CN1235376C - 解调器、接收机、以及通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明的任务在于获得一种良好位错误率特生的解调器。发明的主要构成是备有：多符号相位检测器520，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判系统推断器51a，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据。

Description

解调器、接收机、以及通信系统

技术领域

本发明涉及在移动体通信以及移动体卫星通信等的无线通信中可使用的解调器；尤其是有关使用差动PSK(Phase Shift Keying：相移位键)调制和多路相位延迟检波的解调器、以及备有该解调器的接收机和通信系统。

背景技术

下面对已有的解调器进行说明。图10是表示文献「进行差动PSK信号相位系列推断的延迟检波方式」(电子情报通信学会技术报告、RCS98-102、1993年1月)上记载的已有的解调器(相当于图示的多路相位延迟检波器500)的结构的图。

在图10中，500是通过接收信号产生/输出解调数据的多路相位延迟检波器，还有，510是一个符号相位延迟检波器，520是多符号相位延迟检波器，530是维特比系列推断器，在备有多路相位延迟检波器500的接收机(未图示)中，使用可实施维特比解码的维特比解码器，使输出的解调数据解码，产生接收数据作为其解码结果。

在一个符号相位延迟检波器510中，511是存储一个符号前的接收信号的延迟元件，512是求当前的接收信号和一个符号前的接收信号的相位差的相位比较器，输出一个相位延迟检波信号。而且，在多符号相位延迟检波器520中，521-1，…，521-(N-1)是存储过去的一个符号相位延迟检波信号的延迟元件，522-1，…，522-(N-1)是取作为延迟元件521-1，…，521-(N-1)输出的过去的一个符号检波相位之和的加法器。

首先，简单地说明发射机侧的工作。在发射机侧，对于发射数据a_i∈{-1，1}实施卷积编码，输出卷积编码数据d_i，例如设卷积编码率为1/2，卷积编码数据可表示为[d_i＝(P_i，Q_i)：P_i，Q_i∈{-1，1}]。并且，输出的卷积编码数据(P_i，Q_i)转换成发射差动相位Δθ_i＝F(P_i，Q_i)。例如在作为调制方式采取差动QPSK调制(Quater nary Phase Shift Keying：4相移位键)的情况下，转换侧F可以如图11所示。

其后，在发射机侧，用下面的式(1)通过渐变方式相加一个符号前的发射信号相位θ_i-1和所述转换的发射差动相位Δθ_i，以此产生并输出当前的发射信号相位θ_i。

数学式1

            θ_i＝θ_i-1+Δθ_i    ……(1)

然后，在发射机侧，根据输出的发射信号相位θ_i作相位调制，把相位调制后的信号作为发射信号输出。

接着，说明包括图10所示的多路相位检波器500的接收机侧的工作。接收信号被输入一个符号相位延迟检波器510的延迟元件511和相位比较器512。在延迟元件511中输出一个符号前的接收信号，输入相位比较器512。然后，在相位比较器512中，比较当前接收信号的相位和一个符号前的接收信号的相位，求相位差，作为其比较的结果，输出一个符号相位延迟检波信号。

设时间i的接收信号的相位为ψ_i，则由相位比较器512输出的一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i用式(2)表示。

数学式(2)

         Δψ_(1)i＝ψ_i-ψ_i-1         ……(2)

即，一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i表示接收信号的一个符号周期间相位变化量，在没有噪声和衰减等的影响的情况下，其值与发射差动相位Δθ_i相等。如前所述，由于发射差动相位Δθ_i的值由发射数据a_i决定，所以可使用一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i的值进行发射数据的推断。

其后，从相位比较器512输出的一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i被输入到多符号相位延迟检波器520的延迟元件521-1，并在这里给予与接收信号的一个符号周期相等的延迟。并且，延迟元件521-1的输出被输入到加法器522-1。还有，在加法器522-1中还输入从相位比较器512输出的一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i。即，用加法器522-1作一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i和延迟元件522-1的输出Δψ_(1)i-1的加法处理。

从而，如果规定加法器522-1的输出(延迟变化量之和)为Δψ_(2)i，则(3)式成立。

数学式3

         Δψ_(2)i＝Δψ_(1)i+Δψ_(1)i-1

                 ＝ψ_i-ψ_i-1-ψ_i-2

                 ＝ψ_i-ψ_i-2                      ……(3)

即，加法器522-1的输出Δψ_(2)i成为表示接收信号的二个符号周期间的相位变化量的二个符号相位延迟检波信号。

此外，总计(N-1)个延迟元件521-1，521-2，…，521-(N-1)串联连接，第m(m＝2，…，N-1)个延迟元件向第(m-1)个延迟元件的输出提供与接收信号的一个符号周期相等的延迟，并输出。因此，时间i的第m(m＝1，2，…，N-1)个延迟元件的输出成为Δψ_(1)i-m。

总计(N-1)个加法器522-1，522-2，…，522-(N-1)也串联连接，在第m(m＝2，…，N-1)个加法器上输入第(m-1)个加法器的输出。还有，在总计(N-1)个加法器522-1，522-2，…，522-(N-1)上也分别输入总计(N-1)个延迟元件521-1，521-2，…，521-(N-1)的输出。即，在第m(m＝2，…，N-1)个加法器中，使(m-1)个加法器的输出和第m个延迟元件的输出相加，将其相加的结果输出。

从而，设时间i的第m(m＝1，2，…，N-1)个加法器的输出为Δψ_(m+1)i，则(4)式成立。

数学式4

        Δψ_(m+1)i＝Δψ_(m)i+Δψ_(1)i-m

                  ＝Δψ_(m)i+(ψ_i-m-ψ_i-m-1)        ……(4)

其中，对于该(4)式，由于成为有关Δψ_(m)i的渐变方式，所以解此可得到(5)式。

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{(m+1)i}={\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(2\right)i}+\underset{j=2}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\ψ}}_{i-j}-{\mathrm{\ψ}}_{i-j-1})---\left(5\right)$

$=\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{\left(2\right)i}+{\mathrm{\ψ}}_{i-2}-{\mathrm{\ψ}}_{i-m-1}$

$=({\mathrm{\ψ}}_i-{\mathrm{\ψ}}_{i-2})+{\mathrm{\ψ}}_{i-2}-{\mathrm{\ψ}}_{i-m-1}$

