CN1212594A - 通信方法、发送和接收装置及蜂窝无线电通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信方法,发送或接收装置,和蜂窝无线电通信系统,其中干扰接收信号所希望的波的波能被准确地作为噪音对待。发送机根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式分离出信号序列部分,并且在通过信息单元中的预定信道发送该信号序列之前正交地变换此部分,而接收机在信息单元中通过相同的信道接收该信号序列并只反向地正交变换被设定为由发送机正交变换的,并对应于组合模式的信号序列部分以便恢复该信号序列。因此,干扰指定希望的波能够准确地作为噪音对待。

Description

通信方法、发送和接收装 置及蜂窝无线电通信系统

本发明涉及通信方法、发送装置、接收装置、和无线电通信系统，这些适用于例如蜂窝电话系统，其中无线移动站与固定无线站的一个基站进行无线通信。

在常规无线电通信系统中，提供通信业务的一个区域被划分为所希望大小的网孔。担当固定无线站的的一个基站设置在网孔中，并且作为移动无线站的蜂窝电话机与蜂窝电话机所在的网孔中的基站进行无线通信。已经提出了在蜂窝电话机和基站之间通信的各种方法，而代表之一是被称为TDMA方法的时分多址方法。

例如，如图1A所示，TDMA方法暂时地划分一个预定的频率信道为预定时间间隔的帧F0,F1，…同时划分每帧为预定时间间隔的时隙TS0至TS3，并在分配给站本身的时隙TS0的时间利用这个频率信道传输一个传输信号。这种方法通过利用相同的频率信道(所谓多路通信)进行多个通信，因此能有效地利用频率。在图1B及后图的描述中，指定为发送的时隙TS0被称为“发送时隙TX”，而由单个发送时隙TX发送的数据块被称为“时隙”。

参照图2和图3描述利用TSMA方法发送和接收数字信号的无线电通信系统的发送和接收装置。例如，图2和图3所示的发送和接收装置安装在蜂窝电话系统中的蜂窝电话机和基站中，并用于在其之间通信。

如图2A所示，发送装置1大致由一个卷积编码电路2，一个交错缓冲器3，一个时隙电路4，一个差分四相移相键控(DQPSK)调制电路5，一个发送电路6，和一个天线7组成，其中要发送的发送数据S1首先输入到卷积编码电路2。

卷积编码电路2由预定数个移位寄存器和预定数个专用或逻辑电路构成，并卷积编码输入发送数据S1以便输出所得的传输码元S2给交错缓冲器3。交错缓冲器3在其内部存储器中顺序地存储该传输码元S2。一旦整个存储器充满传输码元S2(已存储传输码元S2的希望数量)缓冲器3就随机地改变传输码元S2的次序(以后这种次序改变被称为“交错”)。得到的发送码元S3输出到分隔电路4。交错缓冲器3具有足够的容量来存储多个时隙以便分配发送码元到大量的传输时隙TX中。

为分配发送码元S3到发送时隙TX，分隔电路4在时隙中再安排传输码元S3，并顺序地输出分隔的发送码元S4到DQPSK调制电路5。DQPSK调制电路5DQPSK调制在时隙中提供的发送码元S4以便产生以相位值代表码元信息的发送信号S5，并输出它们到发送电路6。

发送电路6滤波按时隙中馈送的发送信号S5，转换它为模拟信号，并转换所述模拟发送信号的频率以便产生预定频率信道的发送信号S6。发送电路6然后放大该发信号S6至预定电压并输出所述信号到天线7。因此，发送装置1与发送时隙TX的定时同步发送出已经划分在时隙中的发送信号S6。为参考起见，图2图解地表示在上述发送装置1的每个电路中执行的信号处理。

另一方面，如图3A所示接收装置10大致由天线11、接收电路12、DQPSK解调电路13、时隙连接电路14、去交错缓冲器15、和维特比解码电路16。接收装置10利用天线11接收从发送装置1发送的传输信号S6，并输出所述信号到接收12作为接收信号S11。接收电路12放大该输入接收信号S11，转换接收信号S11的频率以便获得基带信号，并滤波所述基带信号。接收电路12然后转换基带信号为数字信号以获得已被DQPSK调制的接收信号S12，并输出所述信号到DQPSK解调电路13。

DQPSK解调电路13DQPSK解调接收信号S12以便得到码元信息，并输出这个信息到时隙连接电路14作为接收码元S13。接收码元S13不是具有“0”或“1”值的二进制信号，而是由于附加在传输通道上的噪音成分引起的多值信号。时隙连接电路14连接在每个时隙中分段地得到的接收码元S13使得所述码元形成连续信号。一旦接收码元S13的数量累积达到随后的去交错缓冲器15的容量，电路14就连接所述接收码元S13并输出连接的接收码元S14到去交错缓冲器15。

去交错缓冲器15具有足够的容量存储多个时隙。一旦去交错缓冲器15已顺序地存储提供的接收码元S14，它就使用在发送装置1上的交错缓冲器3的程序的反程序以便改变接收码元S14的次序为原始次序，并输出得到的接收码元S15到维特比解码电路16(下文中，返回到原始次序被称为“去交错”)。维特比解码电路16由软判定维特比解码电路构成。电路16根据输入接收码元S15假定用于卷积的格子编码并从所有可能的数据状态转变(所谓的量大似然率序列估算)中选择以便恢复表示发送数据的接收数据S16用于输出。图3B图解地表示在上述接收装置10的每个电路中执行的信号处理。

在接收装置10中，维特比解码电路16执行最大似然率序列估算以恢复接收数据S16，但是这种估算必须更精确以便更精确地恢复接收数据S16。

下面特别描述。如上所述，从DQPSK解调电路13输出的接收码元S13形成多值信号。多值信号的值大致表示接收码元的可靠性。解码这种多值信号的维特比解码电路被称为软判定维特比解码电路，并利用考虑每个码元可靠性的最大似然率序列估算正常地恢复数据。反之，解码具有“-1”或“+1”值的二进制信号的维特比解码电路通常被称为硬判定维特比解码电路。假定软判定维特比解码电路比硬判定维特比解码电路提供更精确的最大似然率序列。这是因为软判定维特比解码电路接收反映可靠性的多值信号以便提供反映可靠性的估算。因此为增加最大似然率序列估算中的准确性，码元可靠性应反映在输入给维特比解码电路的信号中。

在TDMA方法中，接收的接收码元被再安排以便对应传输之前的每个时隙，所以在时隙中通信质量可能变化。因此，在这种情况下，表示每个时隙通信质量的可靠性应该反射在那个时隙发送的码元的值中以便允许维特比解码电路提供更精确的最大似然率序列估算。特别是，如果大量的时隙被交错，则在时隙中通信质量可能相差很大，而导致不正确的估算，除非反射通信质量。

