JPH0621992A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
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- JPH0621992A JPH0621992A JP4172951A JP17295192A JPH0621992A JP H0621992 A JPH0621992 A JP H0621992A JP 4172951 A JP4172951 A JP 4172951A JP 17295192 A JP17295192 A JP 17295192A JP H0621992 A JPH0621992 A JP H0621992A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 多値変調方式を用いたディジタル無線通信に
おいて遅延検波によって復調処理を行う復調器に関し、
移動通信システムで振幅成分のフェージングに対する耐
力をもったスター型ＱＡＭに対応させることを目的とす
る。 【構成】 受信変調信号を直交検波する直交検波手段
と、Ａ／Ｄ変換手段と、遅延手段と、各ディジタルデー
タの１シンボル前のデータとの相対振幅を計算し、この
相対振幅がＩ，Ｑ平面上で所定の円周で示される閾値の
内外のいずれにあるかを判定した振幅情報を出力する相
対振幅検出手段と、各ディジタルデータの位相差情報を
検出する位相差検出手段と、位相差検出手段の出力デー
タから再生クロックを生成するクロック位相同期手段
と、再生クロックによ振幅情報および位相差情報の各符
号を判定するデータ識別手段と、データ識別手段から出
力される符号データを用いて復号処理を行うデータ復号
手段とを備える。
おいて遅延検波によって復調処理を行う復調器に関し、
移動通信システムで振幅成分のフェージングに対する耐
力をもったスター型ＱＡＭに対応させることを目的とす
る。 【構成】 受信変調信号を直交検波する直交検波手段
と、Ａ／Ｄ変換手段と、遅延手段と、各ディジタルデー
タの１シンボル前のデータとの相対振幅を計算し、この
相対振幅がＩ，Ｑ平面上で所定の円周で示される閾値の
内外のいずれにあるかを判定した振幅情報を出力する相
対振幅検出手段と、各ディジタルデータの位相差情報を
検出する位相差検出手段と、位相差検出手段の出力デー
タから再生クロックを生成するクロック位相同期手段
と、再生クロックによ振幅情報および位相差情報の各符
号を判定するデータ識別手段と、データ識別手段から出
力される符号データを用いて復号処理を行うデータ復号
手段とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、多値変調方式を用いた
ディジタル無線通信において遅延検波によって復調処理
を行う復調器に関する。
ディジタル無線通信において遅延検波によって復調処理
を行う復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信その他では周波数の有効利用が
重要な課題になっており、次期のディジタル移動通信に
用いる多値変調方式には、π/4シフトＱＰＳＫ（Quadri
PhaseShift Keying) 変調方式が有望視されている。今
後一層の周波数利用効率の向上のためには、時間軸上で
多値化を図り、周波数軸上で狭帯域化を図る必要があ
る。それには、位相変調方式（ＰＳＫ）の多相化を図っ
た多相位相変調方式（Polyphase ＰＳＫ）のように単に
位相を多相化するよりは、振幅と位相に独立の情報を持
たせた振幅位相変調方式（ＡＰＳＫ：Amplitude and Ph
ase Shift Keying)の方が所要のＣＮＲを得る上で有利
である。
重要な課題になっており、次期のディジタル移動通信に
用いる多値変調方式には、π/4シフトＱＰＳＫ（Quadri
PhaseShift Keying) 変調方式が有望視されている。今
後一層の周波数利用効率の向上のためには、時間軸上で
多値化を図り、周波数軸上で狭帯域化を図る必要があ
る。それには、位相変調方式（ＰＳＫ）の多相化を図っ
た多相位相変調方式（Polyphase ＰＳＫ）のように単に
位相を多相化するよりは、振幅と位相に独立の情報を持
たせた振幅位相変調方式（ＡＰＳＫ：Amplitude and Ph
ase Shift Keying)の方が所要のＣＮＲを得る上で有利
である。
【０００３】ＡＰＳＫの信号マッピングは、Circular
型, Triangular型, Rectangular型,Hexagonal 型に分
類することができる。多値数がＭのＡＰＳＫ信号のシン
ボル誤り率Ｐe は、
型, Triangular型, Rectangular型,Hexagonal 型に分
類することができる。多値数がＭのＡＰＳＫ信号のシン
ボル誤り率Ｐe は、
【０００４】
【数１】
【０００５】となる。したがって、ＡＰＳＫのシンボル
誤り率は、Circular型→ Rectangular型→Triangular型
→ Hexagonal型の順に劣化していく。この点と、変調器
および復調器の実現の容易さから、従来の固定無線等で
は、 Rectangular型のＱＡＭ（Quadrature Amplitude M
