお
けるＢＥＲと実施の形態１におけるＢＥＲとを比較した
場合においても、本実施の形態の方が低く抑えられ、特
性が改善されている。すなわち、より信頼度の高い軟判
定復調データを得ることができる。
【００８９】このように、本実施の形態においては、受
信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データ
を生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判
定値とすることにより、訂正能力をさらに向上させるこ
とができるため、ＢＥＲを低く抑えることが可能とな
る。
信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調データ
を生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力を軟判
定値とすることにより、訂正能力をさらに向上させるこ
とができるため、ＢＥＲを低く抑えることが可能とな
る。
【００９０】なお、本実施の形態においては、説明の便
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延
シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえ
ば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延
シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえ
ば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【００９１】実施の形態３．実施の形態２の復調器（多
重位相遅延検波器５ｂ）では、軟判定復調データを受信
信号の位相情報および検出される電力情報に基づいて生
成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器
（後述の多重位相遅延検波器５ｃ）においては、位相情
報および検出される電力のρ乗値に基づいて生成する場
合について説明する。なお、本発明にかかる通信システ
ムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１
と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略す
る。
重位相遅延検波器５ｂ）では、軟判定復調データを受信
信号の位相情報および検出される電力情報に基づいて生
成する場合について説明したが、本実施の形態の復調器
（後述の多重位相遅延検波器５ｃ）においては、位相情
報および検出される電力のρ乗値に基づいて生成する場
合について説明する。なお、本発明にかかる通信システ
ムの構成については、先に説明した実施の形態１の図１
と同様であるため、同一の符号を付して説明を省略す
る。
【００９２】図７は、本実施の形態における復調器とし
て動作する多重位相遅延検波器５ｃの構成を示す図であ
る。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照），または実施の形態２の多重位相遅延
検波器５ｃ（図６参照）と同一の構成については、その
部分に同一の符号を付して説明を省略する。図７におい
て、５１ｃは本実施の形態における軟判定系列推定器で
あり、５３は電力検出器５２から出力される受信信号の
電力値をρ乗するρ乗算出器である。
て動作する多重位相遅延検波器５ｃの構成を示す図であ
る。なお、前述した実施の形態１の多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照），または実施の形態２の多重位相遅延
検波器５ｃ（図６参照）と同一の構成については、その
部分に同一の符号を付して説明を省略する。図７におい
て、５１ｃは本実施の形態における軟判定系列推定器で
あり、５３は電力検出器５２から出力される受信信号の
電力値をρ乗するρ乗算出器である。
【００９３】ここで、本実施の形態における受信側の動
作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル
位相遅延検波器５１０の処理、多シンボル位相遅延検波
器５２０の処理、および電力検出器５２の処理について
は、前述した実施の形態１または２と同様であるためそ
の説明を省略する。
作を詳細に説明する。なお、送信側の動作、１シンボル
位相遅延検波器５１０の処理、多シンボル位相遅延検波
器５２０の処理、および電力検出器５２の処理について
は、前述した実施の形態１または２と同様であるためそ
の説明を省略する。
【００９４】たとえば、ρ乗算出器５３では、電力検出
器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗し、その
計算結果を出力する。軟判定系列推定器５１ｃでは、
（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからな
る位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビ
アルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推
定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力す
る。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波
器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号
と、ρ乗算出器５３から出力される受信信号電力のρ乗
値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定され
る。なお、軟判定系列推定器５１ｃ内の処理において、
生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの
処理については、実施の形態１または２と同様である。
器５２から出力される受信信号の電力値をρ乗し、その
計算結果を出力する。軟判定系列推定器５１ｃでは、
（Ｎ−１）個の送信差動位相信号点の組み合わせからな
る位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビ
アルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推
定し、その推定結果を軟判定復調データとして出力す
る。本実施の形態においては、多シンボル位相遅延検波
器５２０から出力される多シンボル位相遅延検波信号
と、ρ乗算出器５３から出力される受信信号電力のρ乗
値、に基づいて、上記の畳込み符号化データが推定され
る。なお、軟判定系列推定器５１ｃ内の処理において、
生き残りパスの格納およびパスメトリックの更新までの
処理については、実施の形態１または２と同様である。
【００９５】ここでは、軟判定系列推定器５１ｃにおけ
る本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明す
る。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大
遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。ま
た、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択
し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理
については、前述した実施の形態１または２と同様であ
る。
る本実施の形態の軟判定系列の求め方について説明す
る。なお、本実施の形態では、一例として、差動ＱＰＳ
Ｋ変調の実施により差動位相が割り当てられ、かつ最大
遅延シンボル数をＮ＝２とした場合、を想定する。ま
た、トレリス線図の各状態における生き残りパスを選択
し、送信データの各ビットに対応する尤度を求める処理
については、前述した実施の形態１または２と同様であ
る。
【００９６】本実施の形態においては、「受信信号電力
のρ乗値が大きいものほど尤度が高い」と判断し、たと
えば、位相から求めた尤度に、ρ乗算出器５３の出力で
ある受信信号電力のρ乗値を乗算することで、軟判定復
調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動
ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信
データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１２）式の
ように表すことができる。
のρ乗値が大きいものほど尤度が高い」と判断し、たと
えば、位相から求めた尤度に、ρ乗算出器５３の出力で
ある受信信号電力のρ乗値を乗算することで、軟判定復
調データを求める。具体的にいうと、Ｎ＝２、かつ差動
ＱＰＳＫ変調方式を採用する場合、時刻ｉにおける送信
データの軟判定復調データＲ1i，Ｒ2iは、（１２）式の
ように表すことができる。
【００９７】
【数１２】 ただし、Ｐiは受信信号の電力を表し、ＰＭi（０）〜Ｐ
Ｍi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリッ
クを表す。
Ｍi（３）は状態０〜３の生き残りパスのパスメトリッ
クを表す。
【００９８】図５は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２，ρ＝１／２の
場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図で
ある。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従
来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の