然而，由于少数的大量时隙被交错的现存通信方法，从信号线路中输出的多值信号直接输入给维特比解码电路并且不反射每个时隙的通信质量。因此，在大量时隙被交错的通信方法中，希望每个时隙的通信质量反射在输入给维特比解码电路的信号的值中。

事实上，因为交错的时隙由于相位而具有不同的接收功率，如果自干扰波源的接收信号比希望波的接收信号有更高的接收功率，则可能错误地接收干扰波而不是希望的电波，例如，当偏移了多载波调制或解调的定时时。

在这种情况下，DQPSK调制解调中，发送机和接收机不同步并且如果接收机接收的信号暂时偏移，当在频率轴上旋转相位时观察这种效果。例如，如果接收定时偏移调制定时TA[sec]，则这个信号的相位在频率轴上恒定地呈现偏移2π×TA[rad]/[HZ]。当副载波的频段定义为fw[HZ]时(即，发送这个信号所要求的最小调制时间间隔被定义为Tm=1/fw[HZ])。并且如果利用定时偏移TA[sec]接收的信号经历快速富立叶变换以便差分解调DQPSK调制的码元时，则2π×TA×fw[rad]的相位偏差恒定地重叠在解调之后的每个QPSK码元中。

因此，在经历延迟的多径环境中的无线电通信中，即使发送和接收定时不同步，在频率轴上相位的旋转也可能出现，如果由于多径而延迟的波已高于接收的功率，这基本上等效于定时偏移。

鉴于上述，本发明的一个目的是提供一种通信方法，发送和接收装置，以及蜂窝无线电通信系统，其中在接收信号中干扰希望波的波能够准确地作为噪声对待。

当结合附图阅读时从以下详细的描述中本发明的本质，原理和应用将变得更清楚，其中相同的部分以相同的标号或符号表示。

附图中：

图1A和1B是描述TDMA方法的原理示意图；

图2A和2B是表示常规发送装置配置的方框图；

图3A和3B是表示常规接收装置配置的方框图；

图4是表示根据此发明的第一个实施例的发送装置配置的方框图；

图5是表示根据此发明的第一个实施例的接收装置配置的方框图；

图6是描述正交变换的示意图；

图7是表示在发送装置中的正交变换电路配置的电路图；

图8是表示在发送装置中的随机相移电路配置的电路图；

图9是表示在接收装置中的随机相移电路配置的电路图；

图10是表示在接收装置中的正交变换电路配置的电路图；

图11是表示在根据第一实施例的接收装置中的解调电路配置的电路图；

图12是描述蜂窝无线电通信系统的配置及干扰波的示意图；

图13是表示根据此发明第二实施例的接收装置配置的方框图；和

图14是表示在根据第二实施例的接收装置中的解调电路配置的电路图。

将参照附图描述此发明的较好实施例：

(1)第一实施例

参考图4和图5描述应用本发明的无线电通信系统的整个配置。例如，在蜂窝无线电通信系统中，网孔中的基站和移动站分别具有发送和接收装置。图4中相同部分具有如图2的相同标号，例如20总指用于蜂窝电话系统的蜂窝无线电通信系统中的发送装置。发送装置20具有与图2所示的发送装置几乎相同的配置，除自交变换电路21、随机相移电路22、和反向快速富立叶变换电路(IFFT)23是新加的外。在发送装置20中，从分隔电路4中输出的传输码元S4输入给DQPSK调制电路5。DQPSK调制电路5DQPSK调制该传输码元S4以便产生以相位值的码元信息的发送信号，并在这个实施例中，应用π/4相位DQPSK调制(相对于前级码元通信移相π/4，限制最大相移至±3π/4)。

DQPSK调制电路5DQPSK调制发送码元S4以便转换数据S4为相位数据的发送信号序列S5并输出所述序列S5到正交变换电路21。

另外，正交变换电路21转换通过正交变换得到的并行信号序列为串行信号以便转换成组的传输信号序列为串行信号序列S20，并随后输出序列20到随机相移电路22。

正交变换电路21使用预定的N阶标准正交矩阵正交地转换发送信号序列。在发送期间，从DQPSK转换电路5输入的并行传输信号S5中的一部分码元序列Xr(n=1,2,3,…)在开关控制器40A的控制下存储为几组的N个码元(N是大于等于1的整数)。对每组，成组的发送信号序列X_k,…X_k+N被顺序地与如下等式所示的N阶标准正交矩阵M相乘。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{YK}\\ :\\ :\\ \mathrm{XK}+N\end{array}\right]=M\left[\begin{array}{c}\mathrm{XK}\\ :\\ :\\ \mathrm{XK}+N\end{array}\right]\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

因此，码元序列部分被正交地变换以便获得码元序列Yn(n=1,2,3,…)。在以下描述中，为解释起见标准正交矩阵是二阶并且要分组的码元数(n)是2。

特别是，为执行正交变换，正交变换电路21利用两个相邻码元X0,X1和以下等式用于正交变换。 $Y^0=1/\sqrt{2}(X_0+X_1)\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$ $Y^1=1/\sqrt{2}(X_0-X_1)\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

以这种方式，计算正交变换之后的码元Y₀,Y₁。

至于表示发送码元序列中的哪个码元输入给正交变换电路21的组合模式被正交变换与否，蜂窝无线电通信系统中的基站的控制部分以这样的方式设置一个随机组合模式。即每个基站具有不同的独特组合模式，并发送其本身的组合信息给每个移动站以并相互兼容的制造发送机和接收机。

关于说明表示是否提供正交变换的组合模式如图6所示，例如，当在一个调制时间一个时隙发送24个码元时，T表示与相邻码元组合用于正交变换的码元，而N表示没有正交变换的码元。在这种情况下，一半码元即12个码元被正交变换了。

接收机根据组合信息反向地正交变换已被发送机正交变换的码元序列，由此恢复正交变换的码元序列。如果未涉及通信的接收装置向地正交变换接收信号，则不能恢复原始信号，除非序列匹配已被发送机正交变换的码元序列。因此，通过使用在基站中变化的组合模式以便正交变换每个时隙中的发送码元，即使来自发送机的波彼此干扰，不相关的发送机的信号也能够明显地作为噪音对待。

参照图7特别地描述正交变换电路21的配置。正交变换电路21根据自基站发出的组合信息在开/关控制器40A的控制下通过操作开关41A确定从DQPSK调制电路5输入的发送码元S5是否正交变换了。即，为正交变换传输码元S5，开关控制器40A放置开关41A在(a)侧以便输出所述传输码元S5到加法器42，延迟电路43、和减法器44，从而避免正交地变换发送码元S5，开/关控制器40A放置开关41A在(b)侧以便输出它们到延迟电路45。

经过开关41A已经输出到延迟电路45的传输码元S5被发送到开关41C。开关41C及开关41A根据组合信息受开/关控制器41A的控制。当传输信号S5从延迟电路45中输出时，开关41B放在(b)侧以防止正交变换电路21提供正交变换以便输出已经受仅仅一个预定延迟的传输码元S5到随机相移电路22。

