JPH1168696A - 通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信システム - Google Patents

通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信システム

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JPH1168696A
JPH1168696A JP9222136A JP22213697A JPH1168696A JP H1168696 A JPH1168696 A JP H1168696A JP 9222136 A JP9222136 A JP 9222136A JP 22213697 A JP22213697 A JP 22213697A JP H1168696 A JPH1168696 A JP H1168696A
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JP
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signal
signal sequence
transmission
circuit
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JP9222136A
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Kazuyuki Sakota
和之 迫田
Mitsuhiro Suzuki
三博 鈴木
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Sony Corp
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Sony Corp
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は通信方法及び送信装置及び受信装置並
びにセルラ無線通信システムに関し、受信信号の希望波
に対してその干渉波を高精度で雑音化する。 【解決手段】送信側で、信号系列の一部を送受信間で設
定した所定の組合せパターンに基づいて分別して直交変
換を施し、情報単位で所定チヤネルを通じて送信し、受
信側で、同じチヤネルを通じて情報単位の信号系列を受
信し、送信側で直交変換を施すようにされた組合せパタ
ーンに対応する信号系列に対してのみ直交逆変換を施す
ことによつて信号系列を復元するようにしたことによ
り、通信相手の希望波に対する干渉波を高精度で雑音化
することができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】発明の属する技術分野 従来の技術（図１２〜図１４） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態（図１〜図１１） （１）第１の実施の形態（図１〜図９） （２）第２の実施の形態（図１０及び図１１） （３）他の実施の形態 発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】本発明は通信方法及び送信装
置及び受信装置並びに無線システムに関し、例えば移動
無線局の携帯電話を用いて固定無線局の基地局と無線通
信する携帯電話システムの通信方法及び送信装置及び受
信装置並びに無線通信システムに適用して好適なもので
ある。
【０００４】
【従来の技術】従来、この種の無線通信システムにおい
ては、通信サービスを提供するエリアを所望の大きさの
セルに分割して当該セル内にそれぞれ固定無線局として
の基地局を設置し、移動無線局としての携帯電話機は自
分が存在するセル内の基地局と無線通信するようになさ
れている。その際、携帯電話機と基地局との間の通信方
式としては種々の方式が提案されているが、代表的なも
のとしてＴＤＭＡ方式（Time Division Multiple Acces
s ）と呼ばれる時分割多元接続方式がある。
【０００５】このＴＤＭＡ方式は、例えば図１２（Ａ）
に示すように、所定の周波数チヤンネルを所定時間幅の
フレームＦ０、Ｆ１、……によつて時間的に区分けする
と共に、そのフレームをそれぞれ所定時間幅のタイムス
ロツトＴＳ０〜ＴＳ３に分割し、自局に割り当てられた
タイムスロツトＴＳ０のタイミングのときにその周波数
チヤンネルを使用して送信信号を送信するような方式で
あり、同一周波数チヤンネルで複数の通信（いわゆる多
重通信）を実現して周波数を効率的に利用するようにな
された方式である。なお、図１２（Ｂ）以降の説明で
は、送信用に割り当てられたタイムスロツトＴＳ０を送
信スロツトＴＸと呼び、１つの送信スロツトＴＸで送ら
れるデータブロツクをスロツトと呼ぶ。
【０００６】ここでこのＴＤＭＡ方式を用いてデイジタ
ル信号を送受信する無線通信システムの送信装置及び受
信装置を図１３及び図１４を用いて説明する。因みに、
この図１３及び図１４に示す送信装置及び受信装置は、
例えば携帯電話システムの携帯電話機や基地局に搭載さ
れ、携帯電話機から基地局への通信や基地局から携帯電
話機への通信に使用される。
【０００７】図１３（Ａ）に示すように、送信装置１は
大きく分けて畳み込み符号化回路２、インターリーブバ
ツフア３、スロツト化処理回路４、ＤＱＰＳＫ（Differ
ential Quadrature Phase Shift Keying：差動４相位相
変調）変調回路５、送信回路６及びアンテナ７によつて
構成されており、送信対象のデータである送信データＳ
１をまず畳み込み符号化回路２に入力するようになされ
ている。
【０００８】畳み込み符号化回路２は所定段数のシフト
レジスタとエクスクリーシブオア回路からなり、入力さ
れる送信データＳ１に畳み込み符号化を施し、その結果
得られる送信シンボルＳ２をインターリーブバツフア３
に出力する。インターリーブバツフア３は送信シンボル
Ｓ２を順番に内部の記憶領域に格納し、当該記憶領域全
体に送信シンボルＳ２が格納されると（すなわち送信シ
ンボルＳ２が所望量蓄積されると）、送信シンボルＳ２
の順番をランダムに並び換え（以下、この順番を並び換
えることをインターリーブと呼ぶ）、その結果得られる
送信シンボルＳ３をスロツト化処理回路４に出力する。
因みに、インターリーブバツフア３の記憶容量として
は、多数の送信スロツトＴＸに送信シンボルが分散され
るようにするため、複数スロツト分の記憶容量を有して
いる。
【０００９】スロツト化処理回路４は、送信シンボルＳ
３を送信スロツトＴＸに割り当てるために、当該送信シ
ンボルＳ３をスロツト単位で区分けし、そのスロツト化
された送信シンボルＳ４をスロツト単位で順にＤＱＰＳ
Ｋ変調回路５に出力する。ＤＱＰＳＫ変調回路５は、ス
ロツト単位で供給される送信シンボルＳ４にＤＱＰＳＫ
変調処理を施すことによりシンボル情報が位相値によつ
て示される送信信号Ｓ５を生成し、これを送信回路６に
出力する。
【００１０】送信回路６は、スロツト単位で供給される
送信信号Ｓ５にフイルタリング処理を施した後、当該送
信信号Ｓ５をアナログ信号化し、そしてそのアナログ化
された送信信号に周波数変換を施すことによつて所定周
波数チヤンネルの送信信号Ｓ６を生成し、これを所定電
力に増幅した後、アンテナ７を介して送信する。かくし
て送信装置１からは送信スロツトＴＸのタイミングに同
期して、スロツト単位に区分けされた送信信号Ｓ６が送
信される。因みに、参考までに、ここまで説明してきた
送信装置１の各回路において行われる信号処理の概略を
図１３（Ｂ）に示す。
【００１１】一方、図１４（Ａ）に示すように、受信装
置１０は大きく分けてアンテナ１１、受信回路１２、Ｄ
ＱＰＳＫ復調回路１３、スロツト連結処理回路１４、デ
インターリーブバツフア１５及びビタビ復号化回路１６
によつて構成されており、送信装置１から送信された送
信信号Ｓ６をアンテナ１１によつて受け、これを受信信
号Ｓ１１として受信回路１２に入力するようになされて
いる。受信回路１２は入力される受信信号Ｓ１１を増幅
した後、当該受信信号Ｓ１１に周波数変換を施すことに
よつてベースバンド信号を取り出し、そのベースバンド
信号にフイルタリング処理を施した後、当該ベースバン
ド信号をデイジタル信号化することによつてＤＱＰＳＫ
変調されている状態の受信信号Ｓ１２を取り出し、これ
をＤＱＰＳＫ復調回路１３に出力する。
【００１２】ＤＱＰＳＫ復調回路１３は受信信号Ｓ１２
にＤＱＰＳＫ復調処理を施すことによりシンボル情報を
取り出し、これを受信シンボルＳ１３としてスロツト連
結処理回路１４に出力する。因みに、この受信シンボル
Ｓ１３は値が「０」又は「１」の２値信号ではなく、伝
送路上でノイズ成分が加算されたことにより多値信号と
なつている。スロツト連結処理回路１４は、スロツト単
位で断片的に得られる受信シンボルＳ１３を連続信号と
なるように連結する回路であり、後段のデインターリー
ブバツフア１５の記憶容量分だけ受信シンボルＳ１３が
蓄積したら当該受信シンボルＳ１３を連結し、その連結
された受信シンボルＳ１４をデインターリーブバツフア
１５に出力する。
【００１３】デインターリーブバツフア１５は複数スロ
ツト分の記憶容量を有しており、供給される受信シンボ
ルＳ１４を順次内部の記憶領域に格納した後、送信装置
１のインターリーブバツフア３で行つた並び換えと逆の
手順で当該受信シンボルＳ１４の順番を並び換えること
により元の並び順に戻し、その結果得られる受信シンボ
ルＳ１５をビタビ復号化回路１６に出力する（以下、こ
の元の並びに戻すことをデインターリーブと呼ぶ）。ビ
タビ復号化回路１６は軟判定ビタビ復号化回路からな
り、入力される受信シンボルＳ１５に基づいて畳み込み
符号のトレリスを考え、データとして取り得る全ての状
態遷移の中から最も確からしい状態を推定（いわゆる最
尤系列推定）することにより、送信されたデータを示す
受信データＳ１６を復元し、これを出力する。因みに、
ここまで説明してきた受信装置１０の各回路において行