$={\mathrm{\ψ}}_i-{\mathrm{\ψ}}_{i-(m+1)}$

即，第m(m＝2，…，N-1)个加法器的输出值Δψ_(m+1)i成为表示接收信号的(m+1)个符号周期间相位变化量的(m+1)个符号相位延迟检波信号。象这样，从总计(N-1)个加法器522-1，522-2，…，522-(N-1)输出2，3，…，N个符号相位延迟检波信号。

然后，在多个符号相位延迟检波器520中，集中总计(N-1)个相位延迟检波信号Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i，和从相位比较器512输出的一个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i，作为输出信号，产生多路相位延迟检波信号Δψ_(2)i＝(Δψ_(1)i，Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i)。此外，该多路相位延迟检波信号的数N以后称为最大延迟符号数。

在维特比系列推断器530中，使用表示由(N-1)个发射差动相位信号点组合构成的状态转移的格状线图，通过已知的维特比算法推断发射差动相位系列。具体来说，例如，在发射侧实施M相PSK调制的情况下，首先，假定相对于M^N种状态转移进行1，2，…，N个符号的相位延迟检波信号的复制。根据多路相位延迟检波信号Δψ_(2)i＝(Δψ_(1)i，Δψ_{(2) i}，…，Δψ_(N)i)对格状线图上的全部状态转移计算转移度量(branchmetric)。

其后，在维特比系列推断器530中，作根据维特比算法的加法比较运算(ACS：Add-Compare-Select)，选择对应各状态的生存通路，选择结果存储于内部通路存储器(未图示)上，同时作通路度量(Path metric)的更新。并且，最终对对应通路度量变成最小的通路的位作硬判断，作为相位延迟检波器500的输出，输出作为硬判断结果的解调数据。

最后，在接收机侧的维特比解码器(未图示)中，通过已知的维特比解码法使硬判断产生的解调数据解码，将其解码结果作为接收数据输出。此外，这里，作为已知的维特比解码法，例如使用今井秀树著：“符号理论”，电子情报通信学会(1990)。

象这样，已有的解调器，即，在多路相位延迟检波器中，输出硬判断产生的解调数据，其后，在接收机的维特比解码器中，使用该硬判断解调数据，重放原来的发射数据。

然而，问题在于，上述在已有的解调器中，由于多路相位延迟检波器输出硬判断产生的解调数据，即，给维特比解码器的输入成为硬判断值，所以，比起把给维特比解码器的输入作为软判断值的情况下，不能充分发挥卷积码的修正能力。

发明内容

鉴于上述情况，本发明目的在于获得一种接收机和通信系统，充分发挥能输出软判断数据的解调器，以及根据备有该解调器的卷积码的修正能力，可实现良好的误码率特性。

为了解决上述问题，达到本发明目的，在本发明这样的解调器中，其特征是备有：多路相位延迟检波信号输出部(相当于后述的实施例的一个符号相位延迟检波器510，多符号相位检测器520)，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判断解调数据推断部(相当于软判断系列推断器51a)，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据。

在下一个本发明解调器中，其特征是，所述软判断解调数据推断部在所述格状线图状态中，把对应构成通路度量成为最小的第1状态的差动相位的位作为硬判断数据，把对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中的、通路度量值成为最小的第2状态的通路度量和所述第1状态的通路度量之差，作为所述硬判断数据的可靠性信息，根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

在下一个本发明解调器中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部(相当于电功率检测器52)，检测所述接收信号的电功率值；软判断解调数据推断部(相当于软判断系列推断器51b)，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率值，推断软判断解调数据。

在下一个本发明解调器中，其特征是，所述软判断解调数据推断部在所述格状线图状态中，把对应构成通路度量成为最小的第1状态的差动相位的位作为硬判断数据，把对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中的、通路度量值成为最小的第2状态的通路度量和所述第1状态的通路度量之差，乘以所述电功率值，将其相乘结果作为所述硬判断数据的可靠性信息，根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

在下一个本发明解调器中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；ρ乘方计算部(相当于ρ乘法器53)，对所述电功率值作ρ次方的计算；软判断解调数据推断部(相当于软判断系列推断器51c)，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ乘值，推断软判断解调数据。

在下一个本发明解调器中，其特征是，所述软判断解调数据推断部在所述格状线图状态中，把对应构成通路度量成为最小的第1状态的差动相位的位作为硬判断数据，把对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中的、通路度量值成为最小的第2状态的通路度量和所述第1状态的通路度量之差，乘以所述电功率的ρ次方值，将其相乘结果作为所述硬判断数据的可靠性信息，根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据；解码部(相当于维特比解码器6)，根据所述软判断解调数据，对原来的发射数据进行解码。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相应延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据；排列替换部(相当于去交错(deinterleave)电路8)，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率值，推断软判断解调数据；解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率值，推断软判断解调数据；排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ次方值，推断软判断解调数据；解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的数据解码。

在下一个本发明接收机中，其特征是，备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ次方值，推断软判断解调数据；排列替换部，按照一定的规则排列替换所述软判断解调数据；解码部，根据所述替换后的软判断解调数据，使原来的数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部(相当于卷积码器1)，对发射数据实施卷积编码；转换部(相当于分配电路2)，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部(相当于差动编码电路3)，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部(相当于相位调制器4)，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据；解码部，根据所述软判断解调数据使原来的发射数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；第一排列替换部(相当于交错电路7)按照一定的规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据；第二排列替换部(相当于交错电路8)，按照一定的规则排列替换所述软判断解调数据，解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；转换部，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率值推断软判断解调数据；解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；第一排列替换部，按照一定的规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量和所述电功率值，推断软判断解调数据；第二排列替换部，按照一定的规则排列替换所述软判断解调数据，解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；转换部，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ次方值，推断软判断解调数据；解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的数据解码。

在下一个本发明的通信系统中，其特征是，发射机备有：卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；第一排列替换部，按照一定的规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，接收机备有：多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，根据表示发射信号的差动相位转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ次方值，推断软判断解调数据；第二排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的数据解码。

