JP2787607B2 - Ｐｓｋ復調回路 - Google Patents
Ｐｓｋ復調回路Info
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- JP2787607B2 JP2787607B2 JP2059972A JP5997290A JP2787607B2 JP 2787607 B2 JP2787607 B2 JP 2787607B2 JP 2059972 A JP2059972 A JP 2059972A JP 5997290 A JP5997290 A JP 5997290A JP 2787607 B2 JP2787607 B2 JP 2787607B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 多相PSK信号を復調するPSK復調信号に関し、 多相PSK信号を復調すると共に、等化器や交差偏波間
干渉補償器等を制御する制御信号を出力し得るようにす
ることを目的とし、 受信PSK信号の搬送波に位相同期した搬送波を再生す
る搬送波再生部と、該搬送波再生部からの搬送波により
前記受信PSK信号をI,Qチャネルの直交信号に復調する直
交復調部と、前記I,Qチャネルの直交信号をディジタル
信号に変換するAD変換部と、該AD変換部により変換され
たディジタル信号を基にデータを再生する信号処理部
と、前記I,Qチャネル対応の信号点について誤差判定領
域を設定し、該誤差判定領域について前記ディジタル信
号の誤差判定を行って、前記搬送波再生部及び等化器等
へ加える制御信号を出力する制御部とを備えて構成し
た。
干渉補償器等を制御する制御信号を出力し得るようにす
ることを目的とし、 受信PSK信号の搬送波に位相同期した搬送波を再生す
る搬送波再生部と、該搬送波再生部からの搬送波により
前記受信PSK信号をI,Qチャネルの直交信号に復調する直
交復調部と、前記I,Qチャネルの直交信号をディジタル
信号に変換するAD変換部と、該AD変換部により変換され
たディジタル信号を基にデータを再生する信号処理部
と、前記I,Qチャネル対応の信号点について誤差判定領
域を設定し、該誤差判定領域について前記ディジタル信
号の誤差判定を行って、前記搬送波再生部及び等化器等
へ加える制御信号を出力する制御部とを備えて構成し
た。
本発明は、多相PSK信号、特に、８相PSK信号を復調す
るPSK復調回路に関するものである。
るPSK復調回路に関するものである。
PSK（Phase Shift Keying）信号は、搬送波位相を伝
送情報によってシフトした信号であり、変調位相を２
相,4相,8相,16相或いは更に多相とすることができるも
のであるが、４相PSK又は８相PSKが比較的多く利用され
ている。このようなPSK信号を受信して復調する受信側
に於いては、波形歪を補償する為の等化器や、交差偏波
による干渉を補償する為の干渉補償器等が設けられるも
のであり、これらを高精度に制御して復調することが要
望されている。
送情報によってシフトした信号であり、変調位相を２
相,4相,8相,16相或いは更に多相とすることができるも
のであるが、４相PSK又は８相PSKが比較的多く利用され
ている。このようなPSK信号を受信して復調する受信側
に於いては、波形歪を補償する為の等化器や、交差偏波
による干渉を補償する為の干渉補償器等が設けられるも
のであり、これらを高精度に制御して復調することが要
望されている。
４相PSK信号は、２系統のデータを22＝４個の信号と
なるように位相シフトしたもので、各信号点は90゜の位
相差を有し、又８相PSK信号は、３系統のデータを23＝
８個の信号点となるように位相シフトしたものであり、
各信号点は45゜の位相差を有することになる。又16相PS
K信号は、４系統のデータを24＝16個の信号点となるよ
うに位相シフトしたもので、各信号点は22.5゜の位相差
を有するものとなる。
なるように位相シフトしたもので、各信号点は90゜の位
相差を有し、又８相PSK信号は、３系統のデータを23＝
８個の信号点となるように位相シフトしたものであり、