われる信号処理の概略を図１４（Ｂ）に示す。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところでかかる受信装
置１０においては、ビタビ復号化回路１６によつて最尤
系列推定を行うことにより受信データＳ１６を復元して
いるが、一段と正確に受信データＳ１６を復元する上で
は、最尤系列推定の精度をより高精度化することが望ま
しい。
【００１５】この点について以下に具体的に説明する。
上述したようにＤＱＰＳＫ復調回路１３から出力される
受信シンボルＳ１３は多値信号になつている。この多値
信号の値は、大まかに受信シンボルの信頼性を示してい
る。このような多値信号を復号化するビタビ復号化回路
は一般に軟判定ビタビ復号化回路と呼ばれており、通
常、各シンボルの信頼性を加味した上で最尤系列推定を
行うことによりデータを復元する。これに対して値が
「−１」又は「＋１」の２値信号を復号化するビタビ復
号化回路は一般に硬判定ビタビ復号化回路と呼ばれてい
る。この硬判定ビタビ復号化回路と軟判定ビタビ復号化
回路とを比べた場合、一般には軟判定ビタビ復号化回路
の方がより精度の高い最尤系列推定を行うと言われてい
る。この原因は、軟判定ビタビ復号化回路の場合には、
信頼性が反映された多値信号が入力されているため、信
頼性を反映した推定を行うからである。従つて最尤系列
推定を高精度化する場合には、ビタビ復号化回路に入力
する信号にシンボルの信頼性を反映させた方が良いと考
えられる。
【００１６】ところでＴＤＭＡ方式の場合には、受信し
た受信シンボルはそれぞれスロツト単位に区切られて送
られてきており、スロツト単位で通信品質が異なるおそ
れがある。従つてこのような場合には、スロツトの通信
品質を示す信頼性をそのスロツトによつて送られてきた
シンボルの値に反映した方が、ビタビ復号化回路の最尤
系列推定をより高精度化し得ると思われる。特に多スロ
ツトに渡つてインターリーブを行つた場合には、スロツ
トによつて極端に通信品質が異なることがあるので、通
信品質を反映させないと誤つた推定をするおそれがあ
る。
【００１７】しかし現在のところ多くのスロツトに亘つ
てインターリーブを行う通信方法は少ないことからビタ
ビ復号化回路に入力する信号としては信号線の出力する
多値信号をそのまま入力するのみでスロツト毎の通信品
質は値として反映されない。従つてとくに多くのスロツ
トに亘つてインターリーブを行うような通信方法におい
てはスロツト毎に通信品質をビタビ復号化回路に入力す
る信号の値として反映させることが望ましい。
【００１８】実際、インターリービングされたスロツト
は、フエージング等により各スロツトで受信電力が変わ
つてくるので、１つの干渉波元からの受信信号が希望波
の受信信号を大幅に上回る場合、例えばマルチキヤリア
変調又は復調のタイミングがずれたときに大きな受信電
力の干渉波信号を自分の希望波と間違えて受信してしま
う危険性があるという問題がある。
【００１９】この場合、ＤＱＰＳＫ変復調では送受信間
が非同期であり、受信側において信号の受信が時間的に
ずれると、その影響は周波数軸上では位相の旋回として
観測される。例えば変調タイミングと受信タイミングが
ＴA 〔ｓｅｃ〕ずれたとすると、この信号は周波数軸上
では位相が２π×ＴA 〔ｒａｄ〕／〔Ｈｚ〕で逐次ずれ
て観測される。今、サブキヤリアの周波数帯域をｆ
w 〔Ｈｚ〕とした場合（すなわちこの信号の送信に要す
る最小の変調時間幅をＴm ＝１／ｆw 〔Ｈｚ〕とした場
合）、このタイミングがＴA 〔ｓｅｃ〕ずれて受信され
た信号を高速フーリエ変換をかけてＤＱＰＳＫ変調され
ているシンボルを差動復調すると、各復調後のＱＰＳＫ
シンボルには、常に２π×ＴA ×ｆw 〔ｒａｄ〕の位相
オフセツトが重畳することになる。
【００２０】このような理由によつて、遅延を伴うマル
チパス環境の無線通信においては、たとえ送受信のタイ
ミングが同期されていても、マルチパスによる遅延波の
受信電力の方が大きい場合には、実質上タイミングずれ
と同等の周波数軸上における位相の旋回が発生する問題
がある。
【００２１】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、受信信号の希望波に対してその干渉波を高精度で雑
音化し得る通信方法及び送信装置及び受信装置並びにセ
ルラー無線通信システムを提案しようとするものであ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、送信側で、所定の情報単位で送信
する信号系列の内、一部を送受信間で設定した所定の組
合せパターンに基づいて分別し、当該分別した一部の信
号系列に対してのみ直交変換を施して信号系列を情報単
位で所定チヤネルを通じて送信し、受信側で、チヤネル
を通じて情報単位の信号系列を受信し、当該信号系列の
内、送信側で直交変換を施すようにされた組合せパター
ンに対応する信号系列に対してのみ直交逆変換を施すこ
とにより直交変換前の信号系列を復元する。これにより
通信相手の希望波に対する干渉波を高精度で雑音化する
ことができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施の形態を詳述する。
【００２４】（１）第１の実施の形態 まず図１及び図２を用いて本発明を適用した無線通信シ
ステムの全体構成を説明する。例えばセルラー無線通信
システムにおいては、セルの基地局及び移動局がそれぞ
れ送信装置及び受信装置を設けている。図１３との対応
部分に同一符号を付して示す図１において、２０は全体
として例えば携帯電話システムのセルラー無線通信シス
テムの送信装置を示し、直交変換回路２１、ランダムフ
エーズシフト回路２２及び逆高速フーリエ変換回路（Ｉ
ＦＦＴ）２３が新たに追加されたことを除いて図９に示
した送信装置１とほぼ同様の構成を有している。この送
信装置２０では、スロツト化処理回路４から出力された
送信シンボルＳ４はＤＱＰＳＫ変調回路５に入力され
る。ＤＱＰＳＫ変調回路５は、送信シンボルＳ４に対し
てＤＱＰＳＫ変調処理を施すことによりシンボル情報が
位相値によつて示される送信信号を生成する回路であ
り、この実施の形態の場合には、π／４シフトＤＱＰＳ
Ｋ変調処理（前シンボルからの位相変化をπ／４だけシ
フトすることにより最大位相変化を±３π／４に抑圧し
たＤＱＰＳＫ変調）を施す。
【００２５】ＤＱＰＳＫ変調回路５は送信シンボルＳ４
にＤＱＰＳＫ変調処理を施すことにより当該送信データ
Ｓ４を位相データの送信信号系列Ｓ５に変換し、当該送
信信号系列Ｓ５を直交変換回路２１に出力する。
【００２６】さらに直交変換回路２１は、直交変換処理
の結果得られるパラレルの信号系列をシリアル信号に変
換することによりグループ化された送信信号系列を１つ
にまとめてシリアルの信号系列Ｓ２０に変換し、これを
ランダムフエーズシフト回路２２に出力する。
【００２７】直交変換回路２１は、所定のＮ次の正規直
交行列を用いて送信信号系列に直交交換を施す回路であ
り、送信時、ＤＱＰＳＫ変調回路５から入力されるパラ
レルの送信信号Ｓ５のシンボル系列ｘn （ｎ＝１、２、
３、……）の一部をオン／オフコントローラ４０Ａの制
御によつて分別して、Ｎ個ずつグループ化し（Ｎは１以
上の整数）、そのグループ化された送信信号系列ｘk 、
……ｘk+N とＮ次の正規直交行列Ｍとを、次式、
【００２８】
【数１】
【００２９】に示すようにグループ毎に順に乗算するこ
とによりシンボル系列の一部に直交変換を施し、その結
果シンボル系列ｙn （ｎ＝１、２、３、……）を得るよ
うになされている。尚、これ以降、説明の便宜を計るた
め正規直交行列を２次とし、グループ化するシンボル系
列の数ｎを２個とする。
【００３０】直交変換回路２１による直交変換は、具体
的には直交変換を施される隣り合つた２つのシンボルｘ
0 , ｘ1 を用いて次式、
【００３１】
【数２】
【００３２】及び、
【００３３】
【数３】
【００３４】によつて直交変換後のシンボルｙ0 , ｙ1
をそれぞれ算出するようになされている。
【００３５】直交変換回路２１に入力される送信シンボ
ル系列の内、どのシンボルに対して直交変換を行いま
た、どのシンボルに対しては直交変換を行わないかの組
合せパターンについては、セルラー無線通信システムの
基地局の制御部によつて各基地局毎に異なるようにラン
ダムな組合せパターンによつて設定して、予め基地局か
ら各移動局にその組合せ情報を伝達することによつて送
受信間で整合をとつておく。
【００３６】この直交変換を施すか否かの組合せパター
ンとしては、例えば図３に示すように１変調時間で１ス
ロツト、24個のシンボルを送信するときに、ここではＴ
を隣り合うシンボルと組にして直交変換を施すシンボル
として半数の12個のシンボルについて直交変換を施すよ
うにし、またＮを直交変換を施さないシンボルとして示
す。
【００３７】なお通信相手の受信側では、送信側で直交
変換を施したシンボル系列に対して、組合せ情報に基づ
いてその直交逆変換を施すようになされており、これに
より直交変換を施したシンボル系列の信号を復元するこ
とができる。因みに、通信相手ではない受信装置によつ
て受信信号に対してその直交逆変換を施したとしても、
送信側において直交変換を施したシンボル系列と一致し
なければ元の信号を復元することができない。従つて各
基地局毎にランダムに異なる組合せパターンによつて各
スロツトの送信シンボルに対して直交変換を施すように
したことにより、各通信が互いに干渉波となるような場
合でも、通信相手以外の信号を見かけ上、ノイズ化する
ことができる。
【００３８】次に図４を用いて直交変換回路２１の構成
を具体的に説明する。直交変換回路２１はＤＱＰＳＫ変
調回路５より入力される送信シンボルＳ５に対して直交
変換を施すか否かを、基地局から伝達される組合せ情報
に基づいたオン／オフコントローラ４０Ａの制御によつ
てスイツチ４１Ａを切り換えることによつて分別する。
すなわちオン／オフコントローラ４０Ａは直交変換を施
す送信シンボルＳ５に対してはスイツチ４１Ａをａ側に