odulation)が用いられている。ここで、Ｍ＝16である R
ectangular型16値ＱＡＭの信号マッピングを図３に示
す。なお、４ビットの符号は、差動符号化していない自
然符号を示す。
誤り率は、Circular型→ Rectangular型→Triangular型
→ Hexagonal型の順に劣化していく。この点と、変調器
および復調器の実現の容易さから、従来の固定無線等で
は、 Rectangular型のＱＡＭ（Quadrature Amplitude M
odulation)が用いられている。ここで、Ｍ＝16である R
ectangular型16値ＱＡＭの信号マッピングを図３に示
す。なお、４ビットの符号は、差動符号化していない自
然符号を示す。
【０００６】図４は、固定無線に用いられる従来の Rec
tangular型16値ＱＡＭの同期検波器の構成例を示すブロ
ック図である。図において、変調信号入力端子４０１に
入力した変調信号は、ハイブリッド４０２、ミクサ４０
３，４０４、90度移相器４０５で構成される直交検波器
に取り込まれ、局部発振器（ＶＣＯ）４０６が出力する
局部発振信号によってＩチャネルおよびＱチャネルの各
ベースバンド信号に変換される。なお、局部発振器４０
６では、変調信号の中心周波数に局部発振信号の周波数
および位相を合わせ、直交検波器における直交同期検波
に供する。各ベースバンド信号は、それぞれ低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）４０７，４０８で高調波成分が除去さ
れ、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）４０９，４
１０を介してディジタルデータに変換されて識別回路４
１２に与えられるとともに、４逓倍回路４１３および位
相判定回路４１４に入力される。識別回路４１２の出力
は、データ出力端子４２２に取り出される。
tangular型16値ＱＡＭの同期検波器の構成例を示すブロ
ック図である。図において、変調信号入力端子４０１に
入力した変調信号は、ハイブリッド４０２、ミクサ４０
３，４０４、90度移相器４０５で構成される直交検波器
に取り込まれ、局部発振器（ＶＣＯ）４０６が出力する
局部発振信号によってＩチャネルおよびＱチャネルの各
ベースバンド信号に変換される。なお、局部発振器４０
６では、変調信号の中心周波数に局部発振信号の周波数
および位相を合わせ、直交検波器における直交同期検波
に供する。各ベースバンド信号は、それぞれ低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）４０７，４０８で高調波成分が除去さ
れ、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）４０９，４
１０を介してディジタルデータに変換されて識別回路４
１２に与えられるとともに、４逓倍回路４１３および位
相判定回路４１４に入力される。識別回路４１２の出力
は、データ出力端子４２２に取り出される。
【０００７】４逓倍回路４１３および位相判定回路４１
４は、ＡＭ処理回路４１５とともに搬送波再生回路を構
成する。４逓倍回路４１３は、加算回路４１６と、減算
回路４１７と、乗算回路４１８，４１９と、加算回路４
２０とにより構成される。この搬送波再生回路では、同
期検波回路４１１の出力を４逓倍回路４１３で４逓倍し
て変調信号成分を除去し、さらに位相判定回路４１４で
Ｉ軸，Ｑ軸からの距離が等しくないマッピング点を判定
してＡＭ処理回路４１５で除去する。ＡＭ処理回路４１
５の出力は、ループフィルタ４２１を介して局部発振器
４０６に入力され、変調位相に依存しない制御電圧のフ
ィードバックにより位相同期した搬送波信号が生成され
る。
４は、ＡＭ処理回路４１５とともに搬送波再生回路を構
成する。４逓倍回路４１３は、加算回路４１６と、減算
回路４１７と、乗算回路４１８，４１９と、加算回路４
２０とにより構成される。この搬送波再生回路では、同
期検波回路４１１の出力を４逓倍回路４１３で４逓倍し
て変調信号成分を除去し、さらに位相判定回路４１４で
Ｉ軸，Ｑ軸からの距離が等しくないマッピング点を判定
してＡＭ処理回路４１５で除去する。ＡＭ処理回路４１
５の出力は、ループフィルタ４２１を介して局部発振器
４０６に入力され、変調位相に依存しない制御電圧のフ
ィードバックにより位相同期した搬送波信号が生成され
る。
【０００８】この Rectangular型16値ＱＡＭを移動通信
のレイリーフェージング下で適用する場合には、例えば
電子情報通信学会論文誌72−Ｂ−II，No.1に発表されて
いる論文「陸上移動通信用16ＱＡＭのフェージング歪補
償方式（pp.7-15)」が適用される。図５は、ここに示さ
れる従来の Rectangular型16値ＱＡＭの準同期検波器の
構成例である。図において、５０１は固定の局部発振
器、５０２はクロック位相同期回路、５０３はフレーム
同期回路、５０４は遅延回路、５０５〜５０７は乗算
器、５０８は重み付け係数ＲＯＭ、５０９は加算器、５
１０は最適利得算出回路、５１１，５１２は遅延回路、
５１３，５１４は乗算器、５１５，５１６は識別回路で