各信号点は45゜の位相差を有することになる。又16相PS
K信号は、４系統のデータを24＝16個の信号点となるよ
うに位相シフトしたもので、各信号点は22.5゜の位相差
を有するものとなる。
前述の８相PSK信号を得る場合、第10図に示す変調回
路が知られており、71は和分論理回路、72は３系統の信
号を４個の信号に変換する３−４の変換回路、73は４個
の信号を基にI,Qの直交信号を求めるベースバンド処理
回路、74,75はフィルタ、76は直交変調回路、77はイン
バータ、78〜81は排他的オア回路、101〜103は加算器、
104〜106は１ビットの遅延回路、107,108はリードオン
リメモリ（ROM）、109,110はDA変換器である。
路が知られており、71は和分論理回路、72は３系統の信
号を４個の信号に変換する３−４の変換回路、73は４個
の信号を基にI,Qの直交信号を求めるベースバンド処理
回路、74,75はフィルタ、76は直交変調回路、77はイン
バータ、78〜81は排他的オア回路、101〜103は加算器、
104〜106は１ビットの遅延回路、107,108はリードオン
リメモリ（ROM）、109,110はDA変換器である。
又第11図は８相PSK信号の従来例の復調回路の要部ブ
ロック図であり、82は直交復調部、83は信号処理回路、
84は４−３の変換回路、85は差分論理回路、86,87は非
反転及び反転信号を出力する演算増幅器、111〜113は排
他的オア回路、114〜116は１ビットの遅延回路、117〜1
19は減算器である。
ロック図であり、82は直交復調部、83は信号処理回路、
84は４−３の変換回路、85は差分論理回路、86,87は非
反転及び反転信号を出力する演算増幅器、111〜113は排
他的オア回路、114〜116は１ビットの遅延回路、117〜1
19は減算器である。
３系統のデータD1〜D3は、例えば、直列データを３並
列に変換したもの、或いは３チャネルのデータとするこ
とができるものであり、変調回路に於いては、第10図に
示すように、データD1〜D3が加算器101〜103と遅延回路
104〜106とからなる和分論理回路71に加えられ、入力さ
れたデータと１ビット前のデータとが加算されて出力さ
れ、受信側に於ける再生搬送波の位相不確定性を除く為
の和分演算が行われて変換回路72に加えられる。
列に変換したもの、或いは３チャネルのデータとするこ
とができるものであり、変調回路に於いては、第10図に
示すように、データD1〜D3が加算器101〜103と遅延回路
104〜106とからなる和分論理回路71に加えられ、入力さ
れたデータと１ビット前のデータとが加算されて出力さ
れ、受信側に於ける再生搬送波の位相不確定性を除く為
の和分演算が行われて変換回路72に加えられる。
変換回路72に於ける排他的オア回路78,79はグレイ符
号化を行う為のものであり、又インバータ77とは排他的
オア回路80,81により、３−４変換が行われてベースバ
ンド処理回路73に加えられる。
号化を行う為のものであり、又インバータ77とは排他的
オア回路80,81により、３−４変換が行われてベースバ
ンド処理回路73に加えられる。
このインバータ77と排他的オア回路78〜81からなる変
換回路72の入力信号a1〜a3と出力信号b1〜b4との関係を
次に示す。
換回路72の入力信号a1〜a3と出力信号b1〜b4との関係を
次に示す。
ベースバンド処理回路73は、変換回路72出力信号b1,b
2を直交位相のＩチャネルの信号とし、又出力信号b3,b4
を直交位相のＱチャネルの信号とし、８相PSK信号の同
一円上の等間隔の８個の信号点を表す電圧値に変換する
もので、リードオンリメモリ107,108を用いた場合を示
す。即ち、変換回路72の出力信号b1,b2をリードオンリ
メモリ107のアドレスとして加え、又出力信号b3,b4をリ
ードオンリメモリ108のアドレスとして加え、それぞれ
読出されたデータをDA変換器109,110により、直交位相
のI,Qチャネルの信号点として表すアナログの電圧値に