切換え接続することによつて、送信シンボルＳ５を乗算
器４２、遅延回路４３及び減算器４４側に出力し、また
直交変換を施さない送信シンボルＳ５に対してはスイツ
チ４１Ａをｂ側に切換え接続することによつて送信シン
ボルＳ５を遅延回路４５に出力するようになされてい
る。
【００３９】ここでスイツチ４１Ａより遅延回路４５に
出力される送信シンボルＳ５は、さらにスイツチ４１Ｂ
に送出される。スイツチ４１Ｂはスイツチ４１Ａと同様
にオン／オフコントローラ４０Ａによつて組合せ情報に
基づいて制御されており、遅延回路４５から送信シンボ
ルＳ５が出力されるときにはｂ側に切換え接続され、こ
れにより直交変換回路２１は直交変換を施さず、所定の
遅延処理を施しただけの送信シンボルＳ５をランダムフ
エーズシフト回路２２に出力する。
【００４０】一方、オン／オフコントローラ４０Ａによ
つてスイツチ４１Ａがａ側に切換え接続されると送信シ
ンボルＳ５は乗算器４２、遅延回路４３及び除算器４４
に出力され、ここで遅延回路４３は送信される１つ目の
送信シンボルＳ５Ａを一旦格納する。この遅延回路４３
に先に格納しておいた送信シンボルＳ５Ａは、次の送信
シンボルＳ５Ｂがスイツチ４１Ａを通じて加算器４２に
入力されると加算器４２に出力され、この加算器４２に
よつて送信シンボルＳ５Ａ及びＳ５Ｂを加算することに
よつて送信シンボルＳ４２が得られる。
【００４１】さらに加算器４２はスイツチ４１Ｂを介し
て√２回路４６に出力し、当該√２回路４６によつて送
信シンボルＳ４２を√２倍に増幅することによつて
（１）式に示す直交変換を行い、この結果得られる送信
シンボルＳ２０をスイツチ４１Ｃを通じて次段のランダ
ムフエーズシフト回路２２に出力する。
【００４２】一方、除算器４４においては所定のタイミ
ングで入力される送信シンボルＳ５Ａと、当該送信シン
ボル５ＳＡに対して１つタイミングの遅延された送信シ
ンボルＳ５Ｂとの間で除算を実行し、これによつて得ら
れる送信シンボルＳ４３を加算器４２の出力が出力され
た後、次のシンボルの出力タイミングで遅延回路４７よ
りスイツチ４１Ｂを介して√２回路４６に出力する。√
２回路４６は送信シンボルＳ４３の振幅を√２倍に増幅
することによつて（２）式に示す直交変換を行い、この
結果得られる送信シンボルＳ２０をスイツチ４１Ｃを通
じて次段のランダムフエーズシフト回路２２に出力す
る。
【００４３】このようにしてＤＱＰＳＫ変調回路５より
出力されるＤＱＰＳＫ変調されたシンボル系列は、直交
変換回路２１によりスロツト毎にシンボル系列の半分が
直交変換を施された新たなシンボル系列、送信シンボル
Ｓ２０として出力され、ランダムフエーズシフト回路２
２に入力される。ランダムフエーズシフト回路２２は入
力される送信シンボルＳ２０のシンボル系列に対して、
さらにランダムな位相系列の乗算を行う。
【００４４】ランダムフエーズシフト回路２２は、入力
される送信シンボルＳ２０に対してランダムに発生した
位相データをシンボル毎に順次乗算していくことにより
当該送信シンボルＳ２０に対してランダムな位相変化を
加える。
【００４５】図５に示すようにランダムフエーズシフト
回路２２は、ランダム位相データ発生回路２２Ａと乗算
器２２Ｂとによつて構成されている。ランダム位相デー
タ発生回路２２Ａは、通信チヤネル毎（例えば携帯電話
システムでは基地局毎）に異なる初期位相値を予め有し
ており、所定規則に基づいて当該初期位相値から順にラ
ンダムな位相値を発生し、その位相値を示す位相データ
Ｓ２１Ａを乗算器２２Ｂに出力する。因みに、この位相
データＳ２１Ａは、ランダムな位相値を持つ振幅が
「１」の複素数列である。乗算器２２Ｂは、入力される
送信信号Ｓ２０の複素数列と位相データＳ２１Ａの複素
数列とをシンボル毎に順次乗算することにより当該送信
シンボルＳ２０にランダムな位相変化を加える。このよ
うにして各通信チヤネル毎に異なる位相オフセツト系列
でランダムな位相変化が加えられた送信信号Ｓ２１は続
く逆高速フーリエ変換回路２３に出力される。
【００４６】なおランダムフエーズシフトを行う場合、
通信相手の受信側では、上述の初期位相値と同じ初期位
相値を持つようになされており、同じような手順により
送信側と同じ位相データを発生し、これを受信信号に除
算して復元処理を行えば、ランダムな位相変化を加える
前の信号を復元することができる。因みに、通信相手で
はない受信装置がこのランダムな位相変化を加えた送信
信号を受信したとしても、同じ初期位相値を持つていな
いので、元の信号を復元することができない。従つて各
通信チヤンネル毎に異なる初期位相値を使用して通信す
れば、各通信が互いに干渉波となるような場合でも、通
信相手以外の信号、すなわち干渉波は全て位相がランダ
ムな状態のままであり、見かけ上、干渉波を半ノイズ化
することができる。
【００４７】このように、直交変換による振幅方向への
ランダム性とランダムフエーズシフトによる位相オフセ
ツトとを送信シンボルに与えるようにしたことによつ
て、受信信号の取り得るコンステレーシヨン・ポイント
を一段と増加させることができる。
【００４８】このようにしてランダムな位相変化が加え
られた送信信号Ｓ２１は続く逆高速フーリエ変換回路２
３に出力される。逆高速フーリエ変換回路２３は、送信
信号Ｓ２１のシンボル群を構成する各シンボルを上述し
た24本のサブキヤリアに分散させて重畳するため（すな
わち送信シンボル群Ｓ２１の各シンボルを周波数軸上に
並べて送信するため）、当該送信シンボル群Ｓ２１に対
してそれぞれ逆フーリエ変換を施す。これにより時間軸
上に並んで入力されたシンボル群を周波数軸上において
並べたような信号が生成される。
【００４９】また逆高速フーリエ変換回路２３は、この
ようにして逆フーリエ変換を施すことによつて生成した
送信シンボル群Ｓ２２に対して窓かけ処理いわゆるウイ
ンドウ処理を施し、これにより不要な帯域外スプリアス
を抑えるようにもなつている。なお、ウインドウ処理の
具体的方法としては、送信シンボル群Ｓ２２に対して時
間軸上でコサイン・ロールオフ・フイルタをかけること
により実現される。かくしてこのような逆高速フーリエ
変換回路２３の処理によつて生成された送信シンボル群
Ｓ２２は続く送信回路６に出力される。
【００５０】送信回路６は、送信シンボル群Ｓ２２にフ
イルタリング処理を施した後、当該送信シンボル群Ｓ２
２にデイジタル・アナログ変換処理を施して送信信号を
生成する。そして送信回路６は、その送信信号に周波数
変換を施すことによつて所定周波数チヤネルの送信信号
Ｓ２３を生成し、これを所定電力に増幅した後、アンテ
ナ８を介して送信する。なお、送信回路６は、予め決め
られているパターンに基づいて、スロツト毎に使用する
周波数チヤネルをランダムに変更する、いわゆる周波数
ホツピング（ＦＨ：Frequency Hopping)を行うようにな
されており、これにより他の通信から受ける干渉波の影
響を低減するようになされている。
【００５１】かくして送信装置２０においては、スロツ
ト単位に区分けした符号化ビツト群を複数のサブキヤリ
アに分散して重畳することにより送信対象の情報ビツト
系列を複数のサブキヤリアで送信するマルチキヤリア通
信を行うようになされている。
【００５２】一方、図１４との対応部分に同一符号を付
した図２に示すように、受信装置３０は大きく分けてア
ンテナ１１、受信回路３１、高速フーリエ変換回路（Ｆ
ＦＴ）３２、復調回路３５、スロツト連結処理回路１
４、デインターリーブバツフア１５及びビタビ復号化回
路１６によつて構成され、高速フーリエ変換回路３２、
ランダムフエーズ逆シフト回路３３及び直交変換回路３
４が追加されたこと、及び受信回路３１、さらに復調回
路３５の処理内容が変更されたことを除いて、図１４に
示した受信装置１０とほぼ同様の構成を有している。
【００５３】まずアンテナ１１は送信装置２０から送信
された送信信号Ｓ２３を受け、これを受信信号Ｓ２５と
して受信回路３１に入力する。受信回路３１は入力され
る受信信号Ｓ２５を増幅した後、当該受信信号Ｓ２５に
周波数変換を施すことによつてベースバンド信号を取り
出し、そのベースバンド信号にフイルタリング処理を施
した後、当該ベースバンド信号にアナログ・デイジタル
変換処理を施すことによつて受信シンボル群Ｓ２６を取
り出し、これを高速フーリエ変換回路３２に出力する。
【００５４】因みに、この受信回路３１が有するアナロ
グデイジタル変換回路は、受信信号Ｓ２６を出力すると
き、各スロツトの電力が一定になるように増幅して出力
する。これはこの無線通信システムの場合、スロツト単
位で信号が送られてくるので、伝送路上で受けるフエー
ジング等がスロツト毎に異なつている可能性があり、こ
のためスロツト毎に信号電力が異なつている可能性があ
るからである。
【００５５】また受信回路３１は、送信側と同じパター
ンに基づいて受信する周波数チヤネルを変更するように
なされており、これにより送信側が周波数チヤネルを変
更した場合でも、当該送信側に追従して正確に受信動作
を行い得るようになされている。
【００５６】高速フーリエ変換回路３２は、入力される
受信シンボル群Ｓ２６に窓かけ処理いわゆるウインドウ
処理を施すことにより１スロツト分の信号成分を取り出
し、その取り出した信号成分に対してフーリエ変換を施
す。これにより周波数軸上に並んで取り出されたシンボ
ル群を時間軸上に並べて取り出すことができる。このよ
うにフーリエ変換を施すことによつて取り出された受信
シンボル群Ｓ２７は続くランダムフエーズ逆シフト回路
３３に入力される。因みに、高速フーリエ変換回路２３
は、送信側の逆高速フーリエ変換回路２０と同様に、時
間軸上で受信シンボル群Ｓ２７に対してコサイン・ロー
ルオフ・フイルタをかけることにより窓かけ処理を行う
ようになされている。
【００５７】ランダムフエーズ逆シフト回路３３は、入
力される受信信号Ｓ２７に対して、送信側と同じ位相値
を示す位相データをシンボル毎に順次除算処理して行く
ことにより受信信号Ｓ２７に加えられているランダムな
位相変化を元に戻す。この場合、実際には、ランダムフ