另一方面，当开/关控制器41A置开关41A为(a)侧时，传输码元S5发送往加法器42、延迟电路43，和减法器44。延迟电路43暂存S5A发送的第一发送码元。当下一个发送码元S5B经过开关41A输入到加法器42时，存储在延迟电路43中的发送码元S5A输入到加法器42，在那儿发送码元S5A和S5B加到一起以获得发送码元S42。另外，加法器42经由开关41B输出码元到 电路46，它放大发送码元 $S42\sqrt{2}$ 倍以提供等式(1)所示的正交变换。所得的发送码元S20经由开关41C输出到随后的随机相移电路22。

另一方面，减法器44从以预定定时输入的传输码元S5A中减去延迟一个时间间隔的发送码元S5B以便获得发送信号S43。发送信号S43在输出加法器42之后经由开送41B输入到 电路46。

电路46放大发送码元S43的幅度

倍以提供等式(2)所示的正交变换，并通过开关41C输出所得的发送码元S20到后来的随机相移电路22。

从DQPSK调制电路5中输出的DQPSK已调码元序列从正交变换电路21中输出作为发送码元S20。所述DQPSK调制电路5是个新码元序列。其中一半为每个时隙进行正交变换并且随后输入到随机相移电路22。随机相移电路22还施加随机相位序列乘积到发送码元S20的码元序列。

随机相移电路22通过顺序地相乘对从输入传输码元S20随机产生的每个码元的相位数据来随机地改变发送码元S20的相位。

如图8所示，随机相移电路22由随机相位数据产生电路22A和一个乘法器22B构成。随机相位数据产生电路22A具有用于每个通信信道的不同初始相位值(例如，用于蜂窝电话系统中的每个基站)以便根据预定规则顺序地产生以初始相位值开始的随机相位值。随机相位数据产生电路22A输出表示相位值的相位数据S21A到乘法器22B。相位数据S21A是具有随机相位值和幅度为“1”的复合序列。乘法器22B将输入发送码元S20中的复合序列顺序地与相位数据S21A中的复合序列相乘以便随机地改变发送码元S20的相位。因此，其相位已被每个通信信道的不同相位偏移随机改变的发送信号S21就输出到反向快速富立叶变换电路23。

如果执行这样的随机相移，接收机就具有如上所述的相同的初始相位值并通过利用相同程序以便产生如发送机中一样的相同相位数据，和通过以产生的恢复数据划分接收信号能够在执行随机相移之前恢复信号。如果未进行通信的接收装置接收经受随机相移的发送信号，则由于缺乏相同的初始相位值就不能恢复原始信号。因此，通过利用每个通信信道的不同初始相位值，即使每个通信信道变为相互干扰的波，而自不相关发送机的信号，即所有干扰波具有随机相位并能够明显地识别为半噪音。

因此，通过将幅度方向上的随机性加到具有正交变换的发送码元中并且还将相位偏移加到具有随机相移的发送码元中，就能够增加接收信号的可能的星座(constellation)点。

以上述方式经受随机相移的传输信号S21输出到随后的反向快速富立叶变换电路23。反向快速富立叶变换电路23对构成传输信号S21的码元组的每个码元分别进行反向富立叶变换以便分配这些码元到上述的24个副载波用于重叠(传输码元S21的组中每个码元置于传输的频率轴上)。结果，在一个信号中安排在频率轴上的码元的输入组从安排在时间轴上的码元的输入组中产生。

反向快速富立叶变换电路23还触发由反向富立叶变换所产生的一组发送码元S22以便抑制不希望的带外寄生波。具体的触发方式是对发送码元S22组进行时间轴上余弦滚降滤波。因此，由反向快速富立叶变换电路23利用这样的处理而产生的传输码元S22组输出到随后的传输电路6。

传输电路6滤波该传输码元S22组并随后对其进行数—模变换处理以便产生发送信号。然后，发送电路6通过转换传输信号频率产生预定频率信道的发送信号S23，并放大该信号至预定电压，并随后经由天线8发送所述信号。发送电路6设计为执行跳频(FH)，即，根据预定模式随机改变用于每个时隙的频率信道，由此减少其它通信的干扰波影响。

因此，发送装置20分配存储在时隙中的编码比特组给多个副载波用于重叠，由此提供多载波通信，其中用多个副载波发送用于发送的信息比特序列。

如图5所示，其中相同部件具有如图3的相同标号，接收装置大致由天线11、接收电路31、快速富立叶变换电路(FFT)32、解调电路35、时隙连接电路14、去交错缓冲器15、和维特比解码电路16组成。接收电路31具有与图3所示的接收装置10几乎相同的配置，除附加了快速富立叶变换电路32，随机反向相移电路33，和正交变换电路外，并且改变了接收电路31和解码电路35执行的处理。

首先，天线11接收从发送装置20发送的信号S23，并输入所述信号给接收电路31作为接收信号S25。接收电路31放大该输入的接收信号S25，并随后转换接收信号S25的频率以获得基带信号。接收电路31在滤波处理之后对基带信号进行模—数变换以获得一组接收码元S26，并输出所述码组到快速富立叶变换电路32。

当输出接收信号S26组时，接收电路31的模—数变换电路以这样的方式放大该接收信号S26组，即每时隙功率变为恒定。假如是无线通信系统，当信号在时隙中发送时，每个时隙能够通过传输通道分别经受不同的衰减等等，所在每时隙中信号功率可能不同。

此外，接收电路31根据与发送机相同的模式改变接收频率信道。因此即使发送机改变频率信道，电路31也能够跟随发送端执行准确的接收操作。

快速富立叶变换电路32触发接收信号26的输入组以便获得一个时隙的信号分量，并对该信号分量进行富立叶变换。这个操作能使安排在频率轴上的码元组再安排在时间轴上。富立叶变换之后得到的一组接收码元S27输入到随后的随机反相移电路33。快速富立叶变换电路32以及发送机中的反向快速富立叶变换电路23在用于触发的时间轴上对接收码元组S27进行余弦滚降滤波。

随机反相移电路33以表示在码元中与发送机相位值相同的相位值的相位数据分隔输入接收信号S27以便消除应用到接收信号S27中的随机相移。在这种情况下，如图9所示，随机反相移电路33特别地由随机相位数据产生电路33A和乘法器33B组成。具有与发送机相同的初始相位值的随机相位数据产生电路33A，顺序地产生与以初始相位值开始的发送机相同的相位值；并输出表示与第一相位值共轭(conjugated with)的相位值的相位数据S28A(在图中“*”表示共轭)到乘法器33B。相位数据33是个复合序列，具有与在发送机产生的相位值共轭的相位值并具有幅度“1”。乘法器33B顺序地将输入接收信号S27中的复合序列与每个码元的相位数据S28A中的复合序列相乘来消除施加于接收信号S27中的相移以便获得原始相位状态。以这种方式，通过利用与发送机的相位数据共轭的相位数据S21A，能够使用乘法器33B替代分频器来提供反相移。

以这种方式，其相位已由随机反相移电路33再存储为其原始状态的接收信号S28输入到随后的正交变换电路34。

如图10所示，接收装置30的正交变换电路34具有与发送装置20的正交变换电路21几乎相同的配置使得在接收码元S28组中的预定码元在开/关控制器40B的控制下进行反向正交变换。在这种情况下，发送机20预先传送在发送端正交变换的码元的组合模式信息给接收装置30，使得正交变换电路34只反向地正交变换已被发送机正交变换了的的码元。正交变换电路34通过提供反向正交变换对接收码元Y₀,Y₁进行与在正交变换电21中的正交矩阵M一样的正交变换以便恢复原始信号码元。

只有一部分在正交变换电路21的开/关控制器40A的控制下已进行了正交变换的输入接收信号S28象在正交变换电路21中一样进行正交变换以便从在发送端进行了正交变换的传输码元中提取原始的DQPSK已调接收信号S29。接收装置30的正交变换电路34划分从随机反相移电路33接收的接收信号S28的码元序列为两个码元序列的组。开/关控制器40B从码元序列组中分离出接收信号序列Y₀,Y₁，所说的码元序列组是指已被发送装置20的正交变换电路21进行正交变换了的码元序列组。开/关控制器40B对每组将分离出的接收信号序列Y₀,Y₁乘以发送机使用的二阶标准正交矩阵M的逆矩阵M^-1。 $\left[\begin{array}{c}X0\\ X1\end{array}\right]=M^{-1}\left[\begin{array}{c}Y0\\ Y1\end{array}\right]\·\·\·\·\·\·\left(4\right)$

以这种方式，恢复执行正交变换之前的信号序列X₀,X₁。正交变换电路21和34具有相同的电路配置。因此，它们通过利用正交矩阵M反向地正交变换已经利用正交矩阵M正交变换了的码元来恢复信号序列。在这种情况中，正交变换电路34经由开/关控制器40B输出表示在发送端被正交变换了的发送码元是否已进行正交变换的码元变换信息到解调电路35中的加权电路36B。

参照图11具体解释解调电路35的配置。给解调电路35输入由从正交变换电路34中提供的复合信号构成的接收信号S29，到乘法器50和构成DQPSK解调电路36A的延迟电路51。乘法器50从延迟电路51中接收延迟一个码元的接收信号S60，并复数乘(comp lex-multiplies)该输入接收信号S29为接收信号S60的共轭值，接收信号S60在输入接收信号S29之前是一个码元，并因此乘法器50从接收信号S29中提取接收码元S30。然而，接收码元S30具有已被DQPSK调制的码元信息。接收码元S30然后输入到随后的先进先出缓冲器(下文称为“FIFO缓冲器”)52，在这儿顺序地存储所述接收码元S30。FIFO缓冲器52保持接收码元S30直到所述存储的码元累加到一个时隙为止，并此后，输出它们到随后的乘法器53。

由乘法器50提取的接收码元S30输入到加权系数计算部分36B中的暂时判定电路54。暂时判定电路54暂时地确定处于QPSK接收码元S30的5个相位状态中的哪种状态，并输出表示暂定相位状态并具有幅度“1”的一个复合信号S61到乘法器55。

从延迟电路51输出的接收信号输入到乘法器55。乘法器55将来自暂时判定电路54的复合信号S61乘以延迟一个码元的接收信号S60以便根据暂时判定结果产生DQPSK调制的信号，即，再产生扪S29的接收信号S62。在以下描述中，接收信号S62被称为“复制(veplica)接收信号”，以区别于原始接收信号S29。

由乘法器55产生的复制接收信号S62随后输入到减法器56。原始接收信号S29也输入到减法器56。因此减法器56从原始接收信号S29中减去复制接收信号S62，并输出构成减法结果的信号成分S63到第一平方电路57。在这种情况中，如果暂时判定电路54的判定结果正确，信号成分S63构成包含在暂时判定处的接收信号S29的噪音成分组合，并构成包含在先于暂时判定处的接收信号S29一个码元的在先接收信号S29的噪音成分。

第一平方电路57对每个码元平方其信号成分S63的幅度以获得每个码元中的噪音成分功率，并输出所得的噪音功率S64到第一累加电路58。对于DQPSK调制/解调，第一累加电路58累加地加上从第一平方电路57输出的所有码元除领先码元之外的噪音功率S64，以便获得一个时隙的噪音功率S65，它等于构成一个时隙的所有码元中的噪音功率之和。在这种情况中，由于噪音功率S65是一个时隙中的双倍噪音功率，其信号能量经过半电路59降为一半以获得噪音功率S66。并且随后，噪音功率输入到减法器62。因此，通过检测来自已经受正交变换和随机相移的传输码元的接收码元中的噪音功率S66，能更加精确地检测噪音成分。

此外，从随机反相移电路33提供的接收信号S29直接输入到加权电路36B中的第二平方电路60而没有DQPSK解调。第二平方电路60平方接收信号S29的幅度以获得用于每个码元的接收信号S29的功率，并随后输出所获得的信号功率S67到第二累加电路61。第二累加电路61累计地加上用于从第二平方电路60输出的每个码元的信号功率S67以便获得一个时隙的信号功率S68，它等于构成一个时隙的所有码元中的信号功率之和。第二平方电路60然后输出信号功率S68到减法器62。信号功率S68表示接收信号S29的信号功率，并且是实际信号成分功率和噪音成分功率的组合。

减法器62从第二累加电路61输入的接收信号S29的信号功率S68中减去经由半电路59从第一累加电路58输入的噪音功率S66以便获得希望的信号的信号功率S69，并随后输出希望的信号到乘法器63。乘法器63将信号功率S69乘以由反向计算电路64计算的噪音功率S66的倒数S70以便产生一个时隙中的信噪功率比(SNR)，并输出它到乘法器65作为表示一个时隙可靠性的加权系数S71。乘法器65将加权系数S71乘以从FIFO缓冲器52输出的接收码元S30以便在接收码元S30的幅值上反射该时隙的可靠性。因此，这个处理产生反射时隙可靠度的接收码元S31A。

另外，如果接收电路31不足以调整时隙的信号能量，解调电路35输出从第二累加电路61输出的信号功率S68到反向计算电路66以便计算信号功率S68的倒数S73，并将它输出到乘法器67。从而，乘法器67能够将倒数S73乘以从FIFO缓冲器52输出的经由乘法器65的QPSK信号(接收码元S31A)以便标准化该信号功率。

此外，如果相应于由接收定时偏移引起的延迟的相位偏移重叠在从乘法器50输出的DQPSK码元上，则解调电路35执行用于去掉这个相位偏移的处理。

在这种情况下，乘法器68将从乘法器50输出的差分放大接收码元S30乘以来自暂时判定电路54的共轭复数信号S61以便产生具有通过信息调制得到“零”相位分量的码元S74。该码元S74经由开关69输入到第三累加电路70。