方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施
の形態におけるＢＥＲと実施の形態１または２における
ＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方
が低く抑えられ、特性がさらに改善されている。すなわ
ち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることがで
きる。
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２，ρ＝１／２の
場合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図で
ある。図５において、本実施の形態におけるＢＥＲと従
来技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の
方が低く抑えられていることがわかる。さらに、本実施
の形態におけるＢＥＲと実施の形態１または２における
ＢＥＲとを比較した場合においても、本実施の形態の方
が低く抑えられ、特性がさらに改善されている。すなわ
ち、より信頼度の高い軟判定復調データを得ることがで
きる。
【００９９】このように、本実施の形態においては、受
信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調
データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力
を軟判定値とし、さらに訂正能力を向上させることによ
り、実施の形態２よりもさらにＢＥＲを低く抑えること
が可能となる。
信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復調
データを生成し、ビタビ復号器６（図１参照）への入力
を軟判定値とし、さらに訂正能力を向上させることによ
り、実施の形態２よりもさらにＢＥＲを低く抑えること
が可能となる。
【０１００】なお、本実施の形態においては、説明の便
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延
シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえ
ば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
宜上、変調方式の一例として差動ＱＰＳＫ変調を採用し
たが、これに限らず、たとえば、ＢＰＳＫ変復調方式や
８相ＰＳＫ変復調方式等を用いることとしてもよい。ま
た、畳込み符号の符号化率を１／２としたが、これに限
らず、たとえば、任意の符号化率ｋ／ｎ（ｋ、ｎは任意
の実数）を用いることとしてもよい。また、拘束長をＫ
＝７としたが、これに限らず、たとえば、Ｋ＝６，８，
９…などを用いることとしてもよい。さらに、最大遅延
シンボル数をＮ＝２としたが、これに限らず、たとえ
ば、Ｎ＝３，４…などを用いることとしてもよい。
【０１０１】実施の形態４．本実施の形態においては、
図１に示す実施の形態１の構成に対して、さらに、デー
タの順序を入れ替えるインターリーバーを加えて、復調
特性の向上を図る。なお、本発明にかかる通信システム
の構成において、先に説明した実施の形態１の図１と同
様の構成については、同一の符号を付して説明を省略す
る。
図１に示す実施の形態１の構成に対して、さらに、デー
タの順序を入れ替えるインターリーバーを加えて、復調
特性の向上を図る。なお、本発明にかかる通信システム
の構成において、先に説明した実施の形態１の図１と同
様の構成については、同一の符号を付して説明を省略す
る。
【０１０２】図８は、本発明にかかる通信システムの構
成を示す図である。詳細には、図８（ａ）は、本発明に
かかる通信システムの送信側の構成であり、図８（ｂ）
は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す
図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成
を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する
場合を想定している。なお、本実施の形態においては、
前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定する
が、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備え
る送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、
想定することとしてもよい。
成を示す図である。詳細には、図８（ａ）は、本発明に
かかる通信システムの送信側の構成であり、図８（ｂ）
は、本発明にかかる通信システムの受信側の構成を示す
図である。ここでは、送信側および受信側の両方の構成
を備える通信装置どうしが、互いにデータを送受信する
場合を想定している。なお、本実施の形態においては、
前述のように、両方の構成を持つ通信装置を想定する
が、これに限らず、たとえば、送信側の構成だけを備え
る送信機、および受信側の構成だけを備える受信機を、
想定することとしてもよい。
【０１０３】図８（ａ）の送信側の構成において、７は
インターリーブ回路であり、図８（ｂ）の受信側の構成
において、８はデインターリーブ回路である。
インターリーブ回路であり、図８（ｂ）の受信側の構成
において、８はデインターリーブ回路である。
【０１０４】ここで、送信側の動作を説明する。図８
（ａ）において、まず、畳込み符号器１では、送信デー
タａiに対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果
として畳込み符号化データｄiを出力する。つぎに、イ
ンターリーブ回路７では、畳込み符号化データｄiを所
定の規則に基づいて並べ替える。つぎに、割り当て回路
２では、並べ替えられた畳込み符号化データを送信差動
位相Δθiに変換する。つぎに、差動符号化回路３で
は、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シ
ンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２の出力
である送信差動位相Δθiとを前述した（１）式により
加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、
出力する。そして、最後に、位相変調器４では、差動符
号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて
位相変調を行い、位相変調後の信号を送信信号として出
力する。
（ａ）において、まず、畳込み符号器１では、送信デー
タａiに対して畳込み符号化を実施し、その符号化結果
として畳込み符号化データｄiを出力する。つぎに、イ
ンターリーブ回路７では、畳込み符号化データｄiを所
定の規則に基づいて並べ替える。つぎに、割り当て回路
２では、並べ替えられた畳込み符号化データを送信差動
位相Δθiに変換する。つぎに、差動符号化回路３で
は、加算器３２０が遅延素子３１０から出力される１シ
ンボル前の送信信号位相θi-1と割り当て回路２の出力
である送信差動位相Δθiとを前述した（１）式により
加算することで、送信信号位相θiを生成し、その後、
出力する。そして、最後に、位相変調器４では、差動符
号化回路３から受け取った送信信号位相θiに基づいて
位相変調を行い、位相変調後の信号を送信信号として出
力する。
【０１０５】つぎに、受信側の動作を説明する。図８
（ｂ）において、まず、受信信号が多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照）の１シンボル位相遅延検波器５１０に
入力され、遅延素子５１１では、１シンボル分の時間遅
延を付加した受信信号を出力し、位相比較器５１２で
は、現在の受信信号と、１シンボル分の時間遅延が付加
された受信信号と、を比較して位相差を求め、その比較
結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
（ｂ）において、まず、受信信号が多重位相遅延検波器
５ａ（図２参照）の１シンボル位相遅延検波器５１０に
入力され、遅延素子５１１では、１シンボル分の時間遅
延を付加した受信信号を出力し、位相比較器５１２で
は、現在の受信信号と、１シンボル分の時間遅延が付加
された受信信号と、を比較して位相差を求め、その比較
結果として、１シンボル位相遅延検波信号を出力する。
【０１０６】多シンボル位相遅延検波器５２０では、１
シンボル位相遅延検波器５１０の出力する１シンボル位
相遅延検波信号を、遅延素子５２１−１，…，５２１−
（Ｎ−１）に記憶し、さらに、加算器５２２−１，…，
５２２−（Ｎ−１）によりｍ（１＜ｍ≦Ｎ）個の１シン
ボル位相遅延検波信号を加算し、受信信号のｍシンボル
間の位相差であるｍシンボル位相遅延検波信号を求め、
その後、出力する。
シンボル位相遅延検波器５１０の出力する１シンボル位
相遅延検波信号を、遅延素子５２１−１，…，５２１−
（Ｎ−１）に記憶し、さらに、加算器５２２−１，…，
５２２−（Ｎ−１）によりｍ（１＜ｍ≦Ｎ）個の１シン
ボル位相遅延検波信号を加算し、受信信号のｍシンボル
間の位相差であるｍシンボル位相遅延検波信号を求め、
その後、出力する。
【０１０７】軟判定系列推定器５１ａでは、差動位相の
位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビア
ルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定
し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
位相状態の遷移を表すトレリス線図を用いて、ビタビア
ルゴリズムにより送信された畳込み符号化データを推定