変換する。この場合、演算増幅器等と可変抵抗等とを用
いた構成によって、変換回路72の出力信号b1〜b4に対応
する電圧値に変換することも可能である。
2を直交位相のＩチャネルの信号とし、又出力信号b3,b4
を直交位相のＱチャネルの信号とし、８相PSK信号の同
一円上の等間隔の８個の信号点を表す電圧値に変換する
もので、リードオンリメモリ107,108を用いた場合を示
す。即ち、変換回路72の出力信号b1,b2をリードオンリ
メモリ107のアドレスとして加え、又出力信号b3,b4をリ
ードオンリメモリ108のアドレスとして加え、それぞれ
読出されたデータをDA変換器109,110により、直交位相
のI,Qチャネルの信号点として表すアナログの電圧値に
変換する。この場合、演算増幅器等と可変抵抗等とを用
いた構成によって、変換回路72の出力信号b1〜b4に対応
する電圧値に変換することも可能である。
第12図は前述の〜に示す出力信号b1〜b4による信
号点配置の説明図であり、例えば、の信号点は、（b
1,b2）＝10,（b3,b4）＝00の場合であり、又の信号点
は、（b1,b2）＝10,（b3,b4）＝11の場合を示す。
号点配置の説明図であり、例えば、の信号点は、（b
1,b2）＝10,（b3,b4）＝00の場合であり、又の信号点
は、（b1,b2）＝10,（b3,b4）＝11の場合を示す。
このベースバンド処理回路73のアナログ電圧値の出力
信号は、フィルタ74,75を介して直交変調部76に加えら
れ、直交位相の搬送波が変調されて合成され、８相PSK
変調波として送出される。
信号は、フィルタ74,75を介して直交変調部76に加えら
れ、直交位相の搬送波が変調されて合成され、８相PSK
変調波として送出される。
受信側の復調回路に於いては、第11図に示すように、
直交復調部82に於いて直交位相の搬送波により位相検波
されて復調され、I,Qチャネルの信号として信号処理回
路83に加えられる。この信号処理回路83は、演算増幅器
86,87を含む構成によって、I,Q,I＋Q,I−Ｑの４個の出
力信号に変換されて変換回路84に加えられる。即ち、信
号処理回路83からI,Qチャネルの信号と、それらを加算
したＩ＋Ｑの信号と、それらを減算したＩ−Ｑの信号と
を出力する。又変換回路84は、送信側の変調回路に於け
る変換回路72と逆の処理により４−３変換を行うもので
ある。
直交復調部82に於いて直交位相の搬送波により位相検波
されて復調され、I,Qチャネルの信号として信号処理回
路83に加えられる。この信号処理回路83は、演算増幅器
86,87を含む構成によって、I,Q,I＋Q,I−Ｑの４個の出
力信号に変換されて変換回路84に加えられる。即ち、信
号処理回路83からI,Qチャネルの信号と、それらを加算
したＩ＋Ｑの信号と、それらを減算したＩ−Ｑの信号と
を出力する。又変換回路84は、送信側の変調回路に於け
る変換回路72と逆の処理により４−３変換を行うもので
ある。
信号処理回路83の出力信号I,Q,I＋Q,I−Ｑを、c2,c1,
c3,c4とし、変換回路84の出力信号をd1,d2,d3とする
と、第12図に示す信号点〜を、同図のI,Q,I＋Q,I−
Ｑの軸を基に識別し、変換回路84により変換すると、次
に示す関係となる。
c3,c4とし、変換回路84の出力信号をd1,d2,d3とする
と、第12図に示す信号点〜を、同図のI,Q,I＋Q,I−
Ｑの軸を基に識別し、変換回路84により変換すると、次
に示す関係となる。
従って、送信側の信号a1〜a3は、受信側の信号d1〜d3
として再生される。この場合、送信側の信号点配置と受
信側の信号点配置とが同一、即ち、搬送波位相が同一の
場合を示す。なお、搬送波位相が相違する場合でも、和
分論理回路71と差分論理回路85とによる差動論理によっ
て正しく復調されることが知られている。即ち、差分論
理回路85は、遅延回路114〜116と演算器117〜119とによ
り構成され、送信側の和分論理回路71と逆の論理処理に
よって、再生搬送波の位相不確定性が除かれ、送信側と
同一の３系統のデータD1〜D3を再生することができる。