附图说明

图1是表示本发明通信系统结构图；

图2是表示作为实施例1的解调器工作的多路相位延迟检波器结构图；

图3是表示通过实施差动QPSK调制分配的差动相位图；

图4是实施差动QPSK调制情况下的格状线图；

图5是表示AWGN通信线路的BER特性的图；

图6是表示作为实施例2的解调器工作的多路相位延迟检波器结构图；

图7是表示作为实施例3的解调器工作的多路相位延迟检波器结构图；

图8表示本发明通信系统结构图；

图9是表示AWGN通信线路的BER特性的图；

图10是表示已有的解调器结构图；

图11是表示差动QPSK调制变换规则的图。

下面根据参照附图，详细说明本发明解调器、接收机以及通信系统的实施例。此外，不是通过该实施例对本发明作出限定。

具体实施方式

实施例1

图1是表示本发明通信系统的结构图。更详细来说，图1a是本发明通信系统的发射侧结构；图1b表示本发明通信系统接收侧结构。这里，假设在同时备有发射侧和接收侧两种结构的通信装置之间相互发射接收的情况。此外，在本实施例中，如前所述，尽管假设具有两种结构的通信装置，但并不限于此，例如也可假设仅备有发射侧结构的发射机和仅具有接收侧结构的接收机。

在图1a的发射侧构成中，1是对发射数据实施卷积编码的卷积码器；2是将作为卷积码器1的输出的卷积编码数据转换成发射差动相位的分配电路；3是对作为分配电路2输出的发射差动相位实施差动编码，将其编码结果作为发射信号相位输出的差动编码电路；4是根据由差动编码电路3输出的发射信号相位进行相位调制的相位调制器。并且，在所述差动编码电路3中，310是延迟元件，320是加法器。

而且，在图1b的接收侧结构中，5是从接收信号形成/输出解调数据的多路相位延迟检波器(在本实施例中，相当于多路相位延迟检波器5a)；6是维特比解码器，通过维特比解码法使从多路相位延迟检波器5输出的解调数据解码，产生接收数据(原来的发射数据)作为其解码结果。

图2是表示作为本实施例解调器的多路相位延迟检波器5a构成的图。此外，在本实施例中，有关与前面说明的已有解调器相同的结构，标同样符号，而对其说明从略。在图2中，510是1个符号相位延迟检波器；520是多个符号相位延迟检波器；51a是软判断系列推断器。

这里，说明发射侧的工作。在图1a中，用卷积码器1对发射数据a∈{-1，1}实施卷积编码，作为其编码结果输出卷积编码数据d_i。例如设卷积码器1的卷积码的编码率为1/2，则卷积编码数据可表示成：d_i＝(P_i，Q_i)：P_i，Q_i∈{-1，1}。

在分配电路2中，将卷积编码数据d_i＝(P_i，Q_i)转换成发射差动相位Δθ＝F(P_i，Q_i)。这里，作为调制方式的一个例子规定作差动QPSK调制。此外，差动QPSK调制的变换规则F可与前述图11的变换规则F一样地表示出来。

在差动编码电路3中，加法器320用所述的(1)式使从延迟元件310输出的1个符号前发射信号相位θ_i-1和从分配电路2输出的发射差动相位Δθ_i相加，借此，产生发射信号θ_i，然后输出。

在相位调制器4中，根据从差动编码电路3接收的发射信号相位θ_i进行相位调制，输出其相位调制后的信号作为发射信号。

下面详细说明本实施例的接收侧工作。在图1b中，接收信号被输出到多路相位延迟检波器5的延迟元件511和相位比较器512(参照图2)。在接收了信号的延迟元件511中，对相位比较器512输出1个符号前的接收信号。然后，在相位比较器512中，比较当前接收信号的相位和1个符号前的接收信号的相位，求相位差，作为其比较结果，输出1个符号相位延迟检波信号。例如，如设时间i的接收信号相位为ψ_i，则从相位比较器512输出的1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i可用所述(2)式表示。并且，1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i表示接收信号的1个符号周期间的相位变化量，当无噪声和衰减等的影响的情况下，其值等于发射差动相位Δθ_i。从而，发射差动相位Δθ_i的值由如前所述的发射数据确定，所以，可使用1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i的值作发射数据的推断。

其后，从相位比较器512输出的1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i被输入到多符号相位延迟检波器520的延迟元件521-1，并给予与接收信号的1个符号周期相等的延迟。然后，延迟元件521-1的输出被输入到加法器522-1。并且，在加法器522-1上还输入从相位比较器512输出的1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i。从而，在加法器522-1中，进行如所述(3)式所示的1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i和延迟元件522-1的输出Δψ_(1)i-1的加法处理。即，加法器522-1的输出Δψ_(2)i成为表示接收信号的2个符号周期间相位变化量的2个符号相位延迟检波信号。

此外，总计(N-1)个延迟元件521-1，521-2，…，521-(N-1)串联连接，第m(m＝2，…，N-1)个延迟元件给第(m-1)个的延迟元件的输出提供与接收信号的1个符号周期相等的延迟，其后输出。因此，时间i的第m(m＝1，2，…，N-1)个延迟元件的输出成为Δψ_(1)i-m。

并且，总计(N-1)个加法器252-1，252-2，…252-(N-1)也串联连接，在第m(m＝2，…，N-1)个加法器上输入第(m-1)个加法器的输出。还有，总计(N-1)个加法器522-1，522-2，…522-(N-1)上也分别输入总计(N-1)个延迟元件521-1，521-2，…，521-(N-1)的输出。即，在第m(m＝2，…，N-1)个加法器中，使第(m-1)个加法器的输出和第m个延迟元件的输出相加，输出其结果。因此，若设时间i的第m(m＝1，2，…，N-1)个加法器的输出为Δψ_(m-1)i，则所述(4)式和(5)式成立。

即，第m(m＝2，…，N-1)个加法器的输出值Δψ_(m+1)i成为表示接收信号的(m+1)符号周期间相位变化量的(m+1)个符号相位延迟检波信号。象这样，从总计(N-1)个加法器522-1，522-2，…，522-(N-1)输出2，3，…N个符号相位延迟检波信号。

然后，在多符号相位检波器520中，集中总计(N-1)个相位延迟检波信号Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i和从相位比较器512输出的1个符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i，作为输出信号，产生多路相位延迟检波信号Δψ_i＝(Δψ_(1)i，Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i)。