エーズ逆シフト回路３３は、図６に示すように、ランダ
ム位相データ発生回路３３Ａと乗算器３３Ｂとによつて
構成されている。ランダム位相データ発生回路３３Ａ
は、送信側と同じ初期位相値を有しており、送信側と同
じ所定規則に基づいて当該初期位相値から順に送信側と
同じ位相値を発生し、その位相値と共役な関係にある位
相値を示す位相データＳ２８Ａを乗算器３３Ｂに出力す
る（図中、「＊」が共役であることを示す）。因みに、
この位相データ３３は、送信側で発生した位相値と共役
な関係にある位相値を持つ振幅が「１」の複素数列であ
る。乗算器３３Ｂは、入力される受信信号Ｓ２７の複素
数列と位相データＳ２８Ａの複素数列とをシンボル毎に
順次乗算することにより当該受信信号Ｓ２７に加えられ
ている位相変化を打ち消し、元の位相状態に戻す。この
ようにして送信側の位相データに対して共役な関係にあ
る位相データＳ２１Ａを使用すれば、除算器の代わりに
乗算器３３Ｂを用いて位相の逆シフトを行うことができ
る。
【００５８】このようにしてランダムフエーズ逆シフト
回路３３によつて位相が元に戻された受信信号Ｓ２８は
続く直交変換回路３４に入力される。
【００５９】図７に示すように受信装置３０の直交変換
回路３４は、送信装置２０の直交変換回路２１とほぼ同
様の構成を有しており、入力される受信シンボル群Ｓ２
８の中の所定のシンボルに対してオン／オフコントロー
ラ４０Ｂの制御によつて直交逆変換が施される。この場
合、受信装置３０には予め送信装置２０より送信側にお
いて直交変換を施すシンボルの組合せパターンの情報を
伝達するようにしており、これにより直交変換回路３４
では送信側で直交変換が施されたシンボルに対してのみ
直交逆変換を施すようになされている。因に、直交変換
回路３４では受信シンボルｙ0 ，ｙ1 に対して直交変換
回路２１における直交行列Ｍと全く同様の直交変換を直
交変換を行うことにより、直交逆変換を実現して元の信
号シンボルを復元するようになされている。
【００６０】入力される受信信号Ｓ２８の内、直交変換
回路２１のオン／オフコントローラ４０Ａの制御によつ
て直交変換が施された受信信号に対してのみ直交変換回
路２１と同様の直交変換を施し、これにより送信側で直
交変換した送信シンボルから元のＤＱＰＳＫ変調の受信
信号Ｓ２９を抽出している。この受信装置３０の直交変
換回路３４では、ランダムフエーズ逆シフト回路３３か
ら出力される受信信号Ｓ２８に対して受信した受信信号
Ｓ２８のシンボル系列を２個ずつグループ化し、そのグ
ループ化された受信信号系列の内、送信装置２０の直交
変換回路２１によつて直交変換が施された受信信号系列
ｙ0 ，ｙ1 をオン／オフコントローラ４０Ｂによつて選
別して、その選別した受信信号系列ｙ0 ，ｙ1 と送信側
で使用した２次の正規直交行列Ｍの逆行列Ｍ-1とを次
式、
【００６１】
【数４】
【００６２】に示すようにグループ毎に順に乗算するこ
とにより直交変換前の信号系列ｘ0 ，ｘ1 を復元する。
因みに、直交変換回路２１及び３４の回路構成は同一
で、従つて直交行列Ｍによつて直交変換されたシンボル
に対して直交行列Ｍによつて直交逆変換を施して信号系
列を復元している。このとき直交変換回路３４は、オン
／オフコントローラ４０Ｂから復調回路３５の重み付け
回路３６Ｂに対して送信側より直交変換されてきた送信
シンボルに対して直交変換が施されたか否かを示すシン
ボル変換情報Ｓ７５を出力する。
【００６３】次に図８を用いて復調回路３５の構成を具
体的に説明する。復調回路３５においては、この図８に
示すように、直交変換回路３４から供給される複素信号
からなる受信信号Ｓ２９は、ＤＱＰＳＫ復調回路３６Ａ
を構成する乗算器５０と遅延回路５１に入力される。乗
算器５０は、遅延回路５１から出力される１シンボル分
遅延した受信信号Ｓ６０を受け、その１シンボル前の受
信信号Ｓ６０の共役な値と、入力された受信信号Ｓ２９
とを複素乗算することにより当該受信信号Ｓ２９から受
信シンボルＳ３０を取り出す。但し、この乗算処理によ
つて取り出される受信シンボルＳ３０はＤＱＰＳＫ変調
された状態のシンボル情報である。この受信シンボルＳ
３０は続くフアーストイン・フアーストアウト・バツフ
ア（以下、これをＦＩＦＯバツフアと呼ぶ）５２に入力
され、ここに順次蓄積される。ＦＩＦＯバツフア５２は
受信シンボルＳ３０が１スロツト分蓄積するまで保持
し、１スロツト分蓄積したら当該受信シンボルＳ３０を
続く乗算器５３に出力する。
【００６４】また乗算器５０によつて取り出された受信
シンボルＳ３０は重み係数算出部３５Ｂの仮判定回路５
４にも入力される。この仮判定回路５４は、受信シンボ
ルＳ３０の位相状態がＱＰＳＫの５つの位相状態のうち
どの位相状態にあるかを仮に判定する回路であり、その
仮判定した位相状態を示す振幅が「１」の複素信号Ｓ６
１を乗算器５５に出力する。
【００６５】乗算器５５には乗算器５０から出力される
受信信号Ｓ６０が入力されており、当該乗算器５５は仮
判定回路５４からの複素信号Ｓ６１と１シンボル分遅延
した受信信号Ｓ６０とを乗算することにより仮判定結果
に基づいてＤＱＰＳＫ変調された信号、すなわち受信信
号Ｓ２９を再現した受信信号Ｓ６２を生成する。以下、
この受信信号Ｓ６２をオリジナルの受信信号Ｓ２９に対
してレプリカの受信信号と呼ぶ。
【００６６】この乗算器５５によつて生成されたレプリ
カの受信信号Ｓ６２は続いて、減算器５６に入力され
る。この減算器５６にはオリジナルの受信信号Ｓ２９も
入力されており、これにより減算器５６はオリジナルの
受信信号Ｓ２９からレプリカの受信信号Ｓ６２を減算
し、その減算結果でなる信号成分Ｓ６３を第１の２乗回
路５７に出力する。この場合、仮判定回路５４の判定結
果が正しいとすれば、この信号成分Ｓ６３は仮判定をし
たときの受信信号Ｓ２９に含まれる雑音成分とその１シ
ンボル分前の受信信号Ｓ２９に含まれる雑音成分とを合
わせた信号になつている。
【００６７】第１の２乗回路５７はシンボル毎に信号成
分Ｓ６３の振幅を２乗することによりシンボル毎の雑音
成分の電力を求め、その雑音電力Ｓ６４を第１の加算回
路５８に出力する。第１の加算回路５８は第１の２乗回
路５７から出力される各シンボルについて、ＤＱＰＳＫ
のため、先頭シンボルを除く全ての雑音電力Ｓ３９を累
積加算することにより、１スロツトを構成する全てのシ
ンボルの雑音電力を合計した１スロツト分の雑音電力Ｓ
６５を求める。この場合、雑音電力Ｓ６５は１スロツト
における雑音成分電力の２倍の値になつているので、雑
音電力Ｓ６５を１／２回路５９を介して信号電力を２分
の１倍した雑音電力Ｓ６６を減算器６２に出力する。こ
のように受信シンボルの雑音電力Ｓ６６を直交変換及び
ランダムフエーズシフトした送信シンボルから検出する
ようにしたことにより、ノイズ成分をより正確に検出し
得る。
【００６８】またランダムフエーズ逆シフト回路３３か
ら供給された受信信号Ｓ２９はＤＱＰＳＫ変調を受けず
に直接、重み付け回路３６Ｂの第２の２乗回路６０にも
入力される。第２の２乗回路６０は受信信号Ｓ２９の振
幅を２乗することによりシンボル毎に受信信号Ｓ２９の
電力を求め、その信号電力Ｓ６７を第２の加算回路６１
に出力する。第２の加算回路６１は第２の２乗回路６０
から出力される各シンボルの信号電力Ｓ６７を累積加算
することにより１スロツトを構成する全てのシンボルの
信号電力を合計した１スロツト分の信号電力Ｓ６８を求
め、これを減算器６２に出力する。因みに、この信号電
力Ｓ６８は受信信号Ｓ２９の信号電力を示しており、実
際の信号成分の電力と雑音成分の電力とを合わせた信号
電力となつている。
【００６９】ここで減算器６２においては第２の加算回
路６１より入力される受信信号Ｓ２９の信号電力Ｓ６８
から第１の加算回路５８より１／２回路５９を介して入
力される雑音電力Ｓ６６を減算することによつて希望信
号の信号電力Ｓ６９を取り出し、これを乗算器６３に出
力する。このとき乗算器６３は逆数算出回路６４によつ
て算出される雑音電力Ｓ６６の逆数Ｓ７０と信号電力Ｓ
６９とを乗算することにより１スロツトにおける信号対
雑音電力比（ＳＮＲ）を生成し、これを１スロツトの信
頼性を示す重み係数Ｓ７１として乗算器６５に出力す
る。乗算器６５はＦＩＦＯバツフア５２から出力される
受信シンボルＳ３０にこの重み係数Ｓ７１を乗算するこ
とにより当該受信シンボルＳ３０の振幅にスロツトの信
頼性を反映させる。かくしてこのような処理によりスロ
ツトの信頼性が反映された受信シンボルＳ３１Ａが生成
される。
【００７０】さらに復調回路３５においては受信回路３
１におけるスロツトの信号電力のレギユレーシヨンが十
分な精度で行われていない場合には第２の加算回路６１
から出力される信号電力Ｓ６８を逆数算出回路６６に出
力して信号電力Ｓ６８の逆数Ｓ７３を算出し、この逆数
Ｓ７３を乗算器６７に出力する。これにより乗算器６７
はＦＩＦＯバツフア５２より乗算器６５を介して出力さ
れるＱＰＳＫ信号（受信シンボルＳ３１Ａ）にこの逆数
Ｓ７３を乗算することにより、信号電力を正規化するこ
とができる。
【００７１】また復調回路３５は乗算器５０の出力のＤ
ＱＰＳＫシンボルに、受信タイミングのずれ等によるず
れ時間に応じた位相オフセツトが重畳している場合は、
この位相オフセツトを取り除くための処理を行う。
【００７２】この場合、まず乗算器６８において乗算器
５０より出力される差動増幅された受信シンボルＳ３０
を仮判定回路５４の共役の複素信号Ｓ６１と乗算するこ
とにより、情報変調による位相成分を「０」としたシン
ボルＳ７４を生成する。このシンボルＳ７４はスイツチ
６９を介して第３の加算回路７０に入力される。
【００７３】スイツチ６９には直交変換回路３４内のオ
ン／オフコントローラ４０Ａより、復調回路３５に入力
される受信シンボルＳ２９が直交変換を施されたシンボ
ルか、そうでないシンボルかを示すシンボル変換情報Ｓ
７５が入力される。スイツチ６９はこのシンボル変換情
報Ｓ７５に応じて直交変換回路３４において、直交変換
が施されていない受信シンボル系列に対してのみ導通状
態に制御され、この結果直交変換が施されていない受信