として再生される。この場合、送信側の信号点配置と受
信側の信号点配置とが同一、即ち、搬送波位相が同一の
場合を示す。なお、搬送波位相が相違する場合でも、和
分論理回路71と差分論理回路85とによる差動論理によっ
て正しく復調されることが知られている。即ち、差分論
理回路85は、遅延回路114〜116と演算器117〜119とによ
り構成され、送信側の和分論理回路71と逆の論理処理に
よって、再生搬送波の位相不確定性が除かれ、送信側と
同一の３系統のデータD1〜D3を再生することができる。
前述の和分論理及び差分論理については、例えば、
「昭和59年５月25日株式会社 企画センター 発行 桑
原守二監修“ディジタルマイクロ波通信”、第106頁〜
第107頁」にも説明されている。
「昭和59年５月25日株式会社 企画センター 発行 桑
原守二監修“ディジタルマイクロ波通信”、第106頁〜
第107頁」にも説明されている。
無線通信システム等に於いて、受信信号波形歪を補正
して誤り率を改善する為に、例えば、トランスバーサル
型等化器が設けられている。又電波の有効利用を図る
為、同一無線周波数の水平偏波と垂直偏波とを用いる交
差偏波方式が知られており、このような交差偏波方式に
於いては、受信変調波の偏波面が回転して一方から他方
へ干渉することがあり、この干渉を除く為に、交差偏波
間干渉補償器が設けられている。
して誤り率を改善する為に、例えば、トランスバーサル
型等化器が設けられている。又電波の有効利用を図る
為、同一無線周波数の水平偏波と垂直偏波とを用いる交
差偏波方式が知られており、このような交差偏波方式に
於いては、受信変調波の偏波面が回転して一方から他方
へ干渉することがあり、この干渉を除く為に、交差偏波
間干渉補償器が設けられている。
前述のトランスバーサル型等化器や交差偏波間干渉補
償器を制御する為には、識別データを基に誤差信号や誤
差極性信号等を得ることになるが、第11図に示すような
従来例の復調回路に於いては、その制御信号を得ること
が非常に困難であった。
償器を制御する為には、識別データを基に誤差信号や誤
差極性信号等を得ることになるが、第11図に示すような
従来例の復調回路に於いては、その制御信号を得ること
が非常に困難であった。
本発明は、多相PSK信号を復調すると共に、等化器や
交差偏波間干渉補償器等を制御する制御信号を得ること
を目的とするものである。
交差偏波間干渉補償器等を制御する制御信号を得ること
を目的とするものである。
〔課題を解決するための手段〕 本発明のPSK復調回路は、信号点を直交軸の二次元で
表し、各信号点の領域判定により制御信号を求めるもの
であり、第１図を参照して説明する。
表し、各信号点の領域判定により制御信号を求めるもの
であり、第１図を参照して説明する。
制御信号によって制御されて受信PSK信号の搬送波に
位相同期した搬送波を再生するベースバンド処理型の搬
送波再生部１と、その搬送波再生部１からの搬送波によ
り受信PSK信号をI,Qチャネルの直交信号に復調する直交
復調部２と、I,Qチャネルの直交信号をディジタル信号
に変換するAD変換部３と、このAD変換部３により変換さ
れたディジタル信号を基にデータを再生する信号処理部
４と、I,Qチャネル対応の基準信号点に対する前記ディ
ジタル信号により表される信号の誤差を、Ｉ軸とＱ軸と
Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とによりそれぞれ囲まれる領域内の
前記基準信号点の両側を異なる極性とした誤差判定領域
を設定して、搬送波再生部１を制御する制御信号を出力
し、且つＩ軸とＱ軸とＩ軸或いはＱ軸に平行の軸とＩ＋
Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とに囲まれ且つ前記基準信号点を境界と
した判定領域を設定して、前記ディジタル信号の等化を
行う等化器を制御する制御信号を出力する制御部５とを
備えているものである。
位相同期した搬送波を再生するベースバンド処理型の搬
送波再生部１と、その搬送波再生部１からの搬送波によ