し、その推定結果を軟判定復調データとして出力する。
【０１０８】デインターリーブ回路８では、軟判定系列
推定器５１ａから出力される軟判定復調データを、所定
の規則にしたがってインターリーブ前の形式に並べ替
え、その後、並べ替えられた軟判定復調データを出力す
る。そして、最後に、ビタビ復号器６では、デインター
リーブ回路８により並べ替えられた軟判定復調データを
ビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信
データ（元の送信データ）として出力する。
推定器５１ａから出力される軟判定復調データを、所定
の規則にしたがってインターリーブ前の形式に並べ替
え、その後、並べ替えられた軟判定復調データを出力す
る。そして、最後に、ビタビ復号器６では、デインター
リーブ回路８により並べ替えられた軟判定復調データを
ビタビアルゴリズムにより復号し、その復号結果を受信
データ（元の送信データ）として出力する。
【０１０９】図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲ
を低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形
態１のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が
改善されていることがわかる。
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲ
を低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形
態１のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特性が
改善されていることがわかる。
【０１１０】このように、本実施の形態においては、送
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、復調器の出力を軟判定値と
することで、すなわち、ビタビ復号器６への入力をデイ
ンターリーブ後の軟判定値とすることで、訂正能力を向
上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することがで
きる。
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、復調器の出力を軟判定値と
することで、すなわち、ビタビ復号器６への入力をデイ
ンターリーブ後の軟判定値とすることで、訂正能力を向
上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することがで
きる。
【０１１１】実施の形態５．実施の形態４の通信システ
ム（多重位相遅延検波器５ａを含む）では、軟判定復調
データを受信信号の位相情報から生成し、さらに、デイ
ンターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズ
ムにより復号する場合について説明したが、本実施の形
態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｂを含
む）においては、位相情報および検出される電力情報を
用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調デー
タに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアル
ゴリズムにより復号処理を行う。
ム（多重位相遅延検波器５ａを含む）では、軟判定復調
データを受信信号の位相情報から生成し、さらに、デイ
ンターリーブ後の軟判定復調データをビタビアルゴリズ
ムにより復号する場合について説明したが、本実施の形
態の通信システム（前述の多重位相遅延検波器５ｂを含
む）においては、位相情報および検出される電力情報を
用いて軟判定復調データを生成し、この軟判定復調デー
タに対してデインターリーブ処理を実施後、ビタビアル
ゴリズムにより復号処理を行う。
【０１１２】なお、本発明にかかる通信システムの構成
については、先に説明した実施の形態４の図８と同様で
あるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、
本発明にかかる通信システムの動作については、前述し
た実施の形態２または４にて説明した動作と同様である
ため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態
は、実施の形態２および４の応用例といえる。
については、先に説明した実施の形態４の図８と同様で
あるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、
本発明にかかる通信システムの動作については、前述し
た実施の形態２または４にて説明した動作と同様である
ため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形態
は、実施の形態２および４の応用例といえる。
【０１１３】図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲ
を低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形
態１〜４のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特
性が改善されていることがわかる。
における畳込み符号化処理および差動ＱＰＳＫ変調が実
施され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２の場合におけ
る、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図である。図９
において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来技術にお
けるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方がＢＥＲ
を低く抑えられていることがわかる。さらに、実施の形
態１〜４のＢＥＲと比較した場合においても、ＢＥＲ特
性が改善されていることがわかる。
【０１１４】このように、本実施の形態においては、送
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相お
よび電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタ
ビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後
の軟判定値とすることで、さらにＢＥＲを抑圧すること
ができ、訂正能力を大幅に向上させることができる。
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相お
よび電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、ビタ
ビ復号器６（図８参照）への入力をデインターリーブ後
の軟判定値とすることで、さらにＢＥＲを抑圧すること
ができ、訂正能力を大幅に向上させることができる。
【０１１５】実施の形態６．実施の形態５の通信システ
ム（多重位相遅延検波器５ｂを含む）では、軟判定復調
データを受信信号の位相情報および検出される電力情報
から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調
データをビタビアルゴリズムにより復号する場合につい
て説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多
重位相遅延検波器５ｃを含む）においては、位相情報お
よび検出される電力のρ乗値を用いて軟判定復調データ
を生成し、この軟判定復調データに対してデインターリ
ーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理
を行う。
ム（多重位相遅延検波器５ｂを含む）では、軟判定復調
データを受信信号の位相情報および検出される電力情報
から生成し、さらに、デインターリーブ後の軟判定復調
データをビタビアルゴリズムにより復号する場合につい
て説明したが、本実施の形態の通信システム（前述の多
重位相遅延検波器５ｃを含む）においては、位相情報お
よび検出される電力のρ乗値を用いて軟判定復調データ
を生成し、この軟判定復調データに対してデインターリ
ーブ処理を実施後、ビタビアルゴリズムにより復号処理
を行う。
【０１１６】なお、本発明にかかる通信システムの構成
については、先に説明した実施の形態４の図８と同様で
あるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、
本発明にかかる通信システムの動作については、前述し
た実施の形態３、４または５にて説明した動作と同様で
あるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形
態は、実施の形態３、４および５の応用例といえる。
については、先に説明した実施の形態４の図８と同様で
あるため、同一の符号を付して説明を省略する。また、
本発明にかかる通信システムの動作については、前述し
た実施の形態３、４または５にて説明した動作と同様で
あるため、その説明を省略する。すなわち、本実施の形
態は、実施の形態３、４および５の応用例といえる。
【０１１７】図９は、符号化率１／２かつ拘束長Ｋ＝７
における畳込み符号処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施
され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２、ρ＝１／２の場
合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図であ