ある。
のレイリーフェージング下で適用する場合には、例えば
電子情報通信学会論文誌72−Ｂ−II，No.1に発表されて
いる論文「陸上移動通信用16ＱＡＭのフェージング歪補
償方式（pp.7-15)」が適用される。図５は、ここに示さ
れる従来の Rectangular型16値ＱＡＭの準同期検波器の
構成例である。図において、５０１は固定の局部発振
器、５０２はクロック位相同期回路、５０３はフレーム
同期回路、５０４は遅延回路、５０５〜５０７は乗算
器、５０８は重み付け係数ＲＯＭ、５０９は加算器、５
１０は最適利得算出回路、５１１，５１２は遅延回路、
５１３，５１４は乗算器、５１５，５１６は識別回路で
ある。
【０００９】このフェージング歪補償方式では、情報シ
ンボル（Ｎ−１）個ごとに１個の伝送路特性測定用フレ
ームシンボルを挿入する。フレームシンボルとしては、
最大振幅を有するマッピング点を用いる。サンプリング
点ｋにおける受信ベースバンド信号ｕ(k) は、フェージ
ング歪による複素ランダム信号をｃ(k) 、受信複素ベー
スバンド信号をｚ(t) 、白色ガウス雑音をｎ(k) とする
と、 ｕ(k) ＝ｃ(k)・ｚ(t)＋ｎ(k) …(2) と表される。
ンボル（Ｎ−１）個ごとに１個の伝送路特性測定用フレ
ームシンボルを挿入する。フレームシンボルとしては、
最大振幅を有するマッピング点を用いる。サンプリング
点ｋにおける受信ベースバンド信号ｕ(k) は、フェージ
ング歪による複素ランダム信号をｃ(k) 、受信複素ベー
スバンド信号をｚ(t) 、白色ガウス雑音をｎ(k) とする
と、 ｕ(k) ＝ｃ(k)・ｚ(t)＋ｎ(k) …(2) と表される。
【００１０】ここで、マッピングの中心からのＩ軸，Ｑ
軸方向への最大振幅を３とすると、 ｕ(k) ＝ｃ(k)・(３＋３ｊ)＋ｎ(k) …(3) となる。このとき、 Ｃ(k) ＝ｕ(k)／(３＋３ｊ) …(4) とすると、 Ｃ(k) ＝ｃ(k)＋ｎ(k)／(３＋３ｊ) …(5) となり、雑音成分が加わったＣ(k) をｃ(k) の推定値と
して用いる。このフレームシンボルにおける推定値Ｃ
(k) を用いて、フレームシンボル間の情報シンボルにお
けるフェージング歪を内挿して求める。
軸方向への最大振幅を３とすると、 ｕ(k) ＝ｃ(k)・(３＋３ｊ)＋ｎ(k) …(3) となる。このとき、 Ｃ(k) ＝ｕ(k)／(３＋３ｊ) …(4) とすると、 Ｃ(k) ＝ｃ(k)＋ｎ(k)／(３＋３ｊ) …(5) となり、雑音成分が加わったＣ(k) をｃ(k) の推定値と
して用いる。このフレームシンボルにおける推定値Ｃ
(k) を用いて、フレームシンボル間の情報シンボルにお
けるフェージング歪を内挿して求める。
【００１１】この方法では、Ｎシンボルに１シンボルの
伝送路特性測定用のフレームシンボルが必要になる。ま
た、いずれの方法を用いたとしても、絶対同期検波、あ
るいは１シンボルまたは数シンボル前の送信符号との位
相差の原情報を対応させ、受信側ではこの逆の演算によ
り原情報を再生する和分，差分論理演算を行う同期検波
が必要になる。
伝送路特性測定用のフレームシンボルが必要になる。ま
た、いずれの方法を用いたとしても、絶対同期検波、あ
るいは１シンボルまたは数シンボル前の送信符号との位
相差の原情報を対応させ、受信側ではこの逆の演算によ
り原情報を再生する和分，差分論理演算を行う同期検波
が必要になる。
【００１２】一般に、同期検波は、遅延検波に比べて同
じＣＮＲに対する平均誤り率特性が優れている。これ
は、雑音成分の少ないＣＮＲの高い搬送波周波数成分を
搬送波再生回路で抽出して参照信号とするからである。
しかし、同期検波では、搬送波再生回路で基準搬送波を
再生する必要があり、移動通信のようにフェージングで
受信信号レベルの変動が大きい場合には、受信信号レベ
ルが低いときに搬送波再生回路で同期はずれが生じ、か
えって遅延検波よりも誤り率特性が劣化することがあ
る。したがって、移動通信システムでは、フェージング
に比較的強い遅延検波器を用いることが多い。
じＣＮＲに対する平均誤り率特性が優れている。これ
は、雑音成分の少ないＣＮＲの高い搬送波周波数成分を
搬送波再生回路で抽出して参照信号とするからである。
しかし、同期検波では、搬送波再生回路で基準搬送波を
再生する必要があり、移動通信のようにフェージングで
受信信号レベルの変動が大きい場合には、受信信号レベ
ルが低いときに搬送波再生回路で同期はずれが生じ、か
えって遅延検波よりも誤り率特性が劣化することがあ
る。したがって、移動通信システムでは、フェージング
に比較的強い遅延検波器を用いることが多い。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】移動通信のようにレイ
リーフェージング下で受信レベルが変動し、フェージン
グ歪を受ける場合には遅延検波が有利であるが、 Recta
ngular型ＱＡＭの信号配置では、信号点とマッピングの
中心点とを結ぶ位相角が一定でないので遅延検波に不都
合であった。したがって、 Rectangular型ＱＡＭの場合
には従来は同期検波が適用されていた。
リーフェージング下で受信レベルが変動し、フェージン
グ歪を受ける場合には遅延検波が有利であるが、 Recta