り受信PSK信号をI,Qチャネルの直交信号に復調する直交
復調部２と、I,Qチャネルの直交信号をディジタル信号
に変換するAD変換部３と、このAD変換部３により変換さ
れたディジタル信号を基にデータを再生する信号処理部
４と、I,Qチャネル対応の基準信号点に対する前記ディ
ジタル信号により表される信号の誤差を、Ｉ軸とＱ軸と
Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とによりそれぞれ囲まれる領域内の
前記基準信号点の両側を異なる極性とした誤差判定領域
を設定して、搬送波再生部１を制御する制御信号を出力
し、且つＩ軸とＱ軸とＩ軸或いはＱ軸に平行の軸とＩ＋
Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とに囲まれ且つ前記基準信号点を境界と
した判定領域を設定して、前記ディジタル信号の等化を
行う等化器を制御する制御信号を出力する制御部５とを
備えているものである。
搬送波再生部１は、電圧制御発振器等を含み、受信PS
K信号の搬送波に位相同期した搬送波を再生するもの
で、この再生搬送波は直交復調部２に加えられる。直交
復調部２に於いては、相互に90゜位相の再生搬送波を用
いて受信PSK信号の位相検波が行われ、I,Qチャネルの直
交信号に復調される。この直交信号はAD変換部３に於い
て例えば８ビットのディジタル信号に変換されて信号処
理部４に加えられる。
K信号の搬送波に位相同期した搬送波を再生するもの
で、この再生搬送波は直交復調部２に加えられる。直交
復調部２に於いては、相互に90゜位相の再生搬送波を用
いて受信PSK信号の位相検波が行われ、I,Qチャネルの直
交信号に復調される。この直交信号はAD変換部３に於い
て例えば８ビットのディジタル信号に変換されて信号処
理部４に加えられる。
信号処理部４はディジタル処理によりデータを再生す
るものであり、制御部５は、I,Qチャネル対応の信号点
について誤差判定領域を設定し、この誤差判定領域を基
にI,Qチャネルのディジタル信号の誤差判定を行うもの
である。この判定結果による誤差極性や誤差量の平均値
を、搬送波再生回路や等化器等へ加える制御信号とする
ことになる。
るものであり、制御部５は、I,Qチャネル対応の信号点
について誤差判定領域を設定し、この誤差判定領域を基
にI,Qチャネルのディジタル信号の誤差判定を行うもの
である。この判定結果による誤差極性や誤差量の平均値
を、搬送波再生回路や等化器等へ加える制御信号とする
ことになる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説
明する。
明する。
第２図は本発明の一実施例のブロック図であり、この
実施例は、８相PSK信号を受信して復調し、アナログ処
理のトランスバーサル型等化器を用いた場合を示し、11
は搬送波再生回路、12は直交復調部、13,14はフィル
タ、15はトランスバーサル型の等化器、16,17はAD変換
器（A/D）、18はI,Qの直交信号をI,Q,I＋Q,I−Ｑの信号
に変換して出力する信号処理部、19は４−３変換部、20
は差分論理回路、21は制御回路、22は等化制御回路、23
は搬送波再生制御回路である。
実施例は、８相PSK信号を受信して復調し、アナログ処
理のトランスバーサル型等化器を用いた場合を示し、11
は搬送波再生回路、12は直交復調部、13,14はフィル
タ、15はトランスバーサル型の等化器、16,17はAD変換
器（A/D）、18はI,Qの直交信号をI,Q,I＋Q,I−Ｑの信号
に変換して出力する信号処理部、19は４−３変換部、20
は差分論理回路、21は制御回路、22は等化制御回路、23
は搬送波再生制御回路である。
受信した８相PSK信号が直交変調部12に加えられ、こ
のPSK信号の搬送波位相に同期した搬送波が搬送波再生
回路11から再生されて直交変調部12に加えられ、相互に
90゜位相の再生搬送波によって、受信PSK信号がI,Qチャ
ネルの直交信号に復調され、フィルタ13,14を介してト