る。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来
技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方
がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、
実施の形態１〜５のＢＥＲと比較した場合においても、
ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
における畳込み符号処理および差動ＱＰＳＫ変調が実施
され、かつ最大遅延シンボル数Ｎ＝２、ρ＝１／２の場
合における、ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図であ
る。図９において、本実施の形態におけるＢＥＲと従来
技術におけるＢＥＲとを比較すると、本実施の形態の方
がＢＥＲを低く抑えられていることがわかる。さらに、
実施の形態１〜５のＢＥＲと比較した場合においても、
ＢＥＲ特性が改善されていることがわかる。
【０１１８】このように、本実施の形態においては、送
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相お
よび電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成
し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインター
リーブ後の軟判定値とすることで、さらに訂正能力を向
上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することがで
きる。
信側にインターリーバー回路を、受信側にデインターリ
ーブ回路を、それぞれ備え、さらに、受信信号の位相お
よび電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成
し、ビタビ復号器６（図８参照）への入力をデインター
リーブ後の軟判定値とすることで、さらに訂正能力を向
上させることができるため、ＢＥＲを抑圧することがで
きる。
【０１１９】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、出力を軟判定値とすることにより、硬判定値が出力
された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な復
調器を得ることができる、という効果を奏する。また、
復調処理に、受信信号の位相情報だけ用いているため、
復調器の構成を簡素化できる、という効果を奏する。
ば、出力を軟判定値とすることにより、硬判定値が出力
された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な復
調器を得ることができる、という効果を奏する。また、
復調処理に、受信信号の位相情報だけ用いているため、
復調器の構成を簡素化できる、という効果を奏する。
【０１２０】つぎの発明によれば、出力を軟判定値とす
ることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従
来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、と
いう効果を奏する。
ることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従
来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、と
いう効果を奏する。
【０１２１】つぎの発明によれば、受信信号の位相およ
び電力値に基づいて軟判定復調データを生成／出力する
ことにより、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正
能力を大幅に向上させることが可能な復調器を得ること
ができる、という効果を奏する。
び電力値に基づいて軟判定復調データを生成／出力する
ことにより、さらにＢＥＲを抑圧することができ、訂正
能力を大幅に向上させることが可能な復調器を得ること
ができる、という効果を奏する。
【０１２２】つぎの発明によれば、出力を受信信号の位
相および電力値を用いて生成される軟判定値とすること
により、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術
と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効
果を奏する。
相および電力値を用いて生成される軟判定値とすること
により、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従来技術
と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、という効
果を奏する。
【０１２３】つぎの発明によれば、受信信号の位相およ
び電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成／出
力することにより、さらに訂正能力を向上させることが
できるため、ＢＥＲをさらに抑圧することが可能な復調
器を得ることができる、という効果を奏する。
び電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成／出
力することにより、さらに訂正能力を向上させることが
できるため、ＢＥＲをさらに抑圧することが可能な復調
器を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２４】つぎの発明によれば、出力を受信信号の位
相および電力のρ乗値を用いて生成される軟判定値とす
ることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従
来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、と
いう効果を奏する。
相および電力のρ乗値を用いて生成される軟判定値とす
ることにより、たとえば、ＡＷＧＮ通信路において、従
来技術と比較してＢＥＲを低く抑えることができる、と
いう効果を奏する。
【０１２５】つぎの発明によれば、復号手段への入力を
軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合
よりも訂正能力を向上させることが可能な受信機を得る
ことができる、という効果を奏する。
軟判定値とすることにより、硬判定値が入力された場合
よりも訂正能力を向上させることが可能な受信機を得る
ことができる、という効果を奏する。
【０１２６】つぎの発明によれば、並べ替え手段を備
え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とするこ
とにより、さらに訂正能力を向上させることができるた
め、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることが
できる、という効果を奏する。
え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とするこ
とにより、さらに訂正能力を向上させることができるた
め、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機を得ることが
できる、という効果を奏する。
【０１２７】つぎの発明によれば、受信信号の位相およ
び電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手
段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能
力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧するこ
とが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏
する。
び電力値に基づいて軟判定復調データを生成し、復号手
段への入力を軟判定値とすることにより、さらに訂正能
力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧するこ
とが可能な受信機を得ることができる、という効果を奏
する。
【０１２８】つぎの発明によれば、並べ替え手段を備
え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調
データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判
定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させるこ
とができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機
を得ることができる、という効果を奏する。
え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調
データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟判
定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させるこ
とができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な受信機
を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２９】つぎの発明によれば、受信信号の位相およ
び電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、
復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに
訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧
することが可能な受信機を得ることができる、という効
果を奏する。
び電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データを生成し、
復号手段への入力を軟判定値とすることにより、さらに
訂正能力を向上させることができるため、ＢＥＲを抑圧
することが可能な受信機を得ることができる、という効
果を奏する。
【０１３０】つぎの発明によれば、並べ替え手段を備
え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判
定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後
の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上さ
せることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な
受信機を得ることができる、という効果を奏する。
え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判
定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後
の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上さ
せることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な
受信機を得ることができる、という効果を奏する。
【０１３１】つぎの発明によれば、受信機内の復号手段
への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力
された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な通
信システムを得ることができる、という効果を奏する。
への入力を軟判定値とすることにより、硬判定値が入力
された場合よりも訂正能力を向上させることが可能な通
信システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３２】つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とする
ことにより、さらに訂正能力を向上させることができる
ため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得
ることができる、という効果を奏する。
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、復号手段への入力を並べ替え後の軟判定値とする
ことにより、さらに訂正能力を向上させることができる
ため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得
ることができる、という効果を奏する。
【０１３３】つぎの発明によれば、受信機内において、
受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調デー
タを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることに
より、さらに訂正能力を向上させることができるため、
ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ること
ができる、という効果を奏する。
受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復調デー
タを生成し、復号手段への入力を軟判定値とすることに
より、さらに訂正能力を向上させることができるため、
ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得ること
ができる、という効果を奏する。
【０１３４】つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復
調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟
判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させる
ことができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信
システムを得ることができる、という効果を奏する。
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、受信信号の位相および電力値に基づいて軟判定復
調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え後の軟
判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上させる
ことができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信
システムを得ることができる、という効果を奏する。
【０１３５】つぎの発明によれば、受信機内において、
受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復
調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とする
ことにより、さらに訂正能力を向上させることができる
ため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得
ることができる、という効果を奏する。
受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟判定復
調データを生成し、復号手段への入力を軟判定値とする
ことにより、さらに訂正能力を向上させることができる
ため、ＢＥＲを抑圧することが可能な通信システムを得
ることができる、という効果を奏する。
【０１３６】つぎの発明によれば、送信機に第１の並べ
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え
後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上
させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能
な通信システムを得ることができる、という効果を奏す
る。
替え手段を、受信機に第２の並べ替え手段を、それぞれ
備え、受信信号の位相および電力のρ乗値に基づいて軟
判定復調データを生成し、復号手段への入力を並べ替え
後の軟判定値とすることにより、さらに訂正能力を向上
させることができるため、ＢＥＲを抑圧することが可能
な通信システムを得ることができる、という効果を奏す
る。
【図１】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図
である。
である。
【図２】 実施の形態１における復調器として動作する
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図３】 差動ＱＰＳＫ変調の実施により割り当てられ
差動位相を示す図である。
差動位相を示す図である。
【図４】 差動ＱＰＳＫ変調が実施された場合のトレリ
ス線図である。
ス線図である。
【図５】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図であ
る。
る。
【図６】 実施の形態２における復調器として動作する
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図７】 実施の形態３における復調器として動作する
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
多重位相遅延検波器の構成を示す図である。
【図８】 本発明にかかる通信システムの構成を示す図
である。
である。
【図９】 ＡＷＧＮ通信路のＢＥＲ特性を示す図であ
る。
る。
【図１０】 従来の復調器の構成を示す図である。
【図１１】 差動ＱＰＳＫ変調の変換則を示す図であ
る。
る。
１ 畳込み符号器、２ 割り当て回路、３ 差動符号化
回路、４ 位相変調器、５，５ａ，５ｂ，５ｃ 多重位
相遅延検波器、６ ビタビ復号器、７ インターリーブ
回路、８ デインターリーブ回路、５１ａ，５１ｂ，５
１ｃ 軟判定系列推定器、５１０ １シンボル位相遅延
検波器、５２０ 多シンボル位相遅延検波器。
回路、４ 位相変調器、５，５ａ，５ｂ，５ｃ 多重位
相遅延検波器、６ ビタビ復号器、７ インターリーブ
回路、８ デインターリーブ回路、５１ａ，５１ｂ，５
１ｃ 軟判定系列推定器、５１０ １シンボル位相遅延
検波器、５２０ 多シンボル位相遅延検波器。
Claims (18)
- 【請求項１】 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以
上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算
し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段
と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デ
ータ推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項２】 前記軟判定復調データ推定手段にあって
は、 前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小
となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビット
を、硬判定データとし、 前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相