ngular型ＱＡＭの信号配置では、信号点とマッピングの
中心点とを結ぶ位相角が一定でないので遅延検波に不都
合であった。したがって、 Rectangular型ＱＡＭの場合
には従来は同期検波が適用されていた。
【００１４】そこで、遅延検波が可能なように振幅の異
なる多相ＰＳＫを重ね合わせた型のスター型ＱＡＭを適
用する。一例として、スター型16値ＱＡＭの信号マッピ
ングを図６に示す。なお、これは８ＰＳＫ×２型のスタ
ー型ＱＡＭであり、第１ビットを振幅ビットとし、第
２，３，４ビットを位相ビットとする。
なる多相ＰＳＫを重ね合わせた型のスター型ＱＡＭを適
用する。一例として、スター型16値ＱＡＭの信号マッピ
ングを図６に示す。なお、これは８ＰＳＫ×２型のスタ
ー型ＱＡＭであり、第１ビットを振幅ビットとし、第
２，３，４ビットを位相ビットとする。
【００１５】図中の例では、外側のマッピング点では第
１ビットは０、内側のマッピング点では第１ビットは１
に絶対位置で対応させている。しかし、移動通信のよう
にレイリーフェージング下で受信レベルが変動する環境
では、位相成分よりも振幅成分の誤りが大きくなる。し
たがって、レイリーフェージングによる振幅成分の変動
に関わらず、復調器に入力する情報データの振幅成分を
一定にする自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器が必要にな
る。しかし、従来技術では受信レベルが70dBも変動する
状況に対応するダイナミックレンジを有する自動利得制
御増幅器は実現が困難であった。
１ビットは０、内側のマッピング点では第１ビットは１
に絶対位置で対応させている。しかし、移動通信のよう
にレイリーフェージング下で受信レベルが変動する環境
では、位相成分よりも振幅成分の誤りが大きくなる。し
たがって、レイリーフェージングによる振幅成分の変動
に関わらず、復調器に入力する情報データの振幅成分を
一定にする自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器が必要にな
る。しかし、従来技術では受信レベルが70dBも変動する
状況に対応するダイナミックレンジを有する自動利得制
御増幅器は実現が困難であった。
【００１６】本発明は、移動通信システムへの適用にお
いて、振幅成分のフェージングに対する耐力をもったス
ター型ＱＡＭに対応する復調器を提供することを目的と
する。
いて、振幅成分のフェージングに対する耐力をもったス
ター型ＱＡＭに対応する復調器を提供することを目的と
する。
【００１７】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明復調器の
基本構成を示すブロック図である。図において、受信変
調信号を直交検波し、ＩチャネルおよびＱチャネルのベ
ースバンド信号に変換する直交検波手段１１と、各ベー
スバンド信号をディジタルデータに変換するアナログ・
ディジタル変換手段１２と、各ディジタルデータを１タ
イムスロット遅延させる遅延手段１３と、各ディジタル
データの１シンボル前のデータとの相対振幅を計算し、
この相対振幅がＩ，Ｑ平面上で所定の円周で示される閾
値の内外のいずれにあるかを判定した振幅情報を出力す
る相対振幅検出手段１４と、アナログ・ディジタル変換
手段１２から出力される各ディジタルデータと、遅延手
段１３から出力される１タイムスロット遅延させた各デ
ィジタルデータとの位相差情報を検出する位相差検出手
段１５と、位相差検出手段１５の出力データからデータ
識別に用いる再生クロックを生成するクロック位相同期
手段１６と、再生クロックにより相対振幅検出手段１４
から出力される振幅情報および位相差検出手段１５から
出力される位相差情報の各符号を判定するデータ識別手
段１７と、データ識別手段１７から出力される符号デー
タを用いて復号処理を行うデータ復号手段１８とにより
構成される。
基本構成を示すブロック図である。図において、受信変
調信号を直交検波し、ＩチャネルおよびＱチャネルのベ
ースバンド信号に変換する直交検波手段１１と、各ベー
スバンド信号をディジタルデータに変換するアナログ・
ディジタル変換手段１２と、各ディジタルデータを１タ
イムスロット遅延させる遅延手段１３と、各ディジタル
データの１シンボル前のデータとの相対振幅を計算し、
この相対振幅がＩ，Ｑ平面上で所定の円周で示される閾
値の内外のいずれにあるかを判定した振幅情報を出力す
る相対振幅検出手段１４と、アナログ・ディジタル変換
手段１２から出力される各ディジタルデータと、遅延手
段１３から出力される１タイムスロット遅延させた各デ
ィジタルデータとの位相差情報を検出する位相差検出手
段１５と、位相差検出手段１５の出力データからデータ
識別に用いる再生クロックを生成するクロック位相同期
手段１６と、再生クロックにより相対振幅検出手段１４
から出力される振幅情報および位相差検出手段１５から
出力される位相差情報の各符号を判定するデータ識別手
段１７と、データ識別手段１７から出力される符号デー
タを用いて復号処理を行うデータ復号手段１８とにより
構成される。
【００１８】
【作用】遅延検波が可能なスター型マッピングを行う多
値変調方式において、情報ビットを振幅ビットと位相ビ