ランスバーサル型の等化器15に加えられる。この等化器
15により波形等化されたI,Qチャネルの信号は、AD変換
器16,17により例えば８ビットで振幅値を示すディジタ
ル信号に変換されて、信号処理部18に加えられる。
のPSK信号の搬送波位相に同期した搬送波が搬送波再生
回路11から再生されて直交変調部12に加えられ、相互に
90゜位相の再生搬送波によって、受信PSK信号がI,Qチャ
ネルの直交信号に復調され、フィルタ13,14を介してト
ランスバーサル型の等化器15に加えられる。この等化器
15により波形等化されたI,Qチャネルの信号は、AD変換
器16,17により例えば８ビットで振幅値を示すディジタ
ル信号に変換されて、信号処理部18に加えられる。
信号処理部18は、ディジタル処理によりI,Qチャネル
のディジタル信号を、I,Q,I＋Q,I−Ｑ軸を基にした４個
の信号に変換し、４−３変換部19は、この４個の信号を
８相PSK信号の信号点に対応した３個の信号に変換し、
差分論理回路20は、差分論理処理により信号点間の位相
差を基に、送信側と同一のデータD1〜D3を再生して出力
する。この場合の信号処理部18,4−３変換部19及び差分
論理回路20は、従来例の第11図の信号処理部83,変換回
路84及び差分論理回路85と同一の構成とすることができ
る。従って、重複した説明は省略する。
のディジタル信号を、I,Q,I＋Q,I−Ｑ軸を基にした４個
の信号に変換し、４−３変換部19は、この４個の信号を
８相PSK信号の信号点に対応した３個の信号に変換し、
差分論理回路20は、差分論理処理により信号点間の位相
差を基に、送信側と同一のデータD1〜D3を再生して出力
する。この場合の信号処理部18,4−３変換部19及び差分
論理回路20は、従来例の第11図の信号処理部83,変換回
路84及び差分論理回路85と同一の構成とすることができ
る。従って、重複した説明は省略する。
又制御回路21は、信号処理部18の出力信号を基に等化
制御回路22及び搬送波再生回路23を制御するもので、等
化制御回路22からの誤差信号ｅと誤差極性信号ｐとが等
化器15に加えられ、タップ係数制御等によりフィルタ1
3,14の出力信号が等化される。又搬送波再生制御回路23
から位相誤差信号crが搬送波再生回路11に加えられ、直
交復調部12に加えられる再生搬送波の位相が制御され
る。
制御回路22及び搬送波再生回路23を制御するもので、等
化制御回路22からの誤差信号ｅと誤差極性信号ｐとが等
化器15に加えられ、タップ係数制御等によりフィルタ1
3,14の出力信号が等化される。又搬送波再生制御回路23
から位相誤差信号crが搬送波再生回路11に加えられ、直
交復調部12に加えられる再生搬送波の位相が制御され
る。
第３図は制御機能ブロック図であり、31は判定回路、
32は信号処理回路、33は演算回路、34は等化制御回路、
35は搬送波再生制御回路である。I,Qチャネルの信号
は、第２図のAD変換器16,17に相当する判定回路31によ
りレベル判定され、第２図の信号処理部18,4−３変換部
19及び差分論理回路20を含む信号処理回路32により送信
側と同一のデータD1〜D3が再生される。
32は信号処理回路、33は演算回路、34は等化制御回路、
35は搬送波再生制御回路である。I,Qチャネルの信号
は、第２図のAD変換器16,17に相当する判定回路31によ
りレベル判定され、第２図の信号処理部18,4−３変換部
19及び差分論理回路20を含む信号処理回路32により送信
側と同一のデータD1〜D3が再生される。
又第２図の信号処理部18と制御回路21との演算機能を
含む演算回路33は、I,Qチャネルの信号を基に、（Ｉ＋
Ｑ），（Ｉ−Ｑ），〔Ｉ＋（I/4）−（Q/2）〕，〔Ｑ＋
（Q/4）−（I/2）〕を求め、等化制御回路34に於いて
は、I,Q,I＋Q,I−Ｑとの信号を基に、誤差極性信号ｐと
誤差信号ｅとを求める。又搬送波再生制御回路35は、I,
Q,（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ−Ｑ），〔Ｉ＋（I/4）−（Q/