シンボルＳ７４のみが第３の加算回路７０に出力され
る。第３の加算回路７０は入力される受信シンボルＳ７
４を累積加算し、１スロツト分の加算処理が終了する
と、その累積加算の結果を振幅正規化回路（ａｒｇ）７
１に出力する。ａｒｇ７１は入力される受信シンボルＳ
２９の複素数値の位相を保持して振幅を「１」とした位
相成分の平均値Ｓ７７を生成し、これをスイツチ７２を
介して乗算器５３に出力する。このようにａｒｇ７１に
おいて直交変換が施されていない受信シンボルＳ７４か
ら位相オフセツトを検出するようにしたことにより、受
信信号がもつ位相オフセツトを各スロツト毎に正確に検
出し得る。
【００７４】乗算器５３はＦＩＦＯバツフア５２より出
力される受信シンボルＳ３０に位相成分の平均値Ｓ７７
を乗算し、これにより受信シンボルＳ３０自身の共役と
の乗算処理によつて受信信号Ｓ３０Ａを生成する。復調
回路３５においては、この処理によつて位相オフセツト
が存在する受信シンボルの位相オフセツトを検出して、
その位相オフセツト分を解消することができる。
【００７５】この場合、スイツチ７２の切換え制御は受
信シンボルのＳＮＲ、すなわち乗算器６３から出力され
る重み係数Ｓ７１の値が予め設定しておく所定の閾値以
上の場合にオン状態とし、重み係数Ｓ７１の値が所定の
閾値以下の場合、すなわち受信シンボルのＳＮＲが低い
場合には、例えば10〔ｄＢ〕（ＳＮＲ値の閾値としては
10〔ｄＢ〕前後の値が好適である）より小さいときには
ａｒｇ７１から出力される位相オフセツト値の信頼性が
低いため、ａｒｇ７１から出力される位相オフセツト値
で位相オフセツトを戻してもその効果が薄いのでスイツ
チ７２をオフ状態とする。このようにＳＮＲが高い場合
の重み係数Ｓ７１を用いて位相オフセツトを校正するよ
うにしたことにより、受信シンボルのＳＮＲに応じて正
確に位相オフセツトを解消し得る。
【００７６】さらに乗算器５３は受信信号Ｓ３０Ａを乗
算器６５に出力する。乗算器６５は受信信号Ｓ３０Ａと
乗算器６３から出力される重み係数Ｓ７１とを乗算し、
受信シンボルＳ３０Ａの振幅にスロツトの信頼性を反映
させる。かくしてこのような処理により位相オフセツト
分を解消した受信信号Ｓ３０Ａに、さらにスロツトの信
頼性が反映された受信シンボルＳ３１Ａが生成される。
【００７７】この受信信号Ｓ３１Ａは乗算器６７に出力
される。乗算器６７は乗算器５３及び６５を介して出力
される位相オフセツト分が解消され、スロツトの信頼性
が反映された受信信号Ｓ３１Ａに、さらに逆数Ｓ７３を
乗算することにより、正規化された受信シンボルＳ３１
を生成することができる。
【００７８】かくして復調回路３５よりスロツト連結処
理回路１４に出力される受信シンボルＳ３１は、受信ス
ロツトの信頼性に応じて値が重み付けされ、さらに位相
オフセツトがある場合には、その位相オフセツト分も解
消されたものとなり、これにより後段のビタビ復号化回
路１６によつて行われる最尤系列推定における精度を一
段と高めることができる。
【００７９】復調回路３５の次段に接続されるスロツト
連結処理回路１４は、スロツト単位で断片的に得られる
受信シンボルＳ３１を連続信号となるように連結する回
路であり、後段のデインターリーブバツフア１５の記憶
容量分だけ受信シンボルＳ３１が蓄積したら当該受信シ
ンボルＳ３１を連結し、その連結された受信シンボルＳ
３２をデインターリーブバツフア１５に出力する。デイ
ンターリーブバツフア１５は複数スロツト分の記憶容量
を有しており、供給される受信シンボルＳ３２を順次内
部の記憶領域に格納した後、送信装置２０のインターリ
ーブバツフア３で行つた並び換えと逆の手順で当該受信
シンボルＳ３２の順番を並び換えることにより元の並び
順に戻し、その結果得られる受信シンボルＳ３３をビタ
ビ復号化回路１６に出力する。
【００８０】ビタビ復号化回路１６は軟判定ビタビ復号
化回路からなり、入力される受信シンボルＳ３１に対し
て最尤系列推定を行うことにより送信されたデータを示
す受信データＳ３３を復元する。この場合、前段の重み
付け回路３６Ｂにおいて、受信シンボルＳ２９が送られ
てきたスロツトの信頼性を算出し、受信シンボルＳ２９
にそのスロツトの信頼性を示す重み係数を乗算してい
る。従つてビタビ復号化回路１６に入力される受信シン
ボルＳ３３の信号レベルはスロツトの信頼性に応じたレ
ベルになつており、スロツト毎に通信品質が異なる場合
でも、その通信品質が信頼性によつて信号レベルに反映
されている。従つてこのような受信シンボルＳ３３をビ
タビ復号化回路１６に入力すれば、ビタビ復号化回路１
６はスロツト毎の信頼性を加味した上で最尤系列推定を
行うことになり、一段と高精度に最尤系列推定を行つて
受信データを一段と精度良く復元し得る。
【００８１】以上の構成において、この無線通信システ
ムの場合には、送信時、畳み込み符号化、インターリー
ビング及びスロツト化処理に続いてＤＱＰＳＫ変調され
た信号系列に対して直交変換回路２１によつて、送受信
間において予め決めてある変換シンボルの組合せパター
ンに基づいたオン／オフコントローラ４０Ａの制御によ
つて各スロツト毎に１スロツト中の半分のシンボルに対
して直交変換を施こす。
【００８２】さらにランダムフエーズシフト回路２２に
よつて直交変換を施された送信シンボルＳ５に対してラ
ンダムフエーズシフトを施すことにより、送信シンボル
の振幅方向及び位相方向のランダム性を大きくし得る。
このようにランダムに位相変化が施された送信シンボル
Ｓ２１は逆高速フーリエ変換により24本のサブキヤリア
によつて変調され、送信回路６によつてデイジタル・ア
ナログ変換処理及び周波数変換を施され、所定周波数チ
ヤネルの送信信号Ｓ２３として増幅された後、送信され
る。
【００８３】このように送信シンボルに対してランダム
フエーズシフトに加えて直交変換を施すようにしたこと
により、受信信号のコンステレーシヨン・ポイントをラ
ンダムな位相オフセツト値による位相方向への広がりに
加えて振幅方向にも生じさせ、かくして干渉波の雑音成
分を大きくし得る。またこの場合、送信する２つのシン
ボルの電力はどれでも一定になるので、受信側での検波
効率を直交変換前と変わらないようにし得る。
【００８４】一方、受信側では、送信信号を受信すると
受信信号Ｓ２５として増幅した後、周波数変換を施すこ
とによつてベースバンド信号を取り出し、アナログ・デ
イジタル変換処理によつて受信信号Ｓ２６を取り出す。
続いて高速フーリエ変換によつて受信シンボルを時間軸
上に取り出し、さらにランダム逆位相シフトによつて位
相を元に戻された受信信号Ｓ２８を直交変換回路３４に
出力する。
【００８５】直交変換回路３４ではオン／オフコントロ
ーラ４０Ｂの制御によつて通信相手の送信側で直交変換
が施された半分の受信シンボルに対して直交逆変換を施
し、その結果得られる信号系列を復調回路３５のＤＱＰ
ＳＫ復調回路３６Ａによつて差動復調する。このように
受信信号Ｓ２９を差動復調するようにしたことにより直
交変換された送信信号を各サブキヤリアに分散して重畳
させたとき、受信シンボルに生じる位相オフセツトの影
響を解消し得る。
【００８６】さらに復調回路３５は重み付け回路３６Ｂ
によつて１スロツト分の雑音電力Ｓ６６を算出すると共
に、１スロツト分の信号電力Ｓ６８から希望信号の信号
電力Ｓ６９を取り出し、この信号電力Ｓ６９と雑音電力
Ｓ６６の逆数とから信号対雑音電力比を生成し、これを
重み係数Ｓ７１として直交変換回路３４より入力される
各受信シンボルＳ３０にそれぞれ乗算することにより、
当該受信シンボルＳ３０の振幅にスロツトの信頼性を反
映させた受信シンボルＳ３１Ａを生成することができ
る。
【００８７】この場合、送信装置２０において直交変換
及びランダムフエーズシフトが施された送信信号Ｓ２３
をもとに受信信号Ｓ２９に含まれる雑音電力Ｓ６６を生
成するようにしたことによつて受信信号のコンステレー
シヨン・ポイントがランダム化によつて格段に増やさ
れ、これにより干渉波による雑音電力成分を大きくする
ことができる。かくして受信信号Ｓ２９の信号成分から
干渉波による雑音成分をインターリービングされた各ス
ロツト毎で正確に検出し得る。
【００８８】さらに検出した雑音成分（雑音電力Ｓ６
６）を用いてインターリービングされた各スロツト毎の
信頼性を反映した重み係数Ｓ７１を生成し、当該重み係
数Ｓ７１を復調した受信信号Ｓ３０に乗算するようにし
たことにより受信信号Ｓ３０の各スロツトの通信品質を
格段に向上し得る。
【００８９】また復調回路３５は直交変換回路３４のオ
ン／オフコントローラ４０Ｂより送出されるシンボル変
換情報Ｓ７５に応じて受信信号Ｓ２９の中から直交変換
処理を施していない受信信号Ｓ２９の信号系列を選別し
て、その信号系列より位相成分の平均値Ｓ７６を生成す
る。これにより直交変換を施していない受信シンボルか
ら送信シンボルＳ２３の位相オフセツトの平均値を精度
良く検出し得る。さらにこの位相成分の平均値Ｓ７６を
乗算器５３において受信シンボルＳ３０に乗算すること
により受信信号の位相オフセツトを高精度に解消するこ
とができる。
【００９０】この場合、送信装置２０の直交変換回路２
１において１スロツトの送信シンボルの内、半分のシン
ボルに対してのみ直交変換を施すようにしたことによ
り、逆フーリエ変換回路２３による逆フーリエ変換の際
の窓かけ処理のタイミングずれにより周波数軸上におい
て位相ずれ（位相オフセツト）が生じるような場合やマ
ルチパスによる遅延波の受信電力が大きい場合に生じる
位相オフセツトを送信シンボルの内、直交変換を施して
いないシンボルを用いてインターリービングした各スロ
ツト毎で正確に検出することができる。さらに各スロツ
トの送信シンボルの内、半分にしか直交変換を施さない
ようにしたことにより、上述した位相オフセツトによる
送信シンボルの品質劣化を防止し得る。これにより受信
信号Ｓ２５の復調の際に受信信号Ｓ２５のもつ位相オフ
セツトによつて受ける影響を軽減し得る。
【００９１】さらに復調回路３５は１スロツト分の信号
電力Ｓ６８の逆数を受信信号Ｓ３１Ａと乗算することに