ットに分けて伝送し、振幅ビットについては送信側で差
動符号化して送信する。本発明の復調器では、振幅成分
と位相成分を独立に検出し、１シンボル前あるいは数シ
ンボル前のシンボルとの相対振幅で振幅ビットを検出
し、位相ビットについては遅延演算を行って位相情報を
検出する。
値変調方式において、情報ビットを振幅ビットと位相ビ
ットに分けて伝送し、振幅ビットについては送信側で差
動符号化して送信する。本発明の復調器では、振幅成分
と位相成分を独立に検出し、１シンボル前あるいは数シ
ンボル前のシンボルとの相対振幅で振幅ビットを検出
し、位相ビットについては遅延演算を行って位相情報を
検出する。
【００１９】図１において、直交検波後のＩ，Ｑチャネ
ルのベースバンド信号は、アナログ・ディジタル変換手
段１２でディジタルデータに変換される。このディジタ
ルデータＩn＝Ｒn・cos(φn) 、Ｑn＝Ｒn・sin(φn)
は、遅延手段１３で１タイムスロット遅延してＩn-1＝
Ｒn-1・cos(φn-1), Ｑn-1＝Ｒn-1・sin(φn-1)とな
る。時系列ｎでの振幅成分をＲn とすれば、 Ｒn 2＝Ｉn 2＋Ｑn 2 …(6) Ｒn-1 2＝Ｉn-1 2＋Ｑn-1 2 …(7) となり、相対振幅αは、 α＝Ｒn 2／Ｒn-1 2 …(8) となるので、相対振幅検出手段１４ではこの値を閾値を
設けて判定する。閾値をｋとすると、図６のスター型16
値ＱＡＭにおいて、たとえばｋ-1＜α＜ｋの場合には振
幅符号ビット＝０、α＜ｋ-1あるいはα＞ｋの場合には
振幅符号ビット＝１という規則で振幅ビットを判定す
る。
ルのベースバンド信号は、アナログ・ディジタル変換手
段１２でディジタルデータに変換される。このディジタ
ルデータＩn＝Ｒn・cos(φn) 、Ｑn＝Ｒn・sin(φn)
は、遅延手段１３で１タイムスロット遅延してＩn-1＝
Ｒn-1・cos(φn-1), Ｑn-1＝Ｒn-1・sin(φn-1)とな
る。時系列ｎでの振幅成分をＲn とすれば、 Ｒn 2＝Ｉn 2＋Ｑn 2 …(6) Ｒn-1 2＝Ｉn-1 2＋Ｑn-1 2 …(7) となり、相対振幅αは、 α＝Ｒn 2／Ｒn-1 2 …(8) となるので、相対振幅検出手段１４ではこの値を閾値を
設けて判定する。閾値をｋとすると、図６のスター型16
値ＱＡＭにおいて、たとえばｋ-1＜α＜ｋの場合には振
幅符号ビット＝０、α＜ｋ-1あるいはα＞ｋの場合には
振幅符号ビット＝１という規則で振幅ビットを判定す
る。
【００２０】位相差検出手段１５では、 cos(φn−φn-1)＝（Ｉn 2・Ｉn-1 2＋Ｑn 2・Ｑn-1 2）／Ｒn・Ｒn-1 …(9) sin(φn−φn-1)＝（Ｑn 2・Ｉn-1 2−Ｉn 2・Ｑn-1 2）／Ｒn・Ｒn-1 …(10) の演算を行ってＩ，Ｑチャネルの位相差データを計算す
る。クロック位相同期手段１６は、この位相差データを
用いて再生クロックを生成する。
る。クロック位相同期手段１６は、この位相差データを
用いて再生クロックを生成する。
【００２１】このとき、自動利得制御増幅器のダイナミ
ックレンジが受信信号のレベル変化に追従できなくて、
仮にＲn-1 2のレベルが落ち込んだ場合でも、Ｒn 2で同様
にレベルが落ち込むので、相対振幅で符号の変化を判定
すれば自動利得制御増幅器のダイナミックレンジ等に十
分な性能が得られなくてもフェージングの影響を軽減す
ることができる。
ックレンジが受信信号のレベル変化に追従できなくて、
仮にＲn-1 2のレベルが落ち込んだ場合でも、Ｒn 2で同様
にレベルが落ち込むので、相対振幅で符号の変化を判定
すれば自動利得制御増幅器のダイナミックレンジ等に十
分な性能が得られなくてもフェージングの影響を軽減す
ることができる。
【００２２】
【実施例】図２は、本発明の復調器の実施例構成を示す
ブロック図である。図において、変調信号入力端子２０
１に入力した変調信号は、ハイブリッド４０２、ミクサ
４０３，４０４、90度移相器４０５で構成される直交検
波器に取り込まれ、局部発振器２０２が出力する局部発
振信号によってＩチャネルおよびＱチャネルの各ベース
バンド信号に変換される。各ベースバンド信号は、それ
ぞれ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４０７，４０８で高調
波成分が除去され、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）４０９，４１０を介してディジタルデータに変換さ
れる。このディジタルデータを１タイムスロット遅延さ
せる遅延手段は、シンボル周波数に対して高速のクロッ
クで駆動されるシフトレジスタ２０３，２０４で構成さ
れる。
ブロック図である。図において、変調信号入力端子２０
１に入力した変調信号は、ハイブリッド４０２、ミクサ
４０３，４０４、90度移相器４０５で構成される直交検
波器に取り込まれ、局部発振器２０２が出力する局部発
振信号によってＩチャネルおよびＱチャネルの各ベース
バンド信号に変換される。各ベースバンド信号は、それ
ぞれ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４０７，４０８で高調
波成分が除去され、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ）４０９，４１０を介してディジタルデータに変換さ
れる。このディジタルデータを１タイムスロット遅延さ
せる遅延手段は、シンボル周波数に対して高速のクロッ
クで駆動されるシフトレジスタ２０３，２０４で構成さ
れる。
【００２３】位相差検出手段１５は、アナログ・ディジ
タル変換器４０９，４１０から出力されるディジタルデ
ータＩn ，Ｑn と、シフトレジスタ２０３，２０４から
出力されるディジタルデータＩn-1 ，Ｑn-1 とを入力
し、乗算器および加算器を用いて (9)式および(10)式の
演算を行って各位相差データを出力する。相対振幅検出
手段１４は、２種類のＲＯＭとラッチで構成される。初
段の２個のＲＯＭ２０５，２０６は、 Ｒn ＝（Ｉn 2＋Ｑn 2）1/2 …(11) Ｒn-1＝（Ｉn-1 2＋Ｑn-1 2）1/2 …(12) を計算し、ラッチ２０７，２０８を介して次段のＲＯＭ
２０９に与える。ＲＯＭ２０９では、 (8)式に基づいて
α＝Ｒn 2／Ｒn-1 2を計算し、振幅ビットの判定を行う。
クロック位相同期手段１６は、通常用いられるＤＰＬＬ
（Digital Phase-Lock Loop)型のクロック位相同期回路
が用いられる。データ識別手段１７は、クロック位相同
期手段１６で得られた再生クロックを用いて、位相差デ
ータおよび振幅ビットの符号判定を行う。データ復号手
段１８は、識別された符号判定された位相成分のビット
および振幅成分のビットを送信側の順序に合わせてシリ
アルデータに変換し、データ出力端子２１０に出力す
る。
タル変換器４０９，４１０から出力されるディジタルデ
ータＩn ，Ｑn と、シフトレジスタ２０３，２０４から
出力されるディジタルデータＩn-1 ，Ｑn-1 とを入力
し、乗算器および加算器を用いて (9)式および(10)式の
演算を行って各位相差データを出力する。相対振幅検出
手段１４は、２種類のＲＯＭとラッチで構成される。初
段の２個のＲＯＭ２０５，２０６は、 Ｒn ＝（Ｉn 2＋Ｑn 2）1/2 …(11) Ｒn-1＝（Ｉn-1 2＋Ｑn-1 2）1/2 …(12) を計算し、ラッチ２０７，２０８を介して次段のＲＯＭ
２０９に与える。ＲＯＭ２０９では、 (8)式に基づいて
α＝Ｒn 2／Ｒn-1 2を計算し、振幅ビットの判定を行う。
クロック位相同期手段１６は、通常用いられるＤＰＬＬ
（Digital Phase-Lock Loop)型のクロック位相同期回路
が用いられる。データ識別手段１７は、クロック位相同
期手段１６で得られた再生クロックを用いて、位相差デ
ータおよび振幅ビットの符号判定を行う。データ復号手
段１８は、識別された符号判定された位相成分のビット
および振幅成分のビットを送信側の順序に合わせてシリ
アルデータに変換し、データ出力端子２１０に出力す
る。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の復調器で
はスター型マッピングを用いて振幅成分と位相成分に情
報をのせ、位相成分の復調にはフェージングに対して耐
力のある遅延検波を用いることができる。また、振幅成
分の検出では相対振幅を検出することにより、広いダイ
ナミックレンジを有する自動利得制御増幅器を用いなく
ても、精度よく振幅成分を検出することができ、良好な
復調処理を実現することができる。
はスター型マッピングを用いて振幅成分と位相成分に情
報をのせ、位相成分の復調にはフェージングに対して耐
力のある遅延検波を用いることができる。また、振幅成
分の検出では相対振幅を検出することにより、広いダイ
ナミックレンジを有する自動利得制御増幅器を用いなく
ても、精度よく振幅成分を検出することができ、良好な
復調処理を実現することができる。
【図１】本発明復調器の基本構成を示すブロック図。
【図２】本発明の復調器の実施例構成を示すブロック
図。
図。
【図３】従来の Rectangular型16値ＱＡＭの信号マッピ
ングを示す図。
ングを示す図。
【図４】従来の Rectangular型16値ＱＡＭの同期検波器
の構成例を示すブロック図。
の構成例を示すブロック図。
【図５】フェージング歪を補償する従来の Rectangular
型16値ＱＡＭの準同期検波器の構成例を示すブロック
図。
型16値ＱＡＭの準同期検波器の構成例を示すブロック
図。
【図６】スター型16値ＱＡＭの信号マッピングを示す
図。
図。
【符号の説明】 １１ 直交検波手段 １２ アナログ・ディジタル変換手段 １３ 遅延手段 １４ 相対振幅検出手段 １５ 位相差検出手段 １６ クロック位相同期手段 １７ データ識別手段 １８ データ復号手段 ２０１ 変調信号入力端子 ２０２ 局部発振器 ２０３，２０４ シフトレジスタ ２０５，２０６，２０９ ＲＯＭ ２０７，２０８ ラッチ ２１０ データ出力端子 ４０１ 変調信号入力端子 ４０２ ハイブリッド ４０３，４０４ ミクサ ４０５ 90度移相器 ４０６ 局部発振器（ＶＣＯ） ４０７，４０８ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ４０９，４１０ アナログ・ディジタル変換器（Ａ／
Ｄ） ４１２ 識別回路 ４１３ ４逓倍回路 ４１４ 位相判定回路 ４１５ ＡＭ処理回路 ４１６ 加算回路 ４１７ 減算回路 ４１８，４１９ 乗算回路 ４２０ 加算回路 ４２１ ループフィルタ ４２２ データ出力端子 ５０１ 局部発振器 ５０２ クロック位相同期回路 ５０３ フレーム同期回路 ５０４ 遅延回路 ５０５〜５０７ 乗算器 ５０８ 重み付け係数ＲＯＭ ５０９ 加算器 ５１０ 最適利得算出回路 ５１１，５１２ 遅延回路 ５１３，５１４ 乗算器 ５１５，５１６ 識別回路
Ｄ） ４１２ 識別回路 ４１３ ４逓倍回路 ４１４ 位相判定回路 ４１５ ＡＭ処理回路 ４１６ 加算回路 ４１７ 減算回路 ４１８，４１９ 乗算回路 ４２０ 加算回路 ４２１ ループフィルタ ４２２ データ出力端子 ５０１ 局部発振器 ５０２ クロック位相同期回路 ５０３ フレーム同期回路 ５０４ 遅延回路 ５０５〜５０７ 乗算器 ５０８ 重み付け係数ＲＯＭ ５０９ 加算器 ５１０ 最適利得算出回路 ５１１，５１２ 遅延回路 ５１３，５１４ 乗算器 ５１５，５１６ 識別回路
Claims (1)
- 【請求項１】 受信変調信号を直交検波し、Ｉチャネル
およびＱチャネルのベースバンド信号に変換する直交検
波手段と、 前記各ベースバンド信号をディジタルデータに変換する
アナログ・ディジタル変換手段と、 前記各ディジタルデータを１タイムスロット遅延させる
遅延手段と、 前記各ディジタルデータの１シンボル前のデータとの相
対振幅を計算し、この相対振幅がＩ，Ｑ平面上で所定の
円周で示される閾値の内外のいずれにあるかを判定した
振幅情報を出力する相対振幅検出手段と、 前記アナログ・ディジタル変換手段から出力される各デ
ィジタルデータと、前記遅延手段から出力される１タイ
ムスロット遅延させた各ディジタルデータとの位相差情
報を検出する位相差検出手段と、 前記位相差検出手段の出力データからデータ識別に用い
る再生クロックを生成するクロック位相同期手段と、 前記再生クロックにより前記相対振幅検出手段から出力
される振幅情報および前記位相差検出手段から出力され
る位相差情報の各符号を判定するデータ識別手段と、 前記データ識別手段から出力される符号データを用いて
復号処理を行うデータ復号手段とを備えたことを特徴と
する復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4172951A JPH0621992A (ja) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | 復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4172951A JPH0621992A (ja) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | 復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621992A true JPH0621992A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=15951386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4172951A Pending JPH0621992A (ja) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | 復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0621992A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115243A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | National Institute Of Information & Communication Technology | 送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法 |
| WO2010001850A1 (ja) | 2008-06-30 | 2010-01-07 | ダイキン工業株式会社 | リチウム二次電池 |
| WO2010004952A1 (ja) | 2008-07-09 | 2010-01-14 | ダイキン工業株式会社 | 非水系電解液 |
| WO2010013739A1 (ja) | 2008-07-30 | 2010-02-04 | ダイキン工業株式会社 | リチウム二次電池の電解質塩溶解用溶媒 |
| JP2010183517A (ja) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 光通信受信機 |
| WO2012002037A1 (ja) | 2010-06-30 | 2012-01-05 | ダイキン工業株式会社 | 電極用バインダー組成物 |
| WO2012053395A1 (ja) | 2010-10-19 | 2012-04-26 | ダイキン工業株式会社 | 非水電解液 |