を構成要素とするすべての状態における、パスメトリッ
ク値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記
第１の状態のパスメトリックと、の差を、前記硬判定デ
ータの信頼度情報とし、 前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判
定復調データを生成することを特徴とする請求項１に記
載の復調器。 - 【請求項３】 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以
上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算
し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段
と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定
する軟判定復調データ推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項４】 前記軟判定復調データ推定手段にあって
は、 前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小
となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビット
を、硬判定データとし、 前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相
を構成要素とするすべての状態における、パスメトリッ
ク値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記
第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力値を乗
算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼度情報
とし、 前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判
定復調データを生成することを特徴とする請求項３に記
載の復調器。 - 【請求項５】 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以
上の整数）シンボル前の受信信号と、の位相差を計算
し、その計算結果を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検
波信号として出力する多重位相遅延検波信号出力手段
と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データ
を推定する軟判定復調データ推定手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項６】 前記軟判定復調データ推定手段にあって
は、 前記トレリス線図の状態の中で、パスメトリックが最小
となる第１の状態を構成する差動位相に対応したビット
を、硬判定データとし、 前記硬判定データを反転したビットに対応する差動位相
を構成要素とするすべての状態における、パスメトリッ
ク値が最小となる第２の状態のパスメトリックと、前記
第１の状態のパスメトリックと、の差に前記電力のρ乗
値を乗算し、その乗算結果を、前記硬判定データの信頼
度情報とし、 前記硬判定データおよび前記信頼度情報に基づいて軟判
定復調データを生成することを特徴とする請求項５に記
載の復調器。 - 【請求項７】 送信機側とデータの送受信を行う受信機
において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デ
ータ推定手段と、 前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復
号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項８】 送信機側とデータの送受信を行う受信機
において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デ
ータ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項９】 送信機側とデータの送受信を行う受信機
において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定
する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復
号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項１０】 送信機側とデータの送受信を行う受信
機において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定
する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項１１】 送信機側とデータの送受信を行う受信
機において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力 のρ乗値に基づいて軟判定復調データを推定する軟判定
復調データ推定手段と、前記軟判定復調データに基づい
て、元の送信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項１２】 送信機側とデータの送受信を行う受信
機において、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データ
を推定する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする受信機。 - 【請求項１３】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換
手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、 を備え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デ
ータ推定手段と、 前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復
号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項１４】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがっ
て並べ替える第１の並べ替え手段と、 前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に
変換する変換手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、 を備え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クに基づいて軟判定復調データを推定する軟判定復調デ
ータ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える第２の並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項１５】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換
手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段とを備
え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定
する軟判定復調データ推定手段と、前記軟判定復調デー
タに基づいて、元の送信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項１６】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがっ
て並べ替える第１の並べ替え手段と、 前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に
変換する変換手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、 を備え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力値に基づいて軟判定復調データを推定
する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える第２の並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項１７】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データを送信差動位相に変換する変換
手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、 を備え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データ
を推定する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データに基づいて、元の送信データを復
号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。 - 【請求項１８】 送信機側と受信機側との間でデータの
送受信を行う通信システムにおいて、 前記送信機は、 送信データに対して畳込み符号化を実施する畳込み符号
化手段と、 前記畳込み符号化データの順序を所定の規則にしたがっ
て並べ替える第１の並べ替え手段と、 前記並べ替え後の畳込み符号化データを送信差動位相に
変換する変換手段と、 前記送信差動位相に対して差動符号化を実施し、その符