2）〕，〔Ｑ＋（Q/4）−（I/2）〕との信号により位相
誤差信号crを求める。
含む演算回路33は、I,Qチャネルの信号を基に、（Ｉ＋
Ｑ），（Ｉ−Ｑ），〔Ｉ＋（I/4）−（Q/2）〕，〔Ｑ＋
（Q/4）−（I/2）〕を求め、等化制御回路34に於いて
は、I,Q,I＋Q,I−Ｑとの信号を基に、誤差極性信号ｐと
誤差信号ｅとを求める。又搬送波再生制御回路35は、I,
Q,（Ｉ＋Ｑ），（Ｉ−Ｑ），〔Ｉ＋（I/4）−（Q/
2）〕，〔Ｑ＋（Q/4）−（I/2）〕との信号により位相
誤差信号crを求める。
第４図及び第５図は判定領域説明図であり、第４図は
Ｉ軸と平行の軸線Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とにより囲まれて
斜線を施した領域を＋極性の判定領域とすると、斜線を
施していない領域が−極性の判定領域となる。同様に、
第５図は、Ｑ軸と平行の軸線とＩ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とに
より囲まれて斜線を施した領域を＋極性とすると、斜線
を施していない領域が−極性となる。８相PSK信号の場
合、同一円上に×印で示す８個の信号点が等間隔に形成
されることになり、等化制御回路34に於いて、Ｉチャネ
ルの信号とＱチャネル信号とに対して、信号点の判定領
域が、第４図に於いては、Ｉ軸とそれに平行な軸とＩ＋
Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とにより囲まれ、且つ×印で示す基準信
号点を境界とした判定領域が図示のように設定されるも
のである。即ち、Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とＩ軸と平行の軸
（Ｉ軸から最も離れた２個の基準信号点を通る軸）との
間に形成されるＩ軸より下方の三角形の領域を＋極性と
すると、この三角形の領域の下方の領域を−極性とし、
又この三角形の領域に対応するＩ軸より上方の三角形の
領域を−極性とすると共に、この−極性の三角形の領域
の上方の領域を＋極性とする。又Ｉ軸と、その下方のＩ
軸に平行な軸（Ｉ軸に近い２個の基準信号点を通る軸）
との間の領域を＋極性とすると、この領域より下方で且
つ前記三角形の領域を除く領域を−極性とし、又Ｉ軸
と、その上方のＩ軸に平行な軸（Ｉ軸に近い２個の基準
信号点を通る軸）との間の領域を−極性とし、且つこの
−極性の領域より上方で且つ前記三角形の領域を除く領
域を＋極性とするものである。
Ｉ軸と平行の軸線Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とにより囲まれて
斜線を施した領域を＋極性の判定領域とすると、斜線を
施していない領域が−極性の判定領域となる。同様に、
第５図は、Ｑ軸と平行の軸線とＩ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とに
より囲まれて斜線を施した領域を＋極性とすると、斜線
を施していない領域が−極性となる。８相PSK信号の場
合、同一円上に×印で示す８個の信号点が等間隔に形成
されることになり、等化制御回路34に於いて、Ｉチャネ
ルの信号とＱチャネル信号とに対して、信号点の判定領
域が、第４図に於いては、Ｉ軸とそれに平行な軸とＩ＋
Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とにより囲まれ、且つ×印で示す基準信
号点を境界とした判定領域が図示のように設定されるも
のである。即ち、Ｉ＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とＩ軸と平行の軸
（Ｉ軸から最も離れた２個の基準信号点を通る軸）との
間に形成されるＩ軸より下方の三角形の領域を＋極性と
すると、この三角形の領域の下方の領域を−極性とし、
又この三角形の領域に対応するＩ軸より上方の三角形の
領域を−極性とすると共に、この−極性の三角形の領域