在软判断系列推断器51a中，使用表示差动相位状态的转移的格状线图，根据维特比算法推断发射的卷积编码数据，输出其推断结果作为软判断解调数据。此外，把最优系列与使在该最优系列中推断的位码倒置的系列之间的似然差，“作为推断的位的可靠度”，规定(N-1)个发射差动相位信号点的组合为“状态”。

具体来说，例如，在发射侧实施M相PSK调制的情况下，格状线图备有M^N-1个状态，还有，各状态具有M个流入和流出的分支。其结果，分支总数为M^N个。因此，状态转移总数也成为M^N种。即，从状态B_i-1＝(β_i-(N-1)，β_i-(N-2)，…，β_i-1)到状态B_i＝(β_i-(N-2)，β_i-(N-3)，…，β_i)的状态转移意味着由发射差动相位{Δθ_i}的连续N个要素组成的部分列是{β_i-(N-1)，β_i-(N-2)，…，β_i}。其中，β_i-j是发射差动相位Δθ₁的任一个要素，规定j＝0，1，…，N-1。

因此，在软判断系列推断器51a中，可以假定相对于上述状态转移，进行1，2，…，N个符号相位延迟检波信号的复制。即，如果用Δθ_(m){β_i-1，β_i}表示对应状态转移的m(m＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的复制值，则(6)式成立。

数学式6

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\left(m\right)}=\{B_{i-1},B_i\}\underset{j=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{i-j}---\left(6\right)$

转移度量根据多路相位延迟检波信号Δψ_i＝(Δψ_(1)i，Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i)对格状线图上的所有状态转移进行计算。即，与从状态B_i-1＝(β_{i- (N-1)}，β_i-(N-2)，…，β_i-1)到状态B_i＝(β_i-(N-2)，β_i-(N-3)，…，β_i)的状态转移相对应的分支的转移度量，根据1，2，…，N符号相位延迟检波信号Δψ_(1)i，Δψ_(2)i，…，Δψ_(N)i和1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制Δθ₍₁₎{β_i-1，β_i}，Δθ₍₂₎{β_i-1，β_i}，Δθ_(N){β_i-1，β_i}之差的绝对值的和提供。

因此，在软判断系列推断器51a中，如果用BM_i{β_i-1，β_i}表示与从状态B_i-1到状态B_i的状态转移相对应的分支的转移度量，那么式(7)成立。

数学式7

${\mathrm{BM}}_i\{B_{i-1},B_i\}=\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{\left(m\right)i}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_{\left(m\right)}\{B_{i-1},B_i\}$

$=\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(m\right)i}-\underset{j=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{i-j}---\left(7\right)$

象这样，在软判断系列推断器51a中，根据多符号相位延迟检波器520在时间i时的各状态下的输出，即，根据1～N符号相位延迟检波信号求出转移度量。然后，作根据维特比算法的ACS运算，根据其运算结果选择对应各状态的生存通路，将其选择结果存入内部通路存储器(未图示)中，同时，更新通路度量。

以下说明软判断系列推断器51a在本实施例中对软判断系列的求得方法。此外，作为一个例子，假设通过实施差动QPSK调制，如图3那样分配差动相位，并且是在规定N＝2的情况下。图4是对应上述情况下的格状线图。

首先，在某时间i中，用上述方法选择生存通路。这时，在图4所示的格状线图中，卷积编码数据由该时间的生存通路是属于何种状态的通路来确定。此外，对应4种状态0，1，2，3的发射侧的卷积编码数据对应于发射差动相位的转换规则F(参照图11)，分别为(-1，-1)(1，-1)(1，1)(-1，1)。因此，在时间i时的卷积编码数据的第一个位为-1的高似然通路是状态0和状态3的生存通路中通路度量小的那个通路，这里，设该通路度量为“第一个位为-1的似然”。即，在规定状态0，3的生存通路的通路度量为PM_i(0)，PM_i(3)情况下，“第一位为-1的似然”成为MIN(PM_i(0)，PM_i(3))。

同样，第一个位为1的最高似然的通路是状态1和状态2的生存通路中通路度量小的通路，这里，设该通路的通路度量为“第一个位为1的似然”。即，在规定状态1，2的生存通路的通路度量为PM_i(1)，PM_i(2)的情况下，“第一个位为-1的似然”为MIN(PM_i(1)，PM_i(2))。

该情况下，由于值越小似然越高，例如，“第一个位为-1的可靠度”越是在“第一个位为-1的似然”小于“第一个位为1的似然”情况下越高。因此，第一位为-1的可靠度R_1i(-1)为“第一位为1的似然”减“第一位为-1的似然”的值，可用下面的(8)式表示。

数学式8

R_1i(-1)＝MIN(PM_i(1)，PM_i(2))-MIN(PM_i(0)，PM_i(3))

                                                   ……(8)

并且，在时间i时的发射位的第二位为-1的可靠度R_2i(-1)也一样可用(9)式表示。

数学式9

R_2i(-1)＝MIN(PM_i(2)，PM_i(3))-MIN(PM_i(0)，PM_i(1))

                                                   ……(9)

并且，作为求得软判断系列的最后处理，在软判断系列推断器51a中，如(10)式所示，上述(8)和(9)式分别乘以作为硬判断值的-1。至此，该乘积便成为软判断解调数据。

数学式10

R_1i＝-1×{MIN(PM_i(1)，PM_i(2))-MIN(PM_i(0)，PM_i(3))}

   ＝MIN(PM_i(0)，PM_i(3))-MIN(PM_i(1)，PM_i(2))

R_2i＝-1×{MIN(PM_i(2)，PM_i(3))-MIN(PM_i(0)，PM_i(1))}

   ＝MIN(PM_i(0)，PM_i(1))-MIN(PM_i(2)，PM_i(3))

                                                  ……(10)

在利用多路相位延迟检波器5a内的软判断系列推断器51a推断软判断系列后，在图1b的维特比解码器6中，用维特比算法使接受的软判断解调数据解码，将其解码结果作为接收数据(原来的发射数据)输出。

图5是表示实施编码率1/2并且约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，而且，N＝2的情况下的AWGN(Additive White GaussianNoise)信道的BER(Bit Error Rate)特性的图。从图5可以看到，将本实施例的BER和已有技术的BER相比较，显然本实施例的BER控制得低。