号化結果を送信信号位相として出力する差動符号化手段
と、 前記送信信号位相に基づいて送信信号となる差動位相変
調信号を生成／出力する送信信号生成／出力手段と、 を備え、 さらに、前記受信機は、 受信信号と、１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シン
ボル前の受信信号と、の位相差を計算し、その計算結果
を１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号として出力
する多重位相遅延検波信号出力手段と、 前記受信信号の電力値を検出する電力検出手段と、 前記電力値をρ乗するρ乗算出手段と、 前記１，２，…，Ｎシンボル位相遅延検波信号から、送
信信号の差動位相状態の遷移を示すトレリス線図および
ビタビアルゴリズムにより、送信差動位相系列を推定
し、前記トレリス線図の各状態に対応するパスメトリッ
クおよび前記電力のρ乗値に基づいて軟判定復調データ
を推定する軟判定復調データ推定手段と、 前記軟判定復調データを所定の規則にしたがって並べ替
える第２の並び替え手段と、 前記並び替え後の軟判定復調データに基づいて、元の送
信データを復号する復号手段と、 を備えることを特徴とする通信システム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
| US09/726,533 US7103107B2 (en) | 2000-03-17 | 2000-12-01 | Demodulator, receiver, and communication system |
| EP00127132A EP1134946A3 (en) | 2000-03-17 | 2000-12-12 | Multiple-symbol differential detection |
| CA002329652A CA2329652C (en) | 2000-03-17 | 2000-12-27 | Demodulator, receiver, and communication system |
| CN00137645.4A CN1235376C (zh) | 2000-03-17 | 2000-12-28 | 解调器、接收机、以及通信系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268147A true JP2001268147A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3776283B2 JP3776283B2 (ja) | 2006-05-17 |
Family
ID=18594562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000076898A Expired - Fee Related JP3776283B2 (ja) | 2000-03-17 | 2000-03-17 | 復調器、受信機、および通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7103107B2 (ja) |
| EP (1) | EP1134946A3 (ja) |
| JP (1) | JP3776283B2 (ja) |
| CN (1) | CN1235376C (ja) |
| CA (1) | CA2329652C (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009260799A (ja) * | 2008-04-18 | 2009-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | 遅延検波復調装置 |
| KR100949532B1 (ko) | 2008-09-29 | 2010-03-25 | 연세대학교 산학협력단 | 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템 |
| JP2010183517A (ja) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 光通信受信機 |
| KR101000861B1 (ko) | 2008-09-29 | 2010-12-13 | 연세대학교 산학협력단 | 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템 |
| WO2014091879A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
| CN104407532B (zh) * | 2014-09-30 | 2017-08-11 | 清华大学 | 基于工控机平台的数字解调器 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6654340B1 (en) * | 1999-03-31 | 2003-11-25 | Cisco Technology, Inc. | Differential OFDM using multiple receiver antennas |
| EP1292077A3 (en) * | 2001-09-11 | 2006-10-11 | Broadcom Corporation | Sequence estimation for PSK signals |
| US6842496B2 (en) | 2002-10-24 | 2005-01-11 | Interdigital Technology Corporation | Algorithm for multiple-symbol differential detection |
| US7398454B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-07-08 | Tyco Telecommunications (Us) Inc. | System and method for forward error correction decoding using soft information |
| JP4816424B2 (ja) * | 2006-11-21 | 2011-11-16 | 株式会社デンソー | 受信方式，受信装置，プログラム |
| CN101839984B (zh) * | 2010-04-19 | 2012-10-10 | 北京北斗星通导航技术股份有限公司 | 一种导航卫星信号接收机 |
| JP5155381B2 (ja) * | 2010-12-16 | 2013-03-06 | アンリツ株式会社 | 信号発生器及び信号発生システム並びに信号発生方法 |
| US9294230B2 (en) * | 2012-07-02 | 2016-03-22 | Intel Corporation | Multiplexing of channel state information and hybrid automatic repeat request—acknowledgement information |
| TWI587663B (zh) * | 2016-01-25 | 2017-06-11 | 國立交通大學 | 二位元相位偏移解調變器 |
| US11088880B2 (en) | 2019-05-15 | 2021-08-10 | Rambus Inc. | Phase modulated data link for low-swing wireline applications |
| US11405136B1 (en) * | 2021-04-22 | 2022-08-02 | Silicon Laboratories Inc. | Viterbi equalizer with soft decisions |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2710696B2 (ja) | 1990-12-19 | 1998-02-10 | 沖電気工業株式会社 | 軟判定ビタビ復号方法 |
| US5335250A (en) * | 1992-10-22 | 1994-08-02 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals |
| JP3212732B2 (ja) | 1993-02-10 | 2001-09-25 | 三菱電機株式会社 | 受信機およびこれを備えた通信システム |
| US5706313A (en) * | 1994-11-01 | 1998-01-06 | Motorola, Inc. | Soft decision digital communication method and apparatus |
| JPH08307283A (ja) | 1995-03-09 | 1996-11-22 | Oki Electric Ind Co Ltd | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 |
| US5995562A (en) * | 1995-10-25 | 1999-11-30 | Nec Corporation | Maximum-likelihood decoding |
| JP3674111B2 (ja) * | 1995-10-25 | 2005-07-20 | 三菱電機株式会社 | データ伝送装置 |
| JPH09205465A (ja) | 1996-01-25 | 1997-08-05 | Mitsubishi Electric Corp | 復調装置 |
| GB2309867A (en) * | 1996-01-30 | 1997-08-06 | Sony Corp | Reliability data in decoding apparatus |
| US5996104A (en) * | 1996-09-13 | 1999-11-30 | Herzberg; Hanan | System for coding system |