正交变换电路34中的开/关控制器40A输入表示输入到解调电路35的接收码元S29是否已正交变换的码元变换信号S75到开关69。为响应码元变换信息S75，开关69受控以便于只有那些还未被正交变换电路34正交变换的接收码元序列能通过，并因此只有那些还未正交变换的接收码元S74输出到第三累加电路70。第三累加电路70累积地将输入接收码元74加在一起，并随后完成一个时隙的处理，第三累加电路70输出累加结果到幅度标准电路(arg)71。arg71保持接收码元S29的相位为复合值以便产生具有幅度“1”的相位分量的平均值，并将它输出到乘法器53。因此，由于arg71在没有进行正交变换的那些接收码元S74中检测相位偏移，则对有时隙能够准确地检测接收信号中的相位偏移。

乘法器53将相位分量的平均值S77乘以从FIFO缓冲器52输出的接收码元S30以便产生具有接收码元S30与其共轭的乘积的接收信号S30A。利用这个处理，解调电路35能检测接收码元中的相位偏移以便对其补偿。

在这种情况下，如果接收码元的SNR，即从乘法器63输出的加权系数S71的值大于预定门限，则开关72接通，而如果加权系数S71的值小于或等于预定门限时，即，接收信号的SNR降低开关72断开。例如，当接收信号的SNR低于10[dB]时(10[dB]左右的值作SNR的门限最好)，从arg71输出的相位偏移值对于试图通过利用从arg71输出的相位偏移值来去掉相位偏移是不太可靠，也不太有效的，所以开关72断开。因此，由于仅当SNR高时通过利用加权系数S71校准相位偏移，则相位偏移能够准确地消除以响应接收码元的SNR。

另外，乘法器53输出接收信号S30A到乘法器65。乘法器65将接收信号S30A乘以从乘法器63输出的加权系数S71以便在接收信号S30A的幅度上反映时隙的可靠性。因此，这种处理使相位偏移从接收信号S30A中去掉并还能使接收码元S31A反映时隙的可靠性。

接收信号S31A输出到乘法器67。乘法器67通过将倒数S73乘以接收信号S31A能够产生标准化的接收码元S31，在接收码元S31中，经由乘法器53和65输出的相位偏移已被去掉并且它反映时隙的可靠性。

因此，从解调电路35输出到时隙连接电路14的接收码元S31被加权以响应接收时隙的可靠性。另外，相位偏移，如果有的话，就从接收码元中S31中去掉。此功能极大地增加了在由随后的维特比解码电路16提供的最大似然率估算中的准确度。

解调电路35之后的时隙连接电路14连接在时隙中分段地得到的接收码元S31以便成为连续信号。当接收码元S31累积达到等于后来的去交错缓冲器15的存储容量的数量时时隙连接电路14连接接收码元S31，并输出该连接的接收码元S32到去交错缓冲器15。去交错器15具有足够的容量存储多个时隙，并之后在其内部存储器中存储所提供的接收码元S32，利用发送装置20的交错缓冲器3所用的程序的逆程序以便改变接收码元S32的次序。去交错缓冲器15因此恢复码元S32到其原始状态，并输出所得到的接收码元S33到维特比解码电路16。

包含软判定维特比解码电路的维特比解码电路16对输入接收码元S33进行最大似然率序列估算以便恢复表示发送数据的接收数据S34。在这种情况中，在前的加权电路36B计算已经发送接收码元S29的时隙的可靠性，并将接收码元S29乘以表示时隙可靠性的加权系数。从而，输入到维特比解码电路16的接收码元S33的信号电平相应于时隙的可靠度。因此，即使时隙中的通信质量变化，也用可靠度反映在信号电平中。从而，通过输入这种接收码元S33到维特比解码电路16，维特比解码电路16利用考虑每个时隙的可靠性来执行最大似然率序列估算。因此，能够增加最大似然率序列估算中的准确度并能更精确地恢复接收数据。

根据上述配置，在无线通信系统中的传输期间，在信号序列被卷积编码、交错、分隔和随后的DQPSK调制之后，正交变换电路21根据发送机和接收机之间预定的变换码元组合模式在开/关控制器40A的控制之下正交地变换信号序列中每个时隙中的一半码元。

另外，随机相移电路22能够随机地移位正交变换了的传输码元S5的相位以便在码元S5的宽度和相位方向上增加码元S5的随机性。其相位已被随机移位的传输码元S21经受反向快速富立叶变换以便用24个副载波调制，并由传输电路6进行数—模变换和频率变换。码元因此被放大为预定频率信道的传输信号S23，并发送出去。

由于传输码元不仅进行随机相移而且也经受正交变换，则利用随机相位偏移接收信号的象素点只在相位方向上不能增加，但在幅度方向上能增加。通过把干扰波作为噪音成分，对阻碍的干扰波的阻抗能够增加。此外，在这种情况下，当两个发送码元具有相等的功率时，接收机中的检测效果与进行正交变换之前相同。

另一方面，在接收传输信号时，接收机放大所述信号为接收信号S25，并随后变换此信号S25的变换以获得基带信号。接收机然后执行模—数变换以获得接收信号S26。接收码元利用快速富立叶变换在时间轴上输出。接收信号S28通过随机反相移恢复其相位到原始状态，并输出到正交变换电路34。

正交变换电路34在开/关控制器40B的控制下反向地正交变换被发送机正交变换了的接收码元的一半码元。得到的信号序列由解调电路35的DQPSK解调电路36A进行差分解调。因此，通过差分解调接收信号S29，能够消除当正交变换过的传输信号分配并重叠到每个副载波时在接收码元中会出现的相位偏移的影响。

另外，解调电路35利用加权电路36计算在一个时隙中的噪声功率S66，并从一个时隙中的信号功率S68中提取希望的信号的信号功率S69。以及从信号功率S69和噪音功率S66的反比中产生信噪功率比。然后，这个比率能够由作为加权系数S71被由从正交变换电路34输入的每个接收码元S30相乘以便在接收码元S30的幅度上产生反映时隙可靠度的接收码元S31A。

在这种情况下，由于包含在接收信号S29中的噪音功率S66是基于在发送装置20中已进行了正交变换和随机相移的传输信号S23而产生的。随机化起着极大增加接收信号象素点的作用，因此增加了能被看作噪音功率成分的干扰波成分。结果，从每个交错时隙的接收信号S29的信号成分中能够准确地检测由干扰波产生的噪音成分。

另外，检测的噪音成分(噪音功率S66)能够用来产生反映每个交错时隙的可靠性的加权系数S71，而且加权系数S71能被解调接收信号S30相乘以便实质上增加接收信号S30中每个时隙的通信质量。