象这样，在本实施例中，把解调器的输出作为软判断值，即，将对维特比解码器6的输入作为软判断值，以此比起输入硬判断值的情况下，可使修正能力提高。而且，在本实施例中，在解调处理中，由于仅使用接收信号的相位信息，所以解调器的结构可简化。

此外，在本实施例中，为说明方便，作为调制方式的一个例子，采用了差动QPSK调制，但也不限于此，例如，也可使用BPSK调制解调方式和8相PSK调制解调方式等。并且，虽然本实施例中卷积码的编码率为1/2，但也不限于此，例如也可使用任意编码率k/n(k、n为任意实数)。而且，虽然本实施例中约束长度为K＝7，但也不限于此，例如，也可使用K＝6、8、9…等。还有，尽管本实施例中规定N＝2，但也不限于此，例如也可使用N＝3、4…等。

即使对于分路度量，在这里，尽管使1、2…N符号相位延迟检波信号与其复制的差的绝对值之和作了说明，但也可使用例如差的平方之和等其它似然计算法，根据计算法的不同，也有度量越大似然越高的情况。

实施例2

在实施例1中，已就在解调器(多路相位延迟检波器5a)中通过接收信号的相位信息产生软判断解调数据的情况作了说明，在本实施例中，将就在解调器(后述的多路相位延迟检波器5b)中使用相位信息以及检测的电功率信息，对有关产生软判断解调数据的情况做说明。此外，有关本发明的通信系统的结构，由于与前面说明的实施例1的图1相同，所以标相同符号，并将说明从略。

图6是表示作为本实施例的解调器工作的多路相位延迟检波器5b的结构图。此外，对于与前述实施例1的多路相位延迟检波器5a(参照图2)相同的结构，在该部分标相同符号的说明从略。在图6中，51b是本实施例的软判断系列推断器；52是用于检测接收信号的电功率值的电功率检测器。

这里，详细说明本实施例的接收侧工作。此外，有关发射侧的工作、1个符号相位延迟检波器510的处理以及多符号相位延迟检波器520的处理，由于与所述的实施例1相同，所以说明从略。

例如，在软判断系列推断器51b中，使用表示由(N-1)个发射差动相位信号点的组合构成的相位状态转移格状线图，由维特比算法推断发射的卷积编码数据，输出其推断结果作为软判断解调数据。在本实施例中，根据由多符号相位延迟检波器520输出的多符号相位延迟检波信号，和由电功率检测器52输出的接收信号的电功率值，推断上述卷积编码数据。此外，在软判断系列推断器51b内的处理中，有关生存通路的存储以及到通路度量更新为止的处理，与实施例1相同。

这里，就软判断系列推断器51b在本实施例中求得软判断系列的方法进行说明。此外，在本实施例中，作为一个例子，设想通过实施差动QPSK调制分配差动相位，而且规定最大延迟符号数为N＝2的情况。并且，至于选择格状线图的各状态的生存通路、以及有关求对应发射数据的各个位的似然的处理，与前述实施例1相同。

在本实施例中，判断为“接收信号电功率越大似然越高”，例如，从相位求出的似然乘以作为电功率检测器52的输出的接收信号的电功率值，以此求出软判断解调数据。具体来说，在采用N＝2，并且差动QPSK调制方式情况下，在时间i时的发射数据的软判断解调数据R_1i、R_2i可用(11)式表示。

数学式11

R_1i＝Pi{(-1)×(MIN(PM_i(1)，PM_i(2))-MIN(PM_i(0)，PM_i(3)))}

   ＝P_i{MIN(PM_i(0)，PM_i(3))-MIN(PM_i(1)，PM_i(2))}

R_2i＝Pi{(-1)×(MIN(PM_i(2)，PM_i(3))-MIN(PM_i(0)，PM_i(1)))}

   ＝P_i{MIN(PM_i(0)，PM_i(1))-MIN(PM_i(2)，PM_i(3))}

                                                 ……(11)

其中，P_i表示接收信号的电功率，PM_i(0)～PM_i(3)表示状态0～3的生存通路的通路度量。

图5是表示实施编码率1/2并约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，并且，最大延迟符号数N＝2情况下的AWGN信道BER特性图。在图5中，如果比较本实施例的BER和已有技术的BER，则显然本实施例的控制得低。还有，即便在比较本实施例的BER和实施例1的BER的情况下，也可看到本实施例的BER控制得低，使特性得到改善。即可获得可靠性更高的软判断解调数据。

象这样，在本实施例中，根据接收信号相位以及电功率值产生软判断解调数据，通过把给维特比解码器6(参照图1)的输入作为软判断值，因而使修正能力提高，所以，可使BER控制得低。

此外，在本实施例中，为说明上的方便，作为一个例子尽管采用差动QPSK调制，但不仅限于此，例如，也可使用BPSK调制解调方式和8相PSK调制解调方式等。而且，虽然规定卷积码的编码率为1/2，但不仅限于此，例如，也可使用任意编码率k/n(k、n为任意实数)。而且，虽然约束长K＝7，但并不仅限于此，例如也可使用K＝5、8、9…等。还有，虽然规定最大延迟符号数为N＝2，但不仅限于此，例如，也可使用N＝3、4…等。

即便对于分路度量，在这里，尽管以1，2…，N符号相位延迟检波信号与其复制的差的绝对值之和做了说明，但也可使用例如差的平方之和等其它似然计算法，根据利用计算法的不同也有度量越大似然越高的情况。

实施例3

在实施例2中对解调器(多路相位延迟检波器5b)根据接收信号的相位信息以及检测的电功率信息产生软判断解调数据的情况作了说明，在本实施例对解调器(后述的多路相位延迟检波器5c)根据相位信息以及检测的电功率的ρ乘方值产生软判解调数据的情况做说明。此外，对于本发明的通信系统的结构，由于与在前面说明的实施例1的图1相同，所以本标同样符号，说明从略。

图7是表示作为本实施例的解调器工作的多路相位延迟检波器5c的结构的图。此外，对于与前述的实施例1的多路相位延迟检波器5a(参照图2)，或实施例2的多路相位延迟检波器5c(参照图6)相同的结构，该部分标以同样的符号，说明从略。在图7中，51c是本实施例的软判断系列推断器，53是对从电功率检测器52输出的接收信号电功率值进行ρ次方的计算的ρ乘法器。