| JPH1117555A (ja) * | 1997-06-26 | 1999-01-22 | Mitsubishi Electric Corp | データ伝送システム、受信装置および記録媒体 |
| JPH1168696A (ja) * | 1997-08-19 | 1999-03-09 | Sony Corp | 通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信システム |
| EP0936743A1 (fr) * | 1998-02-17 | 1999-08-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Décodage itératif pour codes binaires en bloc |
-
2000
- 2000-03-17 JP JP2000076898A patent/JP3776283B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-01 US US09/726,533 patent/US7103107B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-12 EP EP00127132A patent/EP1134946A3/en not_active Withdrawn
- 2000-12-27 CA CA002329652A patent/CA2329652C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-28 CN CN00137645.4A patent/CN1235376C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009260799A (ja) * | 2008-04-18 | 2009-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | 遅延検波復調装置 |
| KR100949532B1 (ko) | 2008-09-29 | 2010-03-25 | 연세대학교 산학협력단 | 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템 |
| KR101000861B1 (ko) | 2008-09-29 | 2010-12-13 | 연세대학교 산학협력단 | 전송 프레임의 심볼 오류를 검출 보상하는 다중 심볼 차등 복호화 장치와 그 방법, 상기 다중 심볼 차등 복호화 장치를 구비하는 이동 방송 수신기, 및 상기 이동 방송 수신기를 구비하는 이동 방송 시스템 |
| JP2010183517A (ja) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 光通信受信機 |
| WO2014091879A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
| US9143273B2 (en) | 2012-12-14 | 2015-09-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Multi-level differential decoding device and method for quadrature amplitude modulation communication system |
| CN104407532B (zh) * | 2014-09-30 | 2017-08-11 | 清华大学 | 基于工控机平台的数字解调器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010026593A1 (en) | 2001-10-04 |
| EP1134946A3 (en) | 2004-06-23 |
| CN1235376C (zh) | 2006-01-04 |
| CA2329652C (en) | 2004-06-22 |
| JP3776283B2 (ja) | 2006-05-17 |
| CN1314759A (zh) | 2001-09-26 |
| CA2329652A1 (en) | 2001-09-17 |
| EP1134946A2 (en) | 2001-09-19 |
| US7103107B2 (en) | 2006-09-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3776283B2 (ja) | 復調器、受信機、および通信システム | |
| JP3998723B2 (ja) | 畳み込み符号化された符号語を復号化するためのソフト判定出力 | |
| US8473822B2 (en) | True bit level decoding of TTCM (turbo trellis coded modulation) of variable rates and signal constellations | |
| US6934321B2 (en) | W-CDMA transmission rate estimation method and device | |
| JP2768169B2 (ja) | データ伝送方式 | |
| US6816556B2 (en) | Bandwidth-efficient concatenated trellis-coded modulation decoder and decoding method thereof | |
| US20080101506A1 (en) | Receiver for the geo satellite reverse link using tail-biting code | |
| EP0716527B1 (en) | Maximum likelihood decoding and synchronous detecting method | |
| JP5697795B2 (ja) | 無線送信装置、無線受信装置およびデータ伝送方法 | |
| Lau et al. | Variable-rate adaptive trellis coded QAM for flat-fading channels | |
| US7062700B2 (en) | 16 QAM and 16 APSK TTCM (Turbo Trellis Coded Modulation) with minimum bandwidth efficiency of 3 bit/s/Hz using a rate 2/4 constituent encoder | |
| EP1195909A1 (en) | Method and apparatus for demodulation | |
| US20050008097A1 (en) | Coded modulation scheme for a wirelesss communication system and methods thereof | |
| JP2004512742A (ja) | グレイ符号化された信号からソフトビット情報を生成する方法 | |
| US8422600B2 (en) | Apparatus and method for estimating phase error based on variable step size | |
| Fricke et al. | Word error probability estimation by means of a modified Viterbi decoder | |
| JP4739013B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP3212732B2 (ja) | 受信機およびこれを備えた通信システム | |
| JP2542734B2 (ja) | 復調装置及び復調方法 | |
| JP3827588B2 (ja) | 軟判定復号装置及び無線通信装置 | |
| JP3031697B2 (ja) | 回線品質検出装置 | |
| JP2003110468A (ja) | 受信装置および方法、送信装置および方法、通信システム、記録媒体、並びにプログラム | |
| JP2002118473A (ja) | 信号受信装置 | |
| GB2344733A (en) | Identifying signal code rate in a communication system | |
| JP2001230679A (ja) | ターボ復号器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041004 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051220 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060131 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060221 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060222 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100303 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100303 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110303 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110303 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |