JP5153673B2

JP5153673B2 - 光通信受信機

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Publication number: JP5153673B2
Application number: JP2009027594A
Authority: JP
Inventors: 秀樹石原; 博嗣久保
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-02-09
Filing date: 2009-02-09
Publication date: 2013-02-27
Anticipated expiration: 2029-02-09
Also published as: JP2010183517A

Description

この発明は、回路規模を縮小でき、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式にも適用できる判定帰還型多重位相遅延検波方式の光通信受信機に関するものである。

次世代光通信では、更なる高速伝送に向けて多値変復調技術が注目されている。多値変復調技術は無線通信システムでは既に実用化されているが、無線通信と比較して発振器である半導体レーザ光源の位相雑音が大きいことや、周波数・位相同期確立の容易さから、「遅延検波方式」が有効である。

「同期検波方式」も考えられるが、遅延検波はパイロット信号等の既知系列の送信を必要とせず、ブラインド環境で動作する回路が同期検波と比較して容易に構成できるため、現在の光通信システムへの適用に向いている。遅延検波は検波時の参照位相に前シンボルを使用するため、同期検波に対して約３ｄＢ程度の性能劣化を生じる。上記の劣化を改善するためには「判定帰還型多重位相遅延検波（ＭＤＤ−ＤＦ：Multiple Delay Detection − Decision Feedback）」を適用できる（例えば、非特許文献１参照）。

このＭＤＤ−ＤＦは、検波するシンボルより前の複数シンボルとの遅延検波結果を合成して検波することで、参照位相のＳ／Ｎを改善することにより同期検波の性能に漸近できる。ＭＤＤ−ＤＦの構成例を図７に示す。

従来のＭＤＤ−ＤＦについて図７及び図８を参照しながら説明する。図７は、従来のＭＤＤ−ＤＦの構成を示す図である。また、図８は、従来のＭＤＤ−ＤＦの光遅延検波器の構成を示す図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図７において、従来のＭＤＤ−ＤＦは、光遅延検波器［Ｔ］１と、光遅延検波器［２Ｔ］２と、光遅延検波器［３Ｔ］３と、ＡＤ（Analog to Digital）変換器４と、ＡＤ変換器５と、ＡＤ変換器６と、複素信号の複素共役演算を実施する複素共役演算器７と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、複素乗算器１０と、複素乗算器１１と、複素乗算器１２と、複素信号を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施する判定器１４とが設けられている。

図８において、光遅延検波器１は、１シンボル時間の遅延器２１と、１シンボル時間の遅延器２２と、位相−π／２の遅延器２３と、ダイオード回路２４と、ダイオード回路２５とが設けられている。

複素信号ｒ_ｋ、Ｉ_ｋは、それぞれ、時刻ｋにおけるシンボル単位の受信信号系列と、Ｍ相ＰＳＫ変調マッピング後の情報系列を示している。送信信号系列（ビット列）に対してＢＰＳＫ変調では１ビットを１シンボル、ＱＰＳＫ変調では２ビットを１シンボル、Ｍ相ＰＳＫ変調ではｌｏｇ_２Ｍビットを１シンボルにマッピングする。また、送信側で差動符号化の実施を想定しており、差動符号化後のＭ値変調の送信変調系列を複素信号Ｊ_ｋとする。この時、複素信号Ｊ_ｋとＩ_ｋには次の式（１）の関係がある。Ｊ_ｋ、Ｉ_ｋは振幅１である。

また、図７の構成は、検波するシンボルから３シンボル前までのシンボルとの遅延検波結果を合成するものである。

図７に示す受信信号系列ｒ_ｋは、シンボル単位の受信データを示す複素信号である。受信信号ｒ_ｋは、光デバイスの光遅延検波器１、２、３にそれぞれ入力される。

光遅延検波器１−３内の遅延器２１−２３、ダイオード回路２４、２５を経由した信号は１シンボル遅延検波出力のＲｅ｛ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−１｝、Ｉｍ｛ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−１｝である。その複素信号をｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−１と表記し、これは図７の光遅延検波器１の出力に相当する。

図７の光遅延検波器２は、図８の遅延器２１、２２の遅延量が２シンボルに設定されたものであり、出力は２シンボル遅延検波出力ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−2に相当する。また、図７の光遅延検波器３は、図８の遅延器２１、２２の遅延量が３シンボルに設定されたものであり、出力は３シンボル遅延検波出力ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−3に相当する。