这里，详细说明本实施例的接收侧工作。此外，对于发射侧的工作、1个符号相位延迟检波器510的处理、多路相位延迟检波器520的处理、以及电功率检测器52的处理，由于与所述实施例1或实施例2相同，所以说明从略。

例如，在ρ乘法器53中，对从电功率检测器52输出的接收信号的电功率值进行ρ次方的运算，输出其计算结果。在软系列推断器51c中，用表示由(N-1)个发射差动相位信号点组合组成的相位状态转移的格状线图，通过维特比算法推断发射的卷积编码数据，输出其推断结果作为软判断解调数据。在本实施例中，根据从多符号相位延迟检波器520输出的多符号相位延迟检波信号与从ρ乘法器53输出的接收信号电功率的ρ次方值推断上述卷积编码数据。此外，在软判断系列推断器51c的内处理中，对于生存通路的存储以及到通路度量的更新为止的处理，与实施例1或2相同。

其中，对软判断系列推断器51c在本实施例中求得软判断系列的方法进行说明。另外，在本实施例中，作为一个例子，假设根据差动QPSK调制的实施分配差动相位，并且，在规定最大延迟符号数为N＝2的情况下。至于选择格状线图的各状态的生存通路、以及求出对应发射数据的各个位的似然的处理，与前述的实施例1或2相同。

在本实施例中，判断为“接收信号电功率的ρ次方值越大似然越高”，例如，通过将从相位求得的似然乘以作为ρ乘法器53输出的接收信号电功率的ρ次方值，求软判断解调数据。具体来说，在采取N＝2，且差动QPSK调制方式的情况下，在时间i时的发射数据的软判断解调数据R_1i、R_2i可用(12)式表示。

数学式12

$R_{1i}=P_i^{\mathrm{\ρ}}\{(-1)\×(\mathrm{MIN}(P{M}_i\left(1\right),{\mathrm{PM}}_i\left(2\right))-\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(0\right),{\mathrm{PM}}_i\left(3\right)))\}$

$=P_i^{\mathrm{\ρ}}\{\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(0\right),{\mathrm{PM}}_i\left(3\right))-\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(1\right),{\mathrm{PM}}_i\left(2\right))\}$

$R_{2i}=P_i^{\mathrm{\ρ}}\{(-1)\×(\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(2\right),{\mathrm{PM}}_i\left(3\right))-\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(0\right),{\mathrm{PM}}_i\left(1\right)))\}$

$=P_i^{\mathrm{\ρ}}\{\mathrm{MIN}({\mathrm{PM}}_i\left(0\right),{\mathrm{PM}}_i\left(1\right))-\mathrm{MIN}(\mathrm{PMi}\left(2\right),{\mathrm{PM}}_i\left(3\right))\}---\left(12\right)$

其中，P_i表示接收信号的电功率，PM_i(0)～PM_i(3)表示状态0～3生存通路的通路度量。

图5是表示实施编码率1/2而且约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，并且，最大延迟符号数N＝2，ρ＝1/2情况下的AWGN信道的BER特性图。在图5中，如比较本实施例的BER和已有技术的BER，那么，可了解到本实施例控制得低。另外，即使在比较本实施例的BER和实施例1或2的BER的情况下，也是本实施例的控制得低，特性被进一步改善。即，可获得可靠性更高的软判断解调数据。

象这样，在本实施例中，根据接收信号的相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，把给维特比解码器6(参照图1)的输入作为软判断值，并且通过提高修正能力，可比实施例2使BER控制得更低。

另外，在本实施例中，为说明上的方便，虽然作为调制方式的一个例子采用差动QPSK调制，但不仅限于此，例如，也可使用BPSK调制解调方式和8相PSK调制解调方式。而且，虽然规定卷积码的编码率为1/2，但不仅限于此，例如也可使用任意编码率k/n(k、n为任意实数)。并且，虽然设约束长为K＝7，但不限于此，例如也可使用K＝6、8、9…等。还有，虽然设最大延迟符号数为N＝2，但也不限于此，例如也可使用N＝3、4…等。

即便对于分路度量，在这里，虽然形成1，2，…，N符号相位延迟检波信号及其复制差绝对值之和进行说明，但也可使用例如差的平方值的和等其它似然计算法，根据利用计算法的不同，也存在度量越大似然越高的情况。

实施例4

在本实施例中，对于图1所示的实施例1的结构，还加上替换数据的顺序的交错电路，以求解调特性的提高。此外，在本发明的通信系统的结构中，对于与前面说明的实施例1的图1相同的结构，标相同符号的说明从略。

图8是本发明的通信系统的结构图。详细地说，图8a是本发明通信系统的发射侧的结构图，图8b是表示本发明通信系统接收侧的结构图。这里，假设在备有发射侧以及接收侧两种结构的通信装置之间彼此发射接收数据的情况。此外，在本实施例中，如前所述，尽管设想具有两种结构，但是不仅限于此，例如，也可设想仅备有发射侧的发射机以及仅有接收侧的接收机。

在图8a的发射侧构成中，7是交错电路，在图8b的接收侧的构成中，8是去交错电路。

这里，说明发射侧的工作。在图8a中，首先，在卷积码器1中，对发射数据a_i实施卷积编码，作为其编码结果输出卷积编码数据d_i。然后，在交错电路7中，根据一定规则排列替换卷积编码数据d_i。接着，在分配电路2中，把排列替换的卷积编码数据转换成发射差动相位Δθ_i。接着，在差动编码电路3中，加法器320利用前述式(1)相加由延迟元件310输出的一个符号2前的发射信号相位θ_i-1和作为分配电路2的发射差动相位Δθ_i，借此，产生发射信号相位θ_i，然后输出。并且，最后，在相位调制器4中，根据从差动编码电路3接收的发射信号相位θ_i作相位调制，把相位调制后的信号作为发射信号输出。

接着，说明接收侧的工作。在图8b中，首先，接收信号被输入多路相位延迟检波器5a(参照图2)的一个符号相位延迟检波器510，在延迟元件511中，输出附加了一个符号时间延迟的接收信号，在相位比较器512中，比较当前接收信号和附加了一个符号时间延迟的接收信号，求相位差，作为其比较结果，输出一个符号相位延迟检波信号。