此外，解调电路35从接收信号S29中分离出没有被正交变换的信号序列，以响应由正交变换电路34的开/并40B发出的码元变换信息S75，并产生信号序列的相位分量的平均值S76。这种配置使得传输码元S23中的平均相位偏移能够从没有进行正交变换的接收码元中准确地检测到。另外，相位分量的平均值S76能够利用乘法器53被接收码元S30相乘以便准确地消除接收信号中的相位偏移。

在这种情况下，由于传输装置20的正交变换电路21只正交地变换一个时隙中的一半传输码元，则由定时偏移在由反向富立叶变换执行的反向富立叶变换期间提供的触发中由定时偏移在频率轴上造成的或者由于多路径延迟波中由大的接收功率所造成的相位偏移对于利用还没有进行正交变换的那些传输码元来交错的每个时隙，能够准确地检测。另外，每个时隙中只有一半传输码元进行正交变换，则由于相位偏移，防止了传输码元恶化。在接收信号S25的解调期间这个特征能够减少接收信号S25中相位偏移的影响。

另外，解调电路35能够将接收信号S31A被一个时隙中的信号功率S68的倒数相乘以便标准化用于解调的接收码元S31。

如图12所示，在使用本发明的，具有便携式收发信机和基站的蜂窝无线通信系统中，假定在网孔80A中，蜂窝电话机81A利用预定信道与基站82A进行无线通信，同时在相邻网孔80B，蜂窝电话机81B利用相同的信道与基站82B无线通信。

例如，蜂窝电话机81A正交地变换一部分用于传输的信号序列，并发送该正交变换的信号序列。

此外，蜂窝电话机81B利用与蜂窝电话机81A不同的组合模式正交地变换用于传输的信号序列，并发送此正交变换的信号序列。

在这种情况下，如果基站82A从作为发送机使用的蜂窝电话机81A中接收传输信号CA，蜂窝电话机81A的接收装置30在开/关控制器40B的控制之下从根据在电话机和基站82A之间预定的变换的码元序列组合模式接收的信号序列中反向地正交变换已被发送机正交变换了的信号序列。因此，能准确地恢复原始信号序列，而且通过利用DQPSK解调能准确地恢复蜂窝电话机81A发送的传输数据。

基站82A不仅接收蜂窝电话机81A发送的传输信号CA而且还接收蜂窝电话机81B发送的传输信号CB。在这种情况中，来自蜂窝电话机81B的传输信号CB作为干扰波I，并且如果其信号电平高于来自蜂窝电话机81A的传输信号，它就干扰与蜂窝电话机81A的通信。在这种情况中，由于基站82A不能确定信号是否已从蜂窝电话机81A或80B发送，它就可能错误地接收来自蜂窝电话机81B的传输信号CB。

反之，如果基站82A接收来自蜂窝电话机81B的传输信号CB，对于基站82A，即使根据变换的码元组合模式正交地变换接收的信号序列，当在基站82A和蜂窝电话机81A之间使用不同的变换的码元组合模式时来自蜂窝电话机81B的传输信号CB也不能恢复到其原始状态。即，如果来自蜂窝电话81B的传输信号序列中的每个码元根据变换的码元组合模式被反向地正交变换，并且除非在基站82A和81B中都使用同一个变换的码元组合模式，那些没有正交变换的码元应反向正交变换以便进一步随机化信号序列，由此使它似乎像一个噪音信号以便即使DQPSK解调也防止恢复原始接收信号。

因此，在使用本发明的无线电通信系统中，发送机根据在一个时隙中的码元的正交变换的组合模式将正交变换矩阵与信号序列相乘，所说的时隙在其它基站中被设置为不同以便于传输。而且接收机根据变换的码元组合模式在没有被发送机(在此情况中，指与所述基站通信的电话机)正交变换的接收信号序列中分离出那些码元，并且将该码元与反向正交变换矩阵相乘以便恢复执行正交变换之前的原始信号序列。因此，即使其它基站使用同一个信道通信，这个基站的变换码元组合模式在传输期间被正交变换的时隙中也具有不同的副载波组合，因此，此基站不能反向地正交变换那些未正交变换的接收信号，并因此不能恢复由其它基站发送的信号序列。这种特征防止错误地恢复从其它基站发送的信号序列，以便于事先避免其它通信中的传输数据的泄漏。

虽然已说明当基站82A接收来自蜂窝电话机81B的传输信号CB时能够避免泄漏问题，但当基站82B如上所述接收来自窝电话机81A的传输信号CA时也能避免泄漏问题。

此外，当执行改变用于每个时隙的发送和接收频段的跳频时通过执行上述信号处理过程，接收机能基本改变每个时隙的SINR(信号与干扰噪音之比率)以便更适当地使干扰波识别为噪音。特别是，在这样一个蜂窝无线电通信系统中，接收机能将来自不同蜂窝装置的同一信道的干扰作为噪音对待，并提供希望的加权以便增加无线电通信系统的容量。

因此，根据上述配置，发送机根据为每个基站设置的正交变换组合模式正交地变换一些传输码元，并随机地移位所得的传输码元的相位，应用反向富立叶变换以便分配码元到用于多载波传输的24个副载波的每一个。接收机中的接收装置30能对接收的信号码元进行随机反向相移和正交变换以便在对于希望信号波的干扰波中增加噪音成分的幅度，由此便加权电路361B准确地提取干扰波的噪音以便于当DQPSK解调电路35执行DQPSK解调时产生准确的加权系数。因此，当此加权系数反射在用于最大似然率序列估算的信号上时，能够改善接收信号中每个时隙的可靠性以便获得很精确的软判定最大似然率序列估算。

另外，每个时隙中只有一半传码元在解调期间进行正交变换，解调电路35能分离出没有进行正交变换的那些接收信号以便于在该分离的接收信号中准确地检测每个码元的相位偏移，并能利用检测码元的相位补偿平均值对接收信号进行复合计算以便于在交错的接收信号中消除每个时隙的相位偏移。因此，如果在多载波调制和/或解调期间定时结束，对于每时隙，能够消除接收信号中的相位偏移以便准确地解调接收信号。

另外，例如，对于一个基站，正交变换一半码元并随机设置不同的模式。因此，时时隙中虽然只有一半码元进行正交变换，但与希望波或接收定时偏移模式不同的变换码元设置模式导致取代每个时隙中正交变换的码元以致于使时隙中多于一半的码元好象已被正交变换。

此外，接收装置30的正交变换电路34根据码元变换信息S75将在接收机上使用的正交变换的逆矩阵仅乘以已被正交变换了的码元序列，以便于恢复执行正交变换之前的原始信号序列。因此，即使接收来自利用相同信道发送的不同通信的信号，也能够防止恢复在这个通信中发送的信号序列以便避免在不同的通信中发送的传输数据的泄漏。

(2)第二实施例

在图13中，其中相同的部件具有如图5的相同标号，90作为总体代表根据第二实施例的接收装置，它只在解调电路91的配置上不同于根据第一实施例。如图14所示，其中相同的部件具有如图11的相同标号，解调电路91输入从交变换电路34提供的复合接收信号S29，到乘法器50和构成DQPSK解调电路92A的延迟电路51。