例として、８相ＰＳＫを判定する場合の概念を図９に示す。破線が閾値を示しており、破線に挟まれた８つの位相範囲（１）〜（８）がある。受信シンボルがどの位相範囲にあるかを判定することで送信シンボルを推定する（推定値は図９の◆）。

図７に示すＡＤ変換器４−６から判定器１４までの信号の流れを、数式を用いて説明する。伝送路特性をｃ_ｋとする時、受信信号系列ｒ_ｋは次の式（２）で示される。

従って、各光遅延検波器１−３の出力は、以下の通りに示すことができる。

式（４）の２シンボル光遅延検波器２の出力に対しては、判定結果をフィードバックして下記の乗算を実施する。

式（５）の３シンボル光遅延検波器３の出力に対しても、判定結果をフィードバックして下記の乗算を実施する。

式（３）、式（６）、式（７）を、次の式（８）に示すように、複素加算器１３で合成し、その結果を判定器１４で判定してＩ_ｋを得る。

遅延検波の前提として、シンボル間の位相変動はシンボル判定が可能な程度にコヒーレント性を持つことを仮定している（ｃ_ｋ＝ｃ_ｋ−１＝ｃ_ｋ−２＝ｃ_ｋ−３）。

図７では光遅延検波器を複数持つ構成を説明したが、光遅延検波器が１つで上記のＭＤＤ−ＤＦを構成することも可能であり、その構成を図１０に示す（例えば、非特許文献１参照）。図１０は、図７と同様に３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成図である。

図１０において、他の従来のＭＤＤ−ＤＦは、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、複素信号の複素共役演算を実施する複素共役演算器７と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、複素乗算器１０と、複素乗算器１１と、複素乗算器１２と、複素信号を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施する判定器１４に加えて、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、複素乗算器１７と、複素乗算器１８と、振幅を１に正規化する正規化処理器１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃとが設けられている。

図１０の構成では光遅延検波器は１つであり、ＡＤ変換以降のディジタル信号処理により２シンボル遅延検波出力、３シンボル遅延検波出力をそれぞれ生成する。例えば、１シンボル遅延器１５の出力信号ｒ_ｋ−１ｒ^＊ _ｋ−2と、ＡＤ変換器４の出力信号ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−１を複素乗算器１７で乗算することで、ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−2｜ｒ_ｋ−１｜^２を生成する。スカラー値｜ｒ_ｋ−１｜^２倍されているが、後段の正規化処理器１９Ｂにより振幅を１に正規化するため、上記のスカラー倍の影響は除去することが可能であり、２シンボル遅延検波出力に相当する結果を得ることができる。また、図１０に示すように、１シンボル遅延器１６の出力信号ｒ_ｋ−２ｒ^＊ _ｋ−３と、複素乗算器１７の出力信号ｒ_ｋｒ^＊ _ｋ−2｜ｒ_ｋ−１｜^２の乗算処理により３シンボル遅延検波出力を生成することが可能である。後段の判定帰還する方法は、図７に示した方法と同じである。

M. Nazarathy et al., "Self-Coherent Multisymbol Detection of Optical Differential Phase-Shift Keying", IEEE JLT. vol. 26, no. 13, July 1, 2008 pp. 1921-1934

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。図１０に示した遅延検波方式は、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理が必要であり、回路規模が増大するという課題がある。また、ＰＳＫ変調であれば、振幅成分を除去する上記の方式で問題は無いが、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式には適用できないという課題がある。さらに、図７、図１０に示す構成では複数の多ビット乗算器を使用するため回路規模が大きくなるという課題がある。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができ、また、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式にも適用することができ、さらに、多数の多ビット乗算器の代わりに、加算器を使用することにより、回路規模が小さくすることができる光通信受信機を得ることを目的とする。

本発明に係る光通信受信機は、光遅延検波器の出力の振幅を求めて除算する正規化処理器を含む判定帰還型多重位相遅延検波回路を備える光通信受信機において、受信した光信号系列を遅延検波する光遅延検波器と、遅延器および複素乗算器を含み、前記光遅延検波器の出力に基づいて複数の光遅延検波信号を生成する手段と、受信信号の受信強度を検出する光強度検出器と、前記光強度検出器の出力からスカラー値を設定するスカラー値設定器と、前記正規化処理器の代わりに、前記複数の光遅延検波信号を合成する際の利得を調整するように、各光遅延検波信号にスカラー値を乗算するスカラー値乗算器とを備えるものである。