より、受信シンボルＳ３１を正規化して復調することが
できる。
【００９２】実際、本発明を適用した携帯無線機及び基
地局をもつセルラー無線通信システムにおいて、図９に
示すようにセル８０Ａにおいて携帯電話機８１Ａが所定
のチヤンネルを使用して基地局８２Ａと無線通信してい
ると共に、隣接するセル８０Ｂにおいてそれと同一のチ
ヤンネルを使用して携帯電話機８１Ｂが基地局８２Ｂと
無線通信しているとする。
【００９３】例えば携帯電話機８１Ａでは、送信する信
号系列の一部に直交変換を施し、その直交変換が施され
た信号系列を送信する。
【００９４】また携帯電話機８１Ｂでは、送信する信号
系列を携帯電話機８１Ａとは異なる組合せパターンで各
スロツトのシンボルに対して直交変換を施し、その直交
変換が施された信号系列を送信する。
【００９５】この場合、基地局８２Ａにおいて通信相手
である携帯電話機８１Ａからの送信信号ＣＡが受信され
た場合、携帯電話機８１Ａの受信装置３０は直交変換回
路３４においてオン／オフコントローラ４０Ｂの制御に
より、予め基地局８２Ａとの間で設定してある変換シン
ボル系列の組合せパターンに基づいて受信した受信信号
系列の内、送信側において直交変換が施された信号系列
に直交逆変換を施すので、元の信号系列を正確に復元し
得、これによつてＤＱＰＳＫ復調により携帯電話機８１
Ａが送信した送信データを正確に復元し得る。
【００９６】ところで基地局８２Ａにおいては、携帯電
話機８１Ａが送信した送信信号ＣＡだけが届くのではな
く、状況によつて携帯電話機８１Ｂが送信した送信信号
ＣＢも届く。その場合、携帯電話機８１Ｂからの送信信
号ＣＢは干渉波Ｉとして作用し、その信号レベルが携帯
電話機８１Ａからの送信信号ＣＡに比して大きければ当
該携帯電話機８１Ａとの通信に妨害を与えることにな
る。すなわち基地局８２Ａとしてはいずれの携帯電話機
８１Ａ又は８０Ｂからの送信信号であるかといつた認識
がないので、誤つて携帯電話機８１Ｂからの送信信号Ｃ
Ｂを受信するおそれがある。
【００９７】これに対して基地局８２Ａにおいて携帯電
話機８１Ｂからの送信信号ＣＢが受信された場合には、
受信した信号系列に対して基地局８２Ａの変換シンボル
の組合せパターンに基づいて直交変換を施しても、変換
シンボルの組合せパターンは基地局８２Ａと携帯電話機
８１Ａの間では異なる変換パターンであれば、携帯電話
機８１Ｂからの送信信号ＣＢは元の信号系列に復元され
ない。すなわち、変換シンボルのパターンに基づいて携
帯電話機８１Ｂからの送信信号系列のそれぞれのシンボ
ルに対して直交逆変換を施すと、基地局８２Ａ及び８１
Ｂでの変換シンボルの組合せパターンが同一でない限
り、送信側において直交変換を施していないシンボルに
対して逆変換することになり、その信号系列はさらにラ
ンダムになつて見かけ上、雑音信号のようになり、この
ため仮にＤＱＰＳＫ復調しても元々の送信データは復元
されない。
【００９８】このようにして本発明を適用した無線通信
システムの場合には、送信側において基地局毎に異なる
ように設定するスロツト内のシンボルに対する直交変換
の組合せパターンによつて直交行列を信号系列に乗算し
て送信し、受信側においては受信した信号系列に、変換
シンボルの組合せパターンに基づいて送信側（この場
合、自局の通信相手を指す）で直交変換を施したシンボ
ルを分別して、そのシンボルに直交行列の逆行列を乗算
して直交変換前の元の信号系列を復元するようにしたこ
とにより、他の基地局での通信によつて同一チヤンネル
が使用されたとしても、他の基地局における通信の変換
シンボルの組合せパターンとでは送信時に直交交換され
るスロツト内のサブキヤリアの組合せが異なつているの
で、直交交換が施されていない受信信号に対して逆行列
を乗算しても直交逆変換は実現されず、従つて他の基地
局の通信によつて送信された信号系列を復元することは
できない。これにより、他の基地局から送信された信号
系列を誤つて復元することを未然に回避し得、これによ
り他の通信との間で送信データが漏洩することを未然に
回避し得る。
【００９９】因に、ここでは基地局８２Ａが携帯電話機
８１Ｂの送信信号ＣＢを受信したとき、漏洩問題が回避
されることを述べたが、同様の理由により、基地局８２
Ｂが携帯電話機８１Ａの送信信号ＣＡを受信したときに
も、漏洩問題は回避される。
【０１００】また以上のような信号処理手順を１スロツ
ト毎に送受信に利用する周波数帯域を変更する、周波数
ホツピングを行いながら実行することにより、受信側に
おいて各スロツトのＳＩ比ＳＩＮＲ(Signal to Interfe
rence Noise Ratio)を大きく変動させることができ、こ
れにより干渉波のノイズ化に、より一層の効果を得るこ
とができる。特にセルラー無線通信システム等において
は、受信側で他セルラーからの同一チヤネル干渉をノイ
ズ化することができると共に、所望の重み付けがなし得
ることから、無線通信システムのキヤパシテイを増大し
得る。
【０１０１】かくして以上の構成によれば、送信側で通
信の基地局毎に決められた直交変換シンボルの組合せパ
ターンに基づいて送信シンボルの一部に直交変換を施し
て、さらにこの結果得られる送信シンボルをランダムフ
エーズシフトして逆フーリエ変換を施すことにより、シ
ンボル群を24本のサブキヤリアにそれぞれ割り当てて、
マルチキヤリア送信し、受信側の受信装置３０では受信
した信号シンボルに対して、ランダムフエーズ逆シフト
及び直交変換を施すことによつて、希望信号波に対する
干渉波のノイズ成分を大きくすることができ、かくして
ＤＱＰＳＫ復調回路３５においてＤＱＰＳＫ復調する際
に重み付け回路３６Ｂによつて、干渉波ノイズを正確に
抽出して精度の高い重み付け係数を生成し得る。従つ
て、この重み付け係数を最尤系列推定する信号の値とし
て反映させることにより、受信信号のスロツト毎の信頼
性を高め、高精度の軟判定最尤系列推定を実現し得る。
【０１０２】さらに各スロツトの送信シンボルの内、半
分に対してのみ直交変換を施すようにしたことにより、
復調の際に復調回路３５において直交変換を施していな
い受信信号を分別して、その分別した受信信号から各シ
ンボルのもつ位相オフセツトを正確に検出し得、かくし
て検出した各シンボルの位相オフセツトの平均値を用い
て受信信号を複素演算することによつて、インターリー
ビングされた受信信号の各スロツト毎の位相オフセツト
を解消することができる。これによりマルチキヤリア変
調時及び又は復調時のタイミングがずれた場合、受信信
号のスロツト毎の位相オフセツトを解消して、高精度に
受信信号を復調し得る。
【０１０３】さらに例えば直交変換をするシンボルを全
シンボルの半分として基地局毎にランダムに異なるよう
に設定するようにしたことにより、実際にはスロツト中
の半分のシンボルに対して直交変換を施しただけにもか
かわらず、干渉波のシンボルに施されている直交変換が
変換シンボルの設定パターンが希望波のものと異なるか
或いは受信タイミングずれによつて、それぞれのスロツ
トで直交変換を施すシンボルがずれてあたかもスロツト
内の半分以上のシンボルに対して直交変換が施されてい
るような効果を得ることができる。
【０１０４】また受信装置３０の直交変換回路３４にお
いては、シンボル変換情報Ｓ７５に基づいて直交変換が
施されるシンボル系列に対してのみ通信相手の送信側で
使用された直交行列の逆行列を乗算して直交変換前の元
の信号系列を復元するようにしたことにより、たとえ他
の通信によつて同一チヤンネルが使用され、これを受信
したとしても、当該他の通信によつて送信された信号系
列を誤つて復元することを未然に回避し得、これにより
他の通信によつて送信された送信データが漏洩すること
を未然に回避し得る。
【０１０５】（２）第２の実施の形態 図２との対応部分に同一符号を付して示す図９におい
て、９０は全体として第２の実施の形態による受信装置
を示し、第１の実施の形態の受信装置とは復調回路９１
の構成だけが異なつている。図８との対応部分に同一符
号を付す図１０に示すように、復調回路９１は直交変換
回路３４から供給される複素信号の受信信号Ｓ２９を、
ＤＱＰＳＫ復調回路９２Ａを構成する乗算器５０と遅延
回路５１に入力する。
【０１０６】乗算器５０は、遅延回路５１から出力され
る１シンボル分遅延した受信信号Ｓ６０を受け、その１
シンボル前の受信信号Ｓ６０の共役な値と、入力された
受信信号Ｓ２９とを複素乗算することにより当該受信信
号Ｓ２９から受信シンボルＳ３０を取り出す。但し、こ
の乗算処理によつて取り出される受信シンボルＳ３０は
ＤＱＰＳＫ変調された状態のシンボル情報である。この
受信シンボルＳ３０は続くＦＩＦＯバツフア５２に入力
され、ここに順次蓄積される。ＦＩＦＯバツフア５２は
受信シンボルＳ３０が１スロツト分蓄積するまで保持
し、１スロツト分蓄積したら当該受信シンボル群Ｓ３０
を続く乗算器６５に出力する。
【０１０７】この復調回路９１は第１の加算回路５８に
よつて累積加算することにより求める１スロツトを構成
する全てのシンボルの雑音電力Ｓ６５を１／２回路５９
を介して信号電力を２分の１倍とした雑音電力Ｓ６６を
生成し、逆算回路６４を介して減算器９３に出力する。
【０１０８】一方、第２の加算回路６１において累積加
算されることにより生成されるランダムフエーズ逆シフ
ト回路３３から供給された受信信号Ｓ２９の１スロツト
分の実際の信号成分の電力と雑音成分の電力とを合わせ
た信号電力Ｓ６８を減算器９３を介して、減算器９３に
出力する。この結果この減算器９３において信号電力Ｓ
６８から雑音電力Ｓ６６を減算することによつて、１ス
ロツトにおける信号対雑音電力比（ＳＮＲ）に信号電力
と雑音電力との和の逆数を乗じた次式、
【０１０９】
【数５】
【０１１０】によつて示されるような値を生成し、これ
を１スロツトの信頼性を示す重み係数Ｓ８０として乗算
器９４に出力する。
【０１１１】乗算器９４にはさらにａｒｇ７１から供給
される受信シンボルＳ２９の複素数値の位相を保持して
振幅を「１」とした位相成分の平均値Ｓ７６が入力され
る。乗算器９４は１スロツトの信頼性を示す重み係数Ｓ
８０と受信シンボルＳ２９の位相成分の平均値Ｓ７６と
を乗算して、その結果得られる重み係数Ｓ８１を乗算器
６５に出力する。
【０１１２】乗算器６５はＦＩＦＯバツフア５２より出
力される受信シンボルＳ３０に平均値Ｓ７６を乗算し、
これにより受信シンボルＳ３０自身の共役との乗算処理
によつて受信信号Ｓ４０を生成する。かくして信号対雑
音電力比ＳＮＲによる重み付けの構成を簡略化した復調
回路９１によつて全体の回路規模を小さくし得ると共
に、スロツトの信頼性が反映された受信シンボルＳ４０
を生成し得ると共に、位相オフセツトが存在する受信シ
ンボルの位相オフセツトを検出して、その位相オフセツ
ト分を解消することができる。
【０１１３】かくして以上の構成によれば、復調回路９
１よりスロツト連結処理回路１４に出力される受信シン
ボルＳ４０は、簡易な回路構成によつて生成される信号
対雑音電力比ＳＮＲによつて受信スロツトの信頼性に応
じて重み付けされ、さらに位相オフセツトがある場合に
は、その位相オフセツト分も１スロツトの全受信シンボ
ルの位相成分の平均値Ｓ７６によつて解消されるので、
これにより後段のビタビ復号化回路１６によつて行われ
る最尤系列推定における精度を一段と高めることができ
る。
【０１１４】（３）他の実施の形態 なお上述の実施の形態においては、セルラー無線通信シ
ステムの各基地局毎に異なる直交変換シンボルの組合せ
パターンを設定した場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、各通信チヤネル毎に固有の変換シンボルの
組合せパターンを異なるように設定するようにしても良
い、さらに各スロツト毎に変換シンボルの組合せパター
ンを変えて設定するようにしても良く、これにより変換
シンボルの組合せパターンを各通信毎に固有のものとす
ることができ、かくして通信を差別化し得、上述の場合
と同様の効果を得ることができる。
【０１１５】また上述の実施の形態においては、各スロ
ツトにおいて直交変換を施すシンボルと直交変換を施さ
ないシンボルとの割合を１対１（第１の実施の形態では
12シンボルずつとしている）とした場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、直交変換を施すシンボルと
直交変換を施さないシンボルとの割合を１対２、２対３
又は１対４等様々な割合に設定し得る。
【０１１６】また上述の実施の形態においては、直交行
列として、正規化された直交行列を用いた場合について
述べたが、本発明はこれに限らず、正規化されていない
任意の直交行列を用いても良い。要は、送信時、直交行
列を用いて信号系列に直交変換を施すようにすればどの
ような直交行列を用いても上述の場合と同様の効果を得
ることができる。
【０１１７】また上述の実施の形態においては、周波数
チヤネルを既知パターンに基づいてランダムに変更する
周波数ホツピングを行う場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、干渉波の影響が生じないような環境で
あれば、周波数チヤネルを固定化するようにしても良
い。
【０１１８】また上述の実施の形態においては、重み付
け回路３６Ｂにおいて２乗回路６０、累積加算回路６１
及び逆数算出回路６６を介して求めた逆数値Ｓ７３を符
号化ビツト系列でなる受信信号Ｓ３１Ａに乗算すること
により電力の正規化を行つた場合について述べたが、本
発明はこれに限らず、この正規化処理を行わないように
しても良い。
【０１１９】また上述の実施の形態においては、重み付
け回路３６Ｂにおいて、１スロツト分の雑音電力の合計
と１スロツト分の信号電力の合計とに基づいて信号対雑
音電力比Ｓ／Ｎを求めた場合について述べたが、本発明
はこれに限らず、１スロツトにおける雑音電力の平均値
と信号電力の平均値とに基づいて信号対雑音電力比Ｓ／
Ｎを求めるようにしても上述の場合と同様の効果を得る
ことができる。
【０１２０】また上述の実施の形態においては、符号化
回路として畳み込み符号化回路２を使用し、復号化回路
としてビタビ復号化回路１６を使用した場合について述
べたが、本発明はこれに限らず、ターボコード等、その
他の符号化を行う符号化回路や復号化回路を適用するよ
うにしても良い。要は、送信側では系列間距離を大きく
するような符号化を使用し、受信側では符号化ビツト系
列を最尤系列推定により復号化するような符号化／復号
化方法を使用すれば、上述の場合と同様の効果を得るこ
とができる。
【０１２１】また上述の実施の形態においては、携帯電
話システムのような無線通信システム２０に本発明を適
用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、
例えばコードレス電話システム等、その他の無線通信シ
ステムに本発明を適用するようにしても良い。
【０１２２】また上述の実施の形態においては、送信デ
ータに施す変調方式としてＤＱＰＳＫ変調を用いた場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、差動変調で
あれば差動２相位相偏移変調等、その他の差動変調方式
を用いるようにしても良く、これにより連続して受信す
る各受信シンボルの差分から復調回路３５又は９１によ
つて累積のない正確な位相オフセツトを検出して、位相
オフセツトを解消することができる。
【０１２３】さらに上述の実施の形態においては、信号
系列を複数のマルチキヤリアに分散して重畳し、その結
果得られる送信信号を所定チヤンネルに周波数変換して
送信すると共に、当該送信信号のチヤンネルを所定タイ
ミング毎にランダムに変化させるような通信方式の無線
通信システムに本発明を適用した場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、その他の通信方式の無線通
信システムに本発明を適用しても良い。要は、同一チヤ
ンネルを使用して少なくとも２つ以上の通信が行われる
ことによりその２つ以上の通信の電波が互いに干渉し合
う、いわゆる同一チヤンネル干渉が起き得る可能性があ
れば、本発明を適用することにより干渉波をノイズ化す
ることができる。
【０１２４】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、送信側
で、信号系列の一部を送受信間で設定した所定の組合せ
パターンに基づいて分別して直交変換を施し、情報単位
で所定チヤネルを通じて送信し、受信側で、同じチヤネ
ルを通じて情報単位の信号系列を受信し、送信側で直交
変換を施すようにされた組合せパターンに対応する信号
系列に対してのみ直交逆変換を施すことにより信号系列
を復元するようにしたことにより、通信相手の希望波に
対する干渉波を高精度で雑音化することができ、かくし
て他の通信によつて同一チヤネルが使用された場合にお
ける通信の漏洩を未然に回避することができる通信方法
及び送信装置及び受信装置並びにセルラー無線通信シス
テムを実現し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による送信装置の構
成を示すブロツク図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による受信装置の構
成を示すブロツク図である。
【図３】直交変換するときの説明に供する略線図であ
る。
【図４】送信装置の直交変換回路の構成を示す回路図で
ある。
【図５】送信装置のランダムフエーズシフト回路の構成
を示す回路図である。
【図６】受信装置のランダムフエーズシフト回路の構成
を示す回路図である。
【図７】受信装置の直交変換回路の構成を示す回路図で
ある。
【図８】第１の実施の形態による受信装置の復調回路の
構成を示す回路図である。
【図９】セルラー無線通信システムの構成及び干渉波の
説明に供する略線図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態による受信装置の
構成を示すブロツク図である。
【図１１】第２の実施の形態による受信装置の復調回路
の構成を示す回路図である。
【図１２】ＴＤＭＡ方式の原理の説明に供する略線図で
ある。
【図１３】従来の送信装置の構成を示すブロツク図であ
る。
【図１４】従来の受信装置の構成を示すブロツク図であ
る。
【符号の説明】
１、２０……送信装置、２……畳み込み符号化回路、３
……インターリーブバツフア、４……スロツト処理化回
路、５……ＤＱＰＳＫ変調回路、６……送信回路、１
２、３１……受信回路、１３……ＤＱＰＳＫ復調回路、
１４……スロツト連結処理回路、１５……デインターリ
ーブバツフア、１６……ビタビ復号化回路、２１、３４
……直交変換回路、２２……ランダムフエーズシフト回
路、２３……高速逆フーリエ変換回路、３２……高速フ
ーリエ変換回路、３３……ランダムフエーズ逆シフト回
路、３５……復調回路、３６Ａ……ＤＱＰＳＫ復調回
路、３６Ｂ……重み付け回路、８０Ａ、８０Ｂ……セ
ル、８１Ａ、８１Ｂ……携帯電話機、８２Ａ、８２Ｂ…
…基地局。

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】送信側で、所定の情報単位で送信する信号
    系列の内、一部を送受信間で設定した所定の組合せパタ
    ーンに基づいて分別し、当該分別した一部の上記信号系
    列に対してのみ直交変換を施して上記信号系列を上記情
    報単位で所定チヤネルを通じて送信し、 受信側で、上記チヤネルを通じて上記情報単位の信号系
    列を受信し、当該信号系列の内、上記送信側で直交変換
    を施すようにされた上記組合せパターンに対応する上記
    信号系列に対してのみ直交逆変換を施すことにより直交
    変換前の上記信号系列を復元することを特徴とする通信
    方法。
  2. 【請求項２】上記通信方法は、 上記送信側で、上記信号系列を符号化して上記情報単位
    で送信し、 上記受信側で、直交逆変換を施すことにより復元した上
    記信号系列より上記通信の信頼性を示す重み係数を生成