在多符号相位延迟检波器520中，把一个符号相位延迟检波器510输出的一个符号相位延迟检波信号存储在延迟元件521-1，…，521-(N-1)中，再利用加法器522-1，…，522-(N-1)对m(1＜m≤N)个一个符号相位延迟检波信号作加法运算，求得接收信号的m符号间的相位差，即m符号相位延迟检波信号，其后输出。

在软判断系列推断器51a中，使用表示差动相位状态转移的格状线图，根据维特比算法推断发射的卷积编码数据，作为软判断解调数据输出其推断结果。

在去交错电路8中，根据一定规则把由软判断系列推断器51a输出的软判断解调数据排列替换成交错前的形式，其后，输出排列替换的软判断解调数据。并且，最后，在维特比解码器中6中，利用维特比算法使由去交错电路8排列替换的软判断解调数据解码，输出其解码结果作为接收数据(原来的发射数据)。

图9是表示实施编码率1/2并且约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，而且，最大延迟符号数N＝2情况下的AWGN信道的BER特性图。在图9中，如果比较本实施例的BER和已有技术的BER，则了解到本实施例的BER被控制得低。另外，即使在与实施例1的BER比较的情况下，显然也使BER特性得到改善。

象这样，在本实施例中，分别备有发射侧交错电路和接收侧去交错电路，把解调器的输出规定为软判断值，即，设输入到维特比解码器6的输入为去交错后的软判断值，以此，可提高修正能力，进而能抑制BER。

实施例5

在实施例4中，说明了在通信系统(包括多路相位延迟检波器5a)中，通过接收信号的相位信息产生软判断解调数据，以及根据维特比算法对去交错后的软判断解调数据解码的情况，但在本实施例的通信系统(包括前述多路相位延迟检波器5b)中，使用相位信息以及检测的电功率信息产生软判断解调数据，对该软判断解调数据实施去交错处理之后，通过维特比算法进行解码处理。

还有，对于本发明的通信系统的结构，由于与前面说明的实施例4的图8相同，所以对标有同样符号的说明从略。而且，关于本发明的通信系统的工作，由于与前面的实施例2或4说明的工作相同，所以对其说明从略。即，本实施例可以说是实施例2和4的应用例。

图9是表示实施编码率1/2并且约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，而且，最大延迟符号数N＝2情况下的AWGN信道的BER特性图。在图9中，如果比较本实施例的BER和已有技术BER，那么可知本实施例的BER被控制得低。还有，即便与实施例1～4的BER比较，可见也能改善BER特性。

象这样，在本实施例中，分别备有发射侧交错电路，接收侧去交错电路，另外，根据接收信号的相位以及电功率值产生软判断解调数据，规定给维特比解码器6(参照图8)的输入为去交错后的软判断值，以此，可进一步抑制BER，能大大提高修正能力。

实施例6

在实施例5中，对在通信系统(包括多路相位延迟检波器5b)中，通过接收信号的相位信息以及检测的电功率信息产生软判断解调数据，以及通过维特比算法将去交错后的软判断解调数据解码的情况作了说明，但在本实施例的通信系统(包括前述多路相位延迟检测器5c)中，使用相位信息以及检测的电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，对于该软判断解调数据实施去交错处理之后，利用维特比算法进行解码处理。

此外，对于本发明通信系统的结构，由于与前面说明的实施例4的图8相同，所以对标相同符号的说明从略。而且，对于本发明的通信系统的工作，由于与前面实施例3、4或5说明的工作相同，所以说明从略。即，本实施例可以说是实施例3、4以及5的应用例。

图9是表示实施编码率1/2并且约束长K＝7的卷积编码处理以及差动QPSK调制，而且，最大延迟符号数N＝2，ρ＝1/2情况下的AWGN信道的BER特性图。在图9中，本实施例BER与已有技术的BER比较，可了解到本实施例可使BER被控制得低。另外，即使在与实施例1～5的BER比较，可了解到也能改善BER特性。

象这样，在本实施例中，分别备有发射侧交错电路和接收侧去交错电路，还有，根据接收信号的相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，规定给维特比解码器6(参照图8)的输入为去交错后的软判断值，以此，由于可提高修正能力，所以能抑制BER。

★(附注1)

一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射和接收，其特征是，所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

第一排列替换部，根据一定规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；

转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，将其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；

并且，所述接收机备有；

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相应延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量，推断软判断解调数据；

第二排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；

解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

★(附注2)

一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射和接收，其特征是，所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

第一排列替换部，根据一定规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；

转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，将其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；

并且，所述接收机备有；

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；

电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率值，推断软判断解调数据；

第二排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；

解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

★(附注3)

一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射和接收，其特征是，所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

第一排列替换部，根据一定规则排列替换所述卷积编码数据的顺序；

转换部，把所述排列替换后的卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，将其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；

并且，所述接收机备有；

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N(N为2以上的整数)符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出；

电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；

ρ乘方计算部，对所述电功率值进行ρ次方的计算；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号差动相位状态转移的格状线图以及维特比算法，推断发射差动相位系列，根据对应所述格状线图的各状态的通路度量以及所述电功率的ρ次方值，推断软判断解调数据；

第二排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；

解码部，根据所述排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

通过以上说明，根据本发明，其效果是，利用把输出作为软判断值，能得到可使比输出硬判断值情况下的修正值提高的解调器。并且，其效果是，在解调处理中，由于仅使用接收信号的相位信息，所以可使解调器的结构简化。

根据本发明，其效果是，通过把输出作为软判断值，例如在AWGN信道中，与已有技术相比能使BER控制得低。

根据本发明，其效果是，通过基于接收信号相位以及电功率值发生/输出软判断解调数据，可进一步抑制BER，能获得可使修正能力大大提高的解调器。

根据本发明，其效果是，通过把输出作为使用接收信号的相位以及电功率值产生的软判断值，例如，在AWGN通道中，与已有技术相比可使BER控制得低。

根据本发明，其效果是，通过基于接收信号的相位以及电功率的ρ次方值发生/输出软判断解调数据，可进一步提高修正能力，能获得可进一步抑制BER的解调器。

根据本发明，其效果是，通过把输出作为使用接收信号的相位以及电功率的ρ次方值产生的软判断值，例如，在AWGN通道中，与已有技术相比可使BER控制得低。

根据本发明，其效果是，通过把给解码部的输入作为软判断值，获得使修正能力可高于输入硬判断值情况下的接收机。

根据本发明，其效果是，备有排列替换部，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，可进一步提高修正能力，可得到能抑制BER的接收机。