本発明に係る光通信受信機によれば、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができる。また、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式にも適用することができる。さらに、多数の多ビット乗算器の代わりに、加算器を使用することにより、回路規模が小さくすることができる。

この発明の実施の形態１に係る光通信受信機の構成を示す図である。この発明の実施の形態２に係る光通信受信機の構成を示す図である。この発明の実施の形態２に係る光通信受信機に適用した１６ＡＰＳＫのマッピングを示す図である。この発明の実施の形態３に係る光通信受信機の構成を示す図である。この発明の実施の形態４に係る光通信受信機の構成を示す図である。この発明の実施の形態５に係る光通信受信機の構成を示す図である。従来のＭＤＤ−ＤＦの構成を示す図である。従来のＭＤＤ−ＤＦの光遅延検波器の構成を示す図である。８相ＰＳＫを判定する場合の概念を示す図である。他の従来のＭＤＤ−ＤＦの構成を示す図である。

以下、本発明の光通信受信機の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る光通信受信機について図１を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る光通信受信機の構成を示す図である。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この発明の実施の形態１に係る光通信受信機は、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、複素乗算器１７と、複素乗算器１８と、複素信号の複素共役演算を実施する複素共役演算器７と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、複素乗算器１０と、複素乗算器１１と、複素乗算器１２と、複素信号を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施する判定器１４に加えて、光強度検出器１０１と、光強度検出結果用のＡＤ変換器１０２と、複素信号に対して乗算するスカラー値を設定するスカラー値設定器１０３と、スカラー値Ｂ_０を乗算するスカラー値乗算器１０４と、スカラー値Ｂ_１を乗算するスカラー値乗算器１０５と、スカラー値Ｂ_２を乗算するスカラー値乗算器１０６とが設けられている。

この図１も、図７、図１０と同様に、３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成図である。図１の構成は、図１０の構成に、光強度検出器１０１、光強度検出結果用のＡＤ変換器１０２、複素信号に対して乗算するスカラー値Ｂ_０、Ｂ_１、Ｂ_２を設定するスカラー値設定器１０３を追加したものである。また、正規化処理器１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃの位置に、光遅延検波出力にスカラー値を乗算するスカラー値乗算器１０４、１０５、１０６をそれぞれ差し替えた構成である。

つぎに、この実施の形態１に係る光通信受信機の動作について図面を参照しながら説明する。

図１の構成では、光強度検出器１０１のＡＤ変換後の出力｜ｒ_ｋ｜^２から、スカラー値設定器１０３によりスカラー値Ｂ_０、Ｂ_１、Ｂ_２を設定する。このスカラー値設定器１０３の内部には遅延器を持ち、｜ｒ_ｋ−１｜^２、｜ｒ_ｋ−２｜^２を生成する。図１の例では、スカラー値設定器１０３は、Ｂ_０＝１、Ｂ_１＝｜ｒ_ｋ−１｜^２、Ｂ_２＝｜ｒ_ｋ−１｜^２×｜ｒ_ｋ−２｜^２を生成して、スカラー値乗算器１０４、１０５、１０６にそれぞれ出力する。

スカラー値乗算器１０４、１０５、１０６は、光遅延検波出力に対してスカラー値Ｂ_０、Ｂ_１、Ｂ_２をそれぞれ乗算し、複素加算器１３は、各光遅延検波出力を等利得で合成する。

図１は３シンボルのＭＤＤ−ＤＦであるが、ＮシンボルのＭＤＤ−ＤＦにおいても、スカラー値設定器１０３が、｜ｒ_{ｋ−Ｎ＋１}｜^２…｜ｒ_ｋ−１｜^２を生成すればよい。スカラー値Ｂ_ｐ（ｐ＝０、１…Ｎ−１）は、次の式（９）により求められる。

この式（９）により、複素加算器１３において各光遅延検波出力を等利得で合成できる。

以上のように、実施の形態１によれば、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る光通信受信機について図２及び図３を参照しながら説明する。図２は、この発明の実施の形態２に係る光通信受信機の構成を示す図である。