    し、当該重み係数を上記信号系列に乗じ、 上記信頼性を反映させた上記信号系列に対して最尤系列
    推定を施すことにより上記信号系列を復元することを特
    徴とする請求項１に記載の通信方法。
  3. 【請求項３】上記通信方法は、 上記情報単位の上記情報シンボル群の信号電力と、上記
    情報単位の上記情報シンボル群に含まれる雑音電力とを
    算出し、当該信号電力及び上記雑音電力に基づいて算出
    する上記情報単位の信号対雑音電力比を上記重み係数と
    することを特徴とする請求項１に記載の通信方法。
  4. 【請求項４】送信側で、情報単位の上記信号系列に対し
    て所定の変調処理を施すことによつて情報シンボル群を
    生成し、 上記情報シンボル群の内、一部を送受信間で設定した所
    定の組合せパターンに基づいて分別し、当該分別した一
    部の上記情報シンボルに対してのみ直交変換を施し、 直交変換を施された上記情報シンボルを周波数チヤネル
    を形成する複数のサブキヤリアによつてそれぞれ変調し
    てマルチキヤリア送信し、 受信側で、上記組合せパターンに基づいて直交逆変換
    し、受信した上記情報シンボルの内、直交変換を施され
    ていない上記情報シンボルを分別して当該情報シンボル
    のもつ位相成分情報を算出し、当該位相成分情報を上記
    情報シンボルにそれぞれ乗算することにより、上記情報
    シンボル群をマルチキヤリア送信することによつて情報
    シンボルそれぞれに生じる位相オフセツトを除去するこ
    とを特徴とする通信方法。
  5. 【請求項５】上記通信方法は、 上記受信側で、直交逆変換を施すことにより復元した上
    記信号系列より上記通信の信頼性を示す重み係数を生成
    し、 上記重み係数の値に応じて上記位相成分情報を上記情報
    シンボルに乗算することを特徴とする請求項４に記載の
    通信方法。
  6. 【請求項６】上記通信方法は、 上記情報単位の上記情報シンボル群の信号電力と、上記
    情報単位の上記情報シンボル群に含まれる雑音電力とを
    算出し、当該信号電力及び上記雑音電力に基づいて算出
    する上記情報単位の信号対雑音比を上記重み係数とする
    ことを特徴とする請求項４に記載の通信方法。
  7. 【請求項７】上記通信方法は、 上記送信側で、上記通信チヤネル毎の上記信号系列に対
    してランダムに位相変化を与え、 上記受信側で、上記送信側と同じランダムな位相値を用
    いて受信した上記信号系列に対して逆の位相変化を施す
    ことを特徴とする請求項４に記載の通信方法。
  8. 【請求項８】所定の情報単位で送信する信号系列の内、
    一部を送受信間で設定した所定の組合せパターンに基づ
    いて分別する直交変換制御部と、 上記直交変換制御部の制御によつて分別した一部の上記
    信号系列に対してのみ直交変換を施す直交変換部と、 上記信号系列を上記情報単位で所定チヤネルを通じて送
    信する送信部とを具えることを特徴とする送信装置。
  9. 【請求項９】送信側で、情報単位の上記信号系列に対し
    て所定の変調処理を施すことによつて情報シンボル群を
    生成する情報シンボル生成部と、 上記情報シンボル群の内、一部を送受信間で設定した所
    定の組合せパターンに基づいて分別し、当該分別した一
    部の上記情報シンボルに対してのみ直交変換を施す直交
    変換部と、 直交変換を施された上記情報シンボルを周波数チヤネル
    を形成する複数のサブキヤリアによつてそれぞれ変調し
    てマルチキヤリア送信する送信部とを具えることを特徴
    とする送信装置。
  10. 【請求項１０】上記送信装置は、 上記送信側で、上記通信チヤネル毎の上記信号系列に対
    してランダムに位相変化を与える位相シフト手段と、 上記受信側で、上記送信側と同じランダムな位相値を用
    いて受信した上記信号系列に対して逆の位相変化を施す
    逆位相シフト手段とを具えることを特徴とする請求項９
    に記載の送信装置。
  11. 【請求項１１】送信側で、信号系列の一部を送受信間で
    設定した所定の組合せパターンに基づいて直交変換を施
    して情報単位で送信するようにした上記信号系列を所定
    チヤネルを通じて受信する受信部と、 受信した上記信号系列の内、上記送信側で直交変換を施
    すようにされた上記組合せパターンに対応する上記信号
    系列に対してのみ直交逆変換を施すことにより直交変換
    前の上記信号系列を復元する直交変換部とを具えること
    を特徴とする受信装置。
  12. 【請求項１２】上記受信装置は、 上記送信側で、上記信号系列を符号化して上記情報単位
    で送信した情報ビツト系列を受信する受信部と、 受信した上記情報ビツト系列に対して直交逆変換を施す
    ことにより復元した上記信号系列より上記通信の信頼性
    を示す重み係数を生成する重み係数生成部と、上記重み
    係数を上記信号系列に乗じることによつて、上記信頼性
    を上記信号系列に反映させる乗算部と、 上記信頼性を反映された上記信号系列に対して最尤系列
    推定を施すことにより上記信号系列を復元する復元部と
    を具えることを特徴とする請求項１１に記載の受信装
    置。
  13. 【請求項１３】上記重み係数生成部は、 上記情報単位の上記情報シンボル群の信号電力と、上記
    情報単位の上記情報シンボル群に含まれる雑音電力とを
    算出し、当該信号電力及び上記雑音電力に基づいて算出
    する上記情報単位の信号対雑音電力比を上記重み係数と
    することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
  14. 【請求項１４】送信側で、情報単位の上記信号系列に対
    して所定の変調処理を施すことによつて生成する情報シ
    ンボル群の内、送受信間で設定した所定の組合せパター
    ンに基づいて分別した上記情報シンボルに対してのみ直
    交変換を施し、周波数チヤネルを形成する複数のサブキ
    ヤリアによつてそれぞれ変調されマルチキヤリア送信さ
    れる情報シンボルを受信する受信部と、 上記受信部において受信した上記情報シンボルの内、直
    交変換を施されていない上記情報シンボルを分別して当
    該情報シンボルのもつ位相成分情報を算出する位相成分
    算出部と、 上記位相成分情報を上記情報シンボルにそれぞれ乗算す
    ることにより、上記情報シンボル群をマルチキヤリア送
    信することによつて情報シンボルそれぞれに生じる位相
    オフセツトを除去する位相オフセツト除去部とを具える
    ことを特徴とする受信装置。
  15. 【請求項１５】上記受信装置は、 上記受信側で、直交逆変換を施すことにより復元した上
    記信号系列より上記通信の信頼性を示す重み係数を生成
    する重み係数生成部と、 上記重み係数の値に応じて上記位相成分情報を上記情報
    シンボルに乗算する乗算部とを具えることを特徴とする
    請求項１４に記載の受信装置。
  16. 【請求項１６】上記重み係数生成部は、 上記情報単位の上記情報シンボル群の信号電力と、上記
    情報単位の上記情報シンボル群に含まれる雑音電力とを
    算出し、当該信号電力及び上記雑音電力に基づいて算出
    する上記情報単位の信号対雑音比を上記重み係数とする
    ことを特徴とする請求項１５に記載の受信装置。
  17. 【請求項１７】上記受信装置は、 上記送信側で、上記通信チヤネル毎の上記信号系列に対
    してランダムに位相変化を与える位相シフト手段と、 上記受信側で、上記送信側と同じランダムな位相値を用
    いて受信した上記信号系列に対して逆の位相変化を施す
    逆位相シフト手段とを具えることを特徴とする請求項１
    ４に記載の受信装置。
  18. 【請求項１８】所定のエリアを所望の大きさのセルに分
    割して当該セル毎に基地局を設置し、移動局は自局が存
    在するセル内の上記基地局と無線通信するようになされ
    たセルラー無線通信システムにおいて、 送信側の上記基地局から上記移動局に対して所定の情報
    単位で送信する情報ビツト系列の内、上記基地局と上記
    移動局との間で設定される変換シンボルの組合せパター
    ンに基づいて分別した一部の情報ビツト系列に対しての
    みに直交変換を施し、当該情報ビツト系列を上記情報単
    位で所定チヤネルを通じて送信し、 受信側の上記移動局において上記チヤネルを通じて上記
    情報単位で受信する上記情報ビツト系列の一部を上記基
    地局と上記移動局との間で設定される上記組合せパター
    ンに基づいて分別して直交逆変換を施して復元すること
    を特徴とするセルラー無線通信システム。
  19. 【請求項１９】所定のエリアを所望の大きさのセルに分
    割して当該セル毎に基地局を設置し、移動局は自局が存
    在するセル内の上記基地局と無線通信するようになされ
    たセルラー無線通信システムにおいて、 送信側の上記移動局から上記基地局に対して所定の情報
    単位で送信する情報ビツト系列の内、上記基地局と上記
    移動局との間で設定される変換シンボルの組合せパター
    ンに基づいて分別した一部の情報ビツト系列に対しての
    みに直交変換を施し、当該情報ビツト系列を上記情報単
    位で所定チヤネルを通じて送信し、 受信側の上記基地局において上記チヤネルを通じて上記
    情報単位で受信する上記情報ビツト系列の一部を上記基
    地局と上記移動局との間で設定される上記組合せパター
    ンに基づいて分別して直交逆変換を施して復元すること
    を特徴とするセルラー無線通信システム。
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