| WO2013051634A1 (ja) | 2011-10-04 | 2013-04-11 | ダイキン工業株式会社 | 非水電解液及び電池 |
| WO2013051635A1 (ja) | 2011-10-03 | 2013-04-11 | ダイキン工業株式会社 | 電池及び非水電解液 |
| EP3435472A1 (en) | 2014-07-07 | 2019-01-30 | Daikin Industries, Ltd. | Liquid electrolyte comprising an alkali metal salt of a phosphate compound |
| EP3509156A1 (en) | 2014-07-16 | 2019-07-10 | Daikin Industries, Ltd. | Electrolyte solution |
| EP3667804A1 (en) | 2014-11-21 | 2020-06-17 | Daikin Industries, Limited | Electrolyte solution containing unsaturated cyclic carbonates, electrochemical device and lithium-ion secondary battery comprising the same |
-
1992
- 1992-06-30 JP JP4172951A patent/JPH0621992A/ja active Pending
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006115243A (ja) * | 2004-10-15 | 2006-04-27 | National Institute Of Information & Communication Technology | 送信機、受信機、送信方法、受信方法、通信システムおよび送受信方法 |
| WO2010001850A1 (ja) | 2008-06-30 | 2010-01-07 | ダイキン工業株式会社 | リチウム二次電池 |
| WO2010004952A1 (ja) | 2008-07-09 | 2010-01-14 | ダイキン工業株式会社 | 非水系電解液 |
| WO2010013739A1 (ja) | 2008-07-30 | 2010-02-04 | ダイキン工業株式会社 | リチウム二次電池の電解質塩溶解用溶媒 |
| JP2010183517A (ja) * | 2009-02-09 | 2010-08-19 | Mitsubishi Electric Corp | 光通信受信機 |
| WO2012002037A1 (ja) | 2010-06-30 | 2012-01-05 | ダイキン工業株式会社 | 電極用バインダー組成物 |
| WO2012053395A1 (ja) | 2010-10-19 | 2012-04-26 | ダイキン工業株式会社 | 非水電解液 |
| WO2013051635A1 (ja) | 2011-10-03 | 2013-04-11 | ダイキン工業株式会社 | 電池及び非水電解液 |
| WO2013051634A1 (ja) | 2011-10-04 | 2013-04-11 | ダイキン工業株式会社 | 非水電解液及び電池 |
| EP3435472A1 (en) | 2014-07-07 | 2019-01-30 | Daikin Industries, Ltd. | Liquid electrolyte comprising an alkali metal salt of a phosphate compound |
| EP3509156A1 (en) | 2014-07-16 | 2019-07-10 | Daikin Industries, Ltd. | Electrolyte solution |
| EP3686205A1 (en) | 2014-07-16 | 2020-07-29 | Daikin Industries, Limited | Method for producing alkali metal sulfate salt |
| EP3667804A1 (en) | 2014-11-21 | 2020-06-17 | Daikin Industries, Limited | Electrolyte solution containing unsaturated cyclic carbonates, electrochemical device and lithium-ion secondary battery comprising the same |
| EP3750884A1 (en) | 2014-11-21 | 2020-12-16 | Daikin Industries, Ltd. | Novel fluorinated unsaturated cyclic carbonate and process for producing the same |
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