図２において、この発明の実施の形態２に係る光通信受信機は、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、複素乗算器１７と、複素乗算器１８と、複素信号の複素共役演算を実施する複素共役演算器７と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、複素乗算器１０と、複素乗算器１１と、複素乗算器１２と、複素信号を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施する判定器１４と、光強度検出器１０１と、光強度検出結果用のＡＤ変換器１０２と、複素信号に対して乗算するスカラー値を設定するスカラー値設定器１０３と、スカラー値Ｂ_０を乗算するスカラー値乗算器１０４と、スカラー値Ｂ_１を乗算するスカラー値乗算器１０５と、スカラー値Ｂ_２を乗算するスカラー値乗算器１０６に加えて、閾値算出器２０１と、判定器（第１の判定器）２０２と、判定器（第２の判定器）２０３とが設けられている。

図２の構成は、ＡＰＳＫ等の振幅成分にも情報データがマッピングされた場合にＭＤＤ−ＤＦを適用することができる。前提条件として、位相成分は差動符号化しており、振幅成分は差動符号化していない変調方式とする。図２も、図７、図１０、図１と同様に、３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成図である。

図２の構成は、図１の構成に、閾値算出器２０１、判定器２０２、判定器２０３を追加したものであり、追加した構成は振幅成分にマッピングされた情報データを検波するためのものである。図２の判定器１４は、他の判定器と区別するために異なる符号を付しており、差動符号化された位相成分の判定を実施する。

つぎに、この実施の形態２に係る光通信受信機の動作について図面を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係る光通信受信機に適用した１６ＡＰＳＫのマッピングを示す図である。

閾値算出器２０１は、判定器２０２の判定に用いる閾値を算出する。例えば、図３に示すような信号点を持つ１６ＡＰＳＫの場合（内８点、外８点にマッピングして振幅比が１：２）であれば、｜ｒ_ｋ｜^２の平均値を求め、それに０．９を乗算した値を閾値として出力する。

判定器２０２は、閾値算出器２０１で求めた閾値により判定を実施する。上記の１６ＡＰＳＫの場合であれば、閾値は１種類であるため、大小比較のみで判定が可能である。後段に誤り訂正のデコーダがあり、軟判定値が必要な場合には、｜ｒ_ｋ｜^２から閾値を減算したものをデコーダに出力する。

判定器２０３は、判定器１４の位相成分の判定結果と、判定器２０２の振幅成分の判定結果を合わせて送信シンボル点を推定する。図３に示す１６ＡＰＳＫのマッピングであれば、ＭＳＢが振幅成分、それより以下の３ビットは位相成分を示している。マッピングの条件から送信シンボル点を推定する。

以上のように、実施の形態２によれば、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができる。また、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式にも適用することができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る光通信受信機について図４を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係る光通信受信機の構成を示す図である。

図４において、この発明の実施の形態３に係る光通信受信機は、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、複素信号（複数の遅延検波出力）を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施して判定後のシンボル系列Ｉ_ｋ（複素信号）を出力する判定器１４に加えて、複素信号の位相成分を抽出するＡｒｃｔａｎ演算器３０１と、加算器３０２、３０３、３０４、３０５、３０６と、シンボルマッピング器（Ｍ）３０７、３０８、３０９と、位相マッピング器（Ｍ２）３１０とが設けられている。

上記の実施の形態１及び２は全て複素信号で演算しており、乗算器が多く、回路規模の増加が懸念される。本実施の形態３では、ＡＤ変換後の光遅延検波出力に対してａｒｃｔａｎ演算を実施することで位相成分を取り出す。この演算により上記の複素乗算器は加算器に置き換えることが可能であり、回路規模を低減できる。また、図４も、３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成図である。

この実施の形態３は、受信信号系列ｒ_ｋの入力から光遅延検波器１を経て、ＡＤ変換器４に至るまでの構成が図１０と同様であり、これ以降の処理が異なる。

Ａｒｃｔａｎ演算器３０１は、複素信号の位相成分を抽出するもので、テーブル引きによる回路化や、ＣＯＲＤＩＣといったアルゴリズムを使用することで構成できる。このＡｒｃｔａｎ演算器３０１の出力は位相値のみのスカラーである。

シンボルマッピング器３０７、３０８、３０９は、入力される位相情報から固定振幅のシンボル（複素信号）にマッピングする。シンボルマッピング器３０７、３０８、３０９は、全て同じ振幅のシンボルに変換する。また、位相マッピング器３１０は、判定後のシンボル（複素信号）から位相情報に変換するものであり、テーブル引きで構成できる。