根据本发明，其效果是，基于接收信号的相位以及电功率值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为软判断值，可进一步提高修正能力，可获得可抑制BER的接收机。

根据本发明，其效果是，备有排列替换部，基于接收信号相位以及电功率值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，可进一步提高修正能力，可得到能抑制BER的接收机。

根据本发明，其效果是，基于接收信号的相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为软判断值，可进一步提高修正能力，可得到能抑制BER的接收机。

根据本发明，其效果是，备有排列替换部，基于接收信号相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，可进一步提高修正能力，可得到能抑制BER的接收机。

根据本发明，其效果是，通过把给接收机内的解码部的输入作为软判断值，可获得比输入硬判断值情况下的修正能力提高的通信系统。

根据本发明，其效果是，分别在发射机上备有第一排列替换部，在接收机上备有第二排列替换部，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，可进一步提高修正能力，可获得能抑制BER的通信系统。

根据本发明，其效果是，在接收机内，基于接收信号的相位以及电功率值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为软判断值，可进一提高修正能力，能获得抑制BER的通信系统。

根据本发明，其效果是，分别在发射机上备有第一排列替换部，在接收机上备有第二排列替换部，基于接收信号的相位以及电功率值产生软判断解码数据，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，能进一步提高修正能力，能获得抑制BER的通信系统。

根据本发明，其效果是，在接收机内，基于接收信号相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为软判断值，能进一步提高修正能力，能获得抑制BER的通信系统。

根据本发明，其效果是，分别在发射机上备有第一排列替换部，在接收机上备有第二排列替换部，基于接收信号的相位以及电功率的ρ次方值产生软判断解调数据，通过把给解码部的输入作为排列替换后的软判断值，可进一步提高修正能力，可得到能抑制BER的通信系统。

Claims (15)

1.一种解调器，其特征是备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量，根据该更新后的通路度量作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据。

2.根据权利要求1所述的解调器，其特征是，在所述软判断解调数据推断部中，在所述格状线图状态中，把对应构成通路度量成为最佳的第1状态的差动相位的位作为所述硬判断数据，

把所述第1状态的通路度量和对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中成为最佳的第2状态的通路度量之差，作为所述硬判断数据的可靠性信息，

根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

3.一种解调器，其特征是备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据。

4.根据权利要求3所述的解调器，其特征是，在所述软判断解调数据推断部中，在所述格状线图状态下，把对应构成通路度量成为最佳的第1状态的差动相位的位作为所述硬判断数据，

把所述第1状态的通路度量和对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中成为最佳的第2状态的通路度量之差，乘以所述电功率值，将其相乘结果作为所述硬判断数据的可靠性信息，

根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

5.一种解调器，其特征是，备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；

ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率的ρ次方值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率的ρ次方值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据。

6.根据权利要求5所述的解调器，其特征是，在所述软判断解调数据推断部中，在所述格状线图状态下，把对应构成通路度量成为最佳的第1状态的差动相位的位作为所述硬判断数据，

把所述第1状态的通路度量和对应于使所述硬判断数据倒置的位的差动相位作为构成要素的所有状态中成为最佳的第2状态的通路度量之差，乘以所述电功率的ρ次方值，将其相乘结果作为所述硬判断数据的可靠性信息，

根据所述硬判断数据以及所述可靠性信息产生软判断解调数据。

7.一种接收机，与发射机侧进行数据的发射接收，其特征是，备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，N为2以上的整数；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量，根据该更新后的通路度量作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据，对原来的发射数据进行解码。

8.根据权利要求7所述的接收机，其特征是，

所述接收机还具有排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；所述解码部根据由该排列替换部进行排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

9.一种接收机，与发射机侧进行数据的发射接收，其特征是，备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

10.根据权利要求9所述的接收机，其特征是，

所述接收机还具有排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；所述解码部根据由该排列替换部进行排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

11.一种接收机，与发射接收机侧进行数据的发射接收，其特征是，备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；

ρ乘方计算部，对所述电功率值作ρ次方的计算；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率的ρ次方值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率的ρ次方值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的数据解码。

12.根据权利要求11所述的接收机，其特征是，

所述接收机还具有排列替换部，按照一定规则排列替换所述软判断解调数据；所述解码部根据由该排列替换部进行排列替换后的软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

13.一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射接收，其特征是，

所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

转换部，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；另外，

所述接收机备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量，根据该更新后的通路度量作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据使原来的发射数据解码。

14.一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射接收，其特征是，

所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

转换部，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；

另外，所述接收机备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号的电功率值；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

15.一种通信系统，在发射机侧和接收机侧之间进行数据的发射接收，其特征是，

所述发射机备有：

卷积编码部，对发射数据实施卷积编码；

转换部，把所述卷积编码数据转换成发射差动相位；

差动编码部，对所述发射差动相位实施差动编码，把其编码结果作为发射信号相位输出；

发射信号发生/输出部，根据所述发射信号相位发生/输出成为发射信号的差动相位调制信号；

另外，接收机备有：

多路相位延迟检波信号输出部，计算接收信号和1，2，…，N符号前的接收信号的相位差，把其计算结果作为1，2，…，N符号相位延迟检波信号输出，其中N为2以上的整数；

电功率检测部，检测所述接收信号电功率值；

ρ乘方计算部，所述电功率值作ρ次方的计算；

软判断解调数据推断部，从所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号，通过表示发射信号的差动相位状态的转移的格状线图，通过对所述差动相位状态的转移假定所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号的复制，进行发射差动相位系列的推断，根据该复制和所述1，2，…，N符号相位延迟检波信号作出对应于状态转移的转移度量，通过维特比算法选择对应所述格状线图的各状态的生存通路并更新通路度量以及所述电功率的ρ次方值，根据该更新后的通路度量以及所述电功率的ρ次方值作出硬判断数据，根据该硬判断数据进一步推断软判断解调数据；

解码部，根据所述软判断解调数据，使原来的发射数据解码。

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