乘法器50接收已由延迟电路51延迟一个码元的接收信号S60。乘法器50将输入接收信号S29复乘优先于第一接收信号S60的接收信号560的共轭值以便从接收信号S29中提取接收码元S30。然而，由这次相乘提取的接收码元S30为已经DQPSK调制的码元信息。接收码元S30输入到后来的FIFO缓冲器52，在那儿被顺序地存储。FIFO缓冲器52保持接收码元S30直到码元S30的数量累积达到一个时隙，并且此后，输出码元S30组到随后的乘法器65。

解调电路91产生通过利用半电路59得到的噪音功率S66以便在构成一个时隙的所有码元中减少噪音功率565的信号功率，所说的一个时隙是通过利用第一加法电路58累加得到的，并随后输出噪音功率S65通过反向计算电路64到减法器93。

另一方面，通过在利用第二加法器电路61累加产生的随机反向相移电路33中提供的接收信号S29的一个时隙中，加上噪音成分中的功率和实际信号成分中的功率所得到的信号功率S68通过反向计算电路66输入到减法器93。从而，减法器93从信号功率S68中减去噪音功率S66以便产生诸如以下等式所示的一个值，其中一个时隙的信噪比(SNR)被信号与噪声功率的和的倒数相乘。

            (S/N)/(S+N)=S/N(S+N)    ……(5)

这个值作为表示一个时隙可靠性的加权系数580输出到乘法器94。

在从arg71中提供的并具有幅度“1”的复合值中保持接收码元529的相位的相位分量平均值，也输入到乘法器94。乘法器94将表示一个时隙可靠度的加权系数580乘以接收码元529中相位分量的平均值S76，并输出得到的加权系数乘法器65。

乘法器65将平均值S76与从FIFO缓冲器52中输出的接收码元S30相乘以便利用这个具有接收码元S30的共轭值的乘积产生接收信号540。因此，具有利用简化的配置用于以信噪功率比(SNR)加权的解调电路91能最小化电路的总尺寸，产生反映时隙可靠度的接收码元S40，并检测接收码元中的相位偏移以便消除它。

因此，根据上述配置，从解调电路91输出到时隙连接电路14的接收码元S40利用由简化电路配置产生的信噪功率比(SNR)被加权，以响应接收时隙的可靠性。另外，如果有任何相位偏移，通过利用一个时隙中所有接收码元中的相位分量平均值就消除该相位偏移，由此由随后的维特比解码电路16提供的最大似然率序列估算的准确度能进一步提高。(3)其它实施例

虽然上述实施例为蜂窝无线电通信系统中的每个基站设置不同的正交变换码元组合模式，但本发明不仅仅局限于此方面，而可以为每个通信信道设置具体的变换码元组合模式。另外，可以为每时隙设定不同的变换码元组合模式。因此，对每个通信能安排特定的变换码元组合模式以区别开每个通信，能取得如上所述的相同的效果。

此外，在上述实施例中，在正交变换了的每个时隙中的那些码元与没有正交变换的那些码元之比率设定为1比1(根据第一实施例，每组的码元数为12)。但是，本发明不局限于这个方面，而是可用于比率设定为各种值诸如1比2，2比3和1比4的情况。

此外，已结合标准正交矩阵描述了上述实施例。然而，本发明不局限于这个方面，而是也可以使用非标准的任意数的正交矩阵。不管使用何种正交矩阵，只要使用正交矩阵来正交变换信号序列就能得到相同的效果。

此外，上述实施例执行跳频，即根据已知模式随机地改变频率信道。然而，本发明不局限于此方面，而是也能够用于频率信道可能是固定的情况，只要环境是防止受干扰波影响即可。

此外，上述实施例通过允许加权电路36B将构成编码比特序列的接收信号与经过平方电路60、累加电路61、和反向计算电路66确定的反向值S73相乘来较正功率。然而，本发明不局限于这个方面，而且也能用于省略较正的情况。

在上述实施例中，加权电路36B根据一个时隙中噪音和信号功率之和确定信号与噪音功率之比率S/N。然而，本发明不局限于这个方面，而是也可以用于根据一个时隙中信号和噪音功率的平均值计算信号与噪音功率S/N的情况。因此，能得到相同的效果。

此外，上述实施例使用卷积编码电路2作为编码电路以及维特比解码电路作为解码电路。然而，本发明不局限于这个方面，而是也能用于执行不同的编码诸如turbo编码的不同编码或解码电路。只要发送机使用增加内部序列间距的编码同时接收机使用利用最大似然率序列估算解码编码的比特序列的编码/解码方法来解码就能提供相同的效果。

此外，上述实施例将此发明用于无线电通信系统诸如蜂窝电话系统中。然而，本发明不局限于此方面，而是也可以用于其它无线通信系统中，例如，无绳电话系统。

此外，上述实施例利用DQPSK调制作为调制传输数据的方法。然而，本发明不局限于此方面，而是也可以使用其它不同的调制方法，例如，差分双相位相位偏差调制。因此，解调电路35或91能准确地检测相位偏移而不需要通过在连续地接收的接收码元中使用该差别累积以此消除相位偏差。

另外，上述实施例将此发明应用于具有利用分配信号序列到多个副载波的通信方法的无线通信系统，用来重叠、变换得到的传输信号的频率为预定信道以便传输，并在每个预定定时随机地改变传输信号的信道。然而，本发明并不局限于此方面，而是也可用于采用其它通信方法的无线电通信系统。只要其中当使用相同的信道进行至少两个通信时共波道干扰可能出现，通信电波相互干扰，本发明就能允许干扰波作为噪音对待。

如上所述，发送机分离出一部分信号序列，并根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式正交地变换这个部分，在信息单元中通过预定信道发送信号序列。接收机通过同一信道在信息单元中接收该信号序列，并只反向地正交变换由对应于组合模式的发送机正交变换了的信号序列部分以便于恢复信号序列。这个配置提供一种通信方法，发送和接收装置和蜂窝无线电通信系统，其中带有来自组合模式的希望波的干扰波能准确地作为噪音对待，并且其中如果其它通信使用相同的信道，则能避免通信泄漏。

虽然已经结合本发明的优选实施例对本发明进行了描述，对本专业的技术人员来说，作出各种改变和修改是显而易见的，因此由后附的权利要求书所复盖的各种改变和修改都将落入本发明的真正精神和范围之中。

Claims (19)

1、一种通信方法，其中：

发送机根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式分离出在预定信息单元中发送的部分信号序列，并在通过所述信息单元中的预定通道发送所述信号序列之前只正交变换所述被分离的部分；和

接收机通过所述信道在所述信息单元中接收该信号序列并只反向地正交变换被设置为由所述发送机正交变换的并且对应于所述组合模式的所述部分信号序列以便恢复执行正交变换之前呈现的所述信号序列。