つぎに、この実施の形態３に係る光通信受信機の動作について図面を参照しながら説明する。

Ａｒｃｔａｎ演算以降の処理を数式で説明する。伝搬路特性と、Ｍ相ＰＳＫの送信変調系列（差動符号化を実施）をそれぞれ、ｃ_ｋ、Ｊ_ｋ（複素信号）とする。この時、受信信号系列ｒ_ｋに関する式（２）において次の式（１０）、式（１１）が成り立つとする。

伝送路特性ｃ_ｋ、送信変調系列Ｊ_ｋの位相成分をそれぞれφ_ｋ、ｄ_ｋとしている。光遅延検波器１の出力は、次の式（１２）のようになる。

Ａは受信信号の振幅を示す。Ｊ_ｋとＩ_ｋには式（１）の関係があり、Ｉ_ｋの位相成分をｓ_ｋとすると次の式（１３）を満たす。

この時、Ａｒｃｔａｎ演算器３０１、加算器３０２、３０３の各出力は、次の式（１４）、式（１５）、式（１６）の通りである。

式（１４）の変換は、式（１３）より導ける。シンボル判定値の位相マッピング後の系列はｓ_ｋに相当し、フィードバックして加算器３０２、３０３の各出力に反映される。加算器３０５、３０６の各出力は、次の式（１７）、次の式（１８）の通りである。

式（１７）、式（１８）の変換は、式（１３）より導ける。シンボルマッピング器３０７、３０８、３０９の出力は、図１０の正規化処理器１９Ａ、１９Ｂ、１９Ｃの出力と同一であり、複素加算器１３において複数の遅延検波出力の合成が可能になる。図１０の場合と同様に、遅延検波の前提としてシンボル間の位相変動はシンボル判定が可能な程度にコヒーレント性を持つことを仮定している（φ_ｋ＝φ_ｋ−１＝φ_ｋ−２＝φ_ｋ−３）。

以上のように、実施の形態３によれば、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができる。さらに、多数の多ビット乗算器の代わりに、加算器を使用することにより、回路規模が小さくすることができる。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係る光通信受信機について図５を参照しながら説明する。図５は、この発明の実施の形態４に係る光通信受信機の構成を示す図である。

図５において、この発明の実施の形態４に係る光通信受信機は、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、複素信号の位相成分を抽出するＡｒｃｔａｎ演算器３０１と、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、加算器３０２と、加算器３０３と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、加算器３０４と、加算器３０５と、加算器３０６と、シンボルマッピング器（Ｍ）３０７、３０８、３０９と、複素信号（複数の遅延検波出力）を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施して判定後のシンボル系列Ｉ_ｋ（複素信号）を出力する判定器１４と、位相マッピング器（Ｍ２）３１０に加えて、光強度検出器４０１と、光強度検出結果用のＡＤ変換器４０２と、閾値算出器４０３と、判定器４０４と、判定器４０５とが設けられている。

なお、光強度検出器４０１、及びＡＤ変換器４０２は、上記の実施の形態１（図１）の光強度検出器１０１、及びＡＤ変換器１０２とそれぞれ同一機能を有しているが、この実施の形態４で追加されていることを強調するために符号を変えている。同様に、閾値算出器４０３、判定器４０４、及び判定器４０５は、上記の実施の形態２（図２）の閾値算出器２０１、判定器２０２、及び判定器２０３とそれぞれ同一機能を有しているが、この実施の形態４で追加されていることを強調するために符号を変えている。

図５の構成は、ＡＰＳＫ等の振幅成分にも情報データがマッピングされた場合にＭＤＤ−ＤＦを適用する構成を示す。上記の実施の形態２と同様に、前提条件として、位相成分は差動符号化しており、振幅成分は差動符号化していない変調方式とする。図５も、３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成図である。

図５は、図４の構成に、光強度検出器４０１、ＡＤ変換器４０２、閾値算出器４０３、判定器４０４、判定器４０５を追加した構成である。これらの追加構成は、振幅成分にマッピングされた情報データを検波するためのものである。図５の判定器１４は、他の判定器４０４、４０５と区別するために符号を変えており、差動符号化された位相成分の判定を実施する。追加した機能ブロックの動作は、上記の実施の形態２と同様である。