2、根据权利要求1的通信方法，其中：

所述发送机在所述信息单元中发送信号序列之前编码所述信号序列；

所述接收机根据经过反向正交变换所恢复的所述信号序列产生所述通信可靠度的一个加权系数并将该加权系数乘入到所述信号序列中；和

所述接收机通过对反映所述可靠性的所述信号序列进行最大似然率序列估算因此恢复所述信号序列。

3、根据权利要求1的通信方法，其中

通过计算所述信息单元中所述信息码元组中的信号功率和包含在所述信息单元中所述信息码元组中的噪音功率并随后根据信号功率和所述噪音功率计算所述信息单元中的信噪功率比，来获得所述加权系数。

4、一种通信方法，其中；

发送机对信息单元中的所述信号序列进行预定的调制以便产生信息码元组，

根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式分离出所述信息码元组部分以便只正交地变换所述分离的部分；和

在多载波传输之前利用形成频率信道的多个副载波调制每个所述正交变换的信息码元；和

接收机根据所述通信模式执行正交变换，分离出还没有正交变换的所述接收信息码元的那些接收信息码元，以便计算信息码元中的相位分量信息，并在多载波发送所述信息码元组之前将该相位分量信息乘到每个所述信息码元中，由此去掉在每个信息码元中可能出现的相位偏移。

5、根据权利要求4的通信方法，其中：

所述接收机根据经过正交变换所恢复的所述信号序列产生表示所述通信可靠性的加权系数；和

根据所述加权系数值将所述相位分量信息乘到所述信息码元。

6、根据权利要求4的通信方法，其中

通过计算所述信息单元中所述信息码元组中的信号功率和包含在所述信息单元中所述信息码元组中的噪音功率并随后根据信号功率和所述噪音功率计算所述信息单元中的信噪功率比，来获得所述加权系数。

7、根据权利要求4的通信方法，其中

所述发送机随机地位移用于每个通信信道的所述信号序列的相位；和

所述接收机利用与所述发送机中相同的随机相位反向地移位所述接收信号序列的相位。

8、一种发送装置包含：

一个正交变换控制部分，用于根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式分离出在预定的信息单元中发送的部分信号序列；

一个正交变换部分，用于只正交变换在所述正正交变换控制部分的控制之下分离出来的所述信号序列部分；和

一个发送部分，用于通过所述信息单元中的预定信道发送所述信号序列。

9、在发送机中可操作的一种发送装置，包含：

一个信息码元发生部分，用于对信息单元中的所述信号序列进行预定的调制；

一个正交变换部分，用于根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式分离出所述信息码元组部分并只正交地变换所述分离的部分；和

一个发送部分，用于在执行多载波传输之前利用形成频率信道的多个副载波调制每个所述正交变换的信息码元。

10、根据权利要求9的发送装置，包含：

在所述发送机中可操作的一个相移装置，用于随机地移位用于每个通信信道的所述信号序列的相位。

11、一种接收装置包含：

一个接收部分，用于接收来自发送机的信号序列，根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式，接收具有被发送机和正交变换了的信号序列部分，在信息单元中通过预定信道接收被发送机发送了的信号序列；和

一个反向正交变换部分，用于只反向地正交变换被设定为由所述发送机正交变换了的并对应于所述组合模式的所述信号序列部分以便恢复执行正交变换之前出现的所述信号序列。

12、根据权利要求11的接收装置包含：

一个接收部分，用于接收已被所述发送机编码的信号序列，所述的发送机在所述信息单元中发送它；

一个加权系数产生部分，用于根据通过反向正交变换所恢复的所述信号序列产生表示所述通信可靠性的一个加权系数；

一个乘法部分，用于将所述加权系数乘到所述信号序列中以便在所述信号序列中所映所述可靠性；和

一个恢复部分，用于对反映所述可靠性的所述信号序列进行最大似然率序列估算。

13、根据权利要求12的接收装置，其中

通过计算所述信息单元中所述信息码元组中的信号功率和包含在所述信息单元中所述信息码元组中的噪音功率并随后根据信号功率和所述噪音功率计算所述信息单元中的信噪功率比，所述加权系数产生部分获得所述加权系数。

14、一种接收装置包含：

一个接收部分，用于接收通过发送机对信息单元中的所述信号序列进行预定的调制所取得的信息码元以便产生信息码元，根据在发送机和接收机之间设定的预定组合模式只正交地变换已被发送机分离出的所述信息码元的那些信息码元，并在多载波传输之前利用形成频率信道的多个副载波调制每个所述正交变换的信息码元；

一个相位分量计算部分，用于分离出由所述接收机接收的还没有被正交变换的所述信息码元的那些信息码元以便计算信息码元中的相位分量信息；和

一个相位偏移去掉部分，用于在多载波发送所述信息码元组之前将相位分量信息乘入到所述信息码元中，由此去掉在每个信息码元中可能出现的相位偏移。

15、根据权利要求14的接收装置，其中该装置在所述接收机上可操作，并包含：

一个加权系数产生部分，用于根据通过正交变换所恢复的所述信号序列产生表示所述通信可靠性的加权系数；和

一个乘法部分，用于根据所述加权系数值将所述相位分量信息乘入所述信息码元中。

16、根据权利要求15的接收装置，其中，

通过计算所述信息单元中所述信息码元组中的信号功率和包含在所述信息单元中所述信息码元组中的噪音功率并随后根据信号功率和所述噪音功率计算所述信息单元中的信噪功率比，所述加权系数产生部分获得所述加权系数。

17、根据权利要求14的接收装置，包含：

一个反向相移装置，在所述接收机中可操作，用于利用如在所述发送机中一样相同随机相位值反向地移位所述接收信号序列的相位。

18、一种蜂窝无线电通信系统

其中一个预定区域被划分为希望大小的网孔，每个网孔装有基站并且

其中移动站与该移动站所在的网孔中的基站直接通信，其中：

只有在发送端从所述基站发送到在预定信息单元中的所述移动站的，根据在所述基站和移动站之间设定的变换码元组合模式分离出来的信息比特序列的那部分在该信息比特序列通过在所述信息单元中的预定信道发送之前被正交变换：并且

由接收机端的移动站通过所所述信息单元中的信道接收的，根据在所述基站和移动站之间设定的所述组合模式分离出来的信息比特部分被反向地正交变换以便恢复原始序列。

19、一种蜂窝无线电通信系统其中预定的区域被划分为希望大小的网孔，每个网孔装有一个基站，并且其中移动站直接地与移动站所在的网孔中的基站通信，其特征在于：

只有在发送端从所述移动站发送到在预定信息单元中的所述基站的，根据在所述基站和移动站之间设定的变换码元组合模式分离出来的信息比特序列的那部分，在该信息比特序列通过所述信息单元中的预定信道发送之前被正交变换，并且其中

由接收机端的基站通过所述信息单元中的信道接收的，根据在所述基站和移动站之间设定的所述组合模式分离出来的信息比特部分被反向地正交变换以便恢复原始序列。

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