以上のように、実施の形態４によれば、複数の遅延検波出力を合成する際に、複素信号の振幅を求めて除算する正規化の処理を不要とすることにより、回路規模を縮小することができる。また、振幅成分にも情報データをマッピングするＡＰＳＫ等の方式にも適用することができる。さらに、多数の多ビット乗算器の代わりに、加算器を使用することにより、回路規模が小さくすることができる。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係る光通信受信機について図６を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施の形態５に係る光通信受信機の構成を示す図である。

図６において、この発明の実施の形態５に係る光通信受信機は、光遅延検波器［Ｔ］１と、ＡＤ変換器４と、複素信号の位相成分を抽出するＡｒｃｔａｎ演算器３０１と、１シンボル遅延器１５と、１シンボル遅延器１６と、加算器３０２と、加算器３０３と、１シンボル遅延器８と、１シンボル遅延器９と、加算器３０４と、加算器３０５と、加算器３０６と、シンボルマッピング器（Ｍ）３０７、３０８、３０９と、複素信号（複数の遅延検波出力）を合成する複素加算器１３と、シンボルの判定を実施して判定後のシンボル系列Ｉ_ｋ（複素信号）を出力する判定器１４と、位相マッピング器（Ｍ２）３１０に加えて、シンボル拡張ユニット５００が設けられている。

シンボル拡張ユニット５００は、１シンボル遅延器５０１と、加算器５０２と、１シンボル遅延器５０３と、加算器５０４と、加算器５０５と、シンボルマッピング器（Ｍ）５０６と設けられている。

上記の実施の形態１〜４は、３シンボルのＭＤＤ−ＤＦの構成について説明したが、この実施の形態５では、３シンボル以上の複数シンボルに対応するＭＤＤ−ＤＦの構成を説明する。

例として、実施の形態３の構成を３シンボル以上に拡張する。実施の形態３の構成に、シンボル拡張ユニット５００を遅延検波するシンボル数に合わせて追加すれば３シンボル以上の複数シンボルに対応するＭＤＤ−ＤＦを構成できる。

上記の実施の形態１及び２の複素信号で演算する場合にも、同等の機能に相当する箇所を追加することで複数シンボルに対応することができる。

１光遅延検波器、４ＡＤ変換器、７複素共役演算器、８１シンボル遅延器、９１シンボル遅延器、１０複素乗算器、１１複素乗算器、１２複素乗算器、１３複素加算器、１４判定器、１５１シンボル遅延器、１６１シンボル遅延器、１７複素乗算器、１８複素乗算器、１０１光強度検出器、１０２ＡＤ変換器、１０３スカラー値設定器、１０４スカラー値乗算器、１０５スカラー値乗算器、１０６スカラー値乗算器、２０１閾値算出器、２０２判定器、２０３判定器、３０１Ａｒｃｔａｎ演算器、３０２加算器、３０３加算器、３０４加算器、３０５加算器、３０６加算器、３０７シンボルマッピング器、３１０位相マッピング器、４０１光強度検出器、４０２ＡＤ変換器、４０３閾値算出器、４０４判定器、４０５判定器、５００シンボル拡張ユニット。

Claims

光遅延検波器の出力の振幅を求めて除算する正規化処理器を含む判定帰還型多重位相遅延検波回路を備える光通信受信機において、
受信した光信号系列を遅延検波する光遅延検波器と、
遅延器および複素乗算器を含み、前記光遅延検波器の出力に基づいて複数の光遅延検波信号を生成する手段と、
受信信号の受信強度を検出する光強度検出器と、
前記光強度検出器の出力からスカラー値を設定するスカラー値設定器と、
前記正規化処理器の代わりに、前記複数の光遅延検波信号を合成する際の利得を調整するように、各光遅延検波信号にスカラー値を乗算するスカラー値乗算器と
を備えたことを特徴とする光通信受信機。
位相成分は差動符号化しており、振幅成分は差動符号化していない変調方式を前提条件として、
前記光強度検出器の出力から所定の閾値を算出する閾値算出器と、
前記光強度検出器の出力に対して、前記閾値算出器で求めた所定の閾値により判定を実施する第１の判定器と、
前記判定帰還型多重位相遅延検波回路の位相成分の判定結果と、前記第１の判定器の振幅成分の判定結果を合わせて送信シンボル点を推定する第２の判定器とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項１記載の光通信受信機。