の上方の領域を＋極性とする。又Ｉ軸と、その下方のＩ
軸に平行な軸（Ｉ軸に近い２個の基準信号点を通る軸）
との間の領域を＋極性とすると、この領域より下方で且
つ前記三角形の領域を除く領域を−極性とし、又Ｉ軸
と、その上方のＩ軸に平行な軸（Ｉ軸に近い２個の基準
信号点を通る軸）との間の領域を−極性とし、且つこの
−極性の領域より上方で且つ前記三角形の領域を除く領
域を＋極性とするものである。
従って、基準信号点に対して復調信号の信号点が例え
ば円の外側に位置する場合、Ｉ軸より上側に於いては＋
極性と判定し、Ｉ軸より下側に於いては−極性と判定す
ることができる。又Ｑ軸に沿って復調信号の信号点が例
えば下側に位置する場合は−極性と判定することができ
る。なお、斜線を施した領域を−極性とし、斜線を施さ
ない領域を＋極性とすることも可能である。
ば円の外側に位置する場合、Ｉ軸より上側に於いては＋
極性と判定し、Ｉ軸より下側に於いては−極性と判定す
ることができる。又Ｑ軸に沿って復調信号の信号点が例
えば下側に位置する場合は−極性と判定することができ
る。なお、斜線を施した領域を−極性とし、斜線を施さ
ない領域を＋極性とすることも可能である。
又第５図に於いては、第４図の判定領域を90度回転し
たパターンに相当する相当領域を示し、例えば、復調信
号の信号点が円の外側に位置する場合、Ｑ軸より左側に
於いては−極性と判定し、右側に於いては＋極性と判定
することができる。又Ｉ軸に沿って復調信号の信号点が
例えば左側に位置する場合は−極性と判定することがで
きる。この第５図に於いても、斜線を施した領域を＋極
性とし、斜線を施さない領域を−極性としているが、そ
れぞれ反対の極性とすることも可能である。
たパターンに相当する相当領域を示し、例えば、復調信
号の信号点が円の外側に位置する場合、Ｑ軸より左側に
於いては−極性と判定し、右側に於いては＋極性と判定
することができる。又Ｉ軸に沿って復調信号の信号点が
例えば左側に位置する場合は−極性と判定することがで
きる。この第５図に於いても、斜線を施した領域を＋極
性とし、斜線を施さない領域を−極性としているが、そ
れぞれ反対の極性とすることも可能である。
又判定領域は、基準信号点を示すI,Q,I＋Q,I−Ｑの各
信号（第２図及び第３図参照）を基に設定できるもので
あり、この設定値と受信復調した各信号との比較を行う
ことにより、誤差極性信号ｐ及び誤差信号ｅを出力する
ことができる。例えば、第４図に於ける信号点（１）が
（１′）のような値の場合には、誤差極性信号ｐは−と
なり、そのずれの量が誤差信号ｅとなる。このずれの量
は、前述のように８ビット構成のディジタル信号とした
場合には、その下位の数ビットを用いて、ずれ量を示す
誤差信号ｅとすることができる。
信号（第２図及び第３図参照）を基に設定できるもので
あり、この設定値と受信復調した各信号との比較を行う
ことにより、誤差極性信号ｐ及び誤差信号ｅを出力する
ことができる。例えば、第４図に於ける信号点（１）が
（１′）のような値の場合には、誤差極性信号ｐは−と
なり、そのずれの量が誤差信号ｅとなる。このずれの量
は、前述のように８ビット構成のディジタル信号とした
場合には、その下位の数ビットを用いて、ずれ量を示す
誤差信号ｅとすることができる。
従って、第３図に於ける等化制御回路34は、入力され
た信号と設定した誤差判定領域（設定した値）とを比較
する比較回路と、基準の信号点の値と比較する比較回路
とにより構成することができ、前述の誤差極性信号ｐと
誤差信号ｅとを得ることができる。
た信号と設定した誤差判定領域（設定した値）とを比較
する比較回路と、基準の信号点の値と比較する比較回路
とにより構成することができ、前述の誤差極性信号ｐと
誤差信号ｅとを得ることができる。
又前述の誤差極性信号ｐと誤差信号ｅとを等化器15の
制御信号とすることができるものであり、等化器15をト
ランスバーサル自動等化器とした場合、周知のように、
誤差信号と極性信号とを入力して、符合間干渉を抑圧す
るようにタップ係数を制御するものであるから、誤差信
号ｅと誤差極性信号ｐとを用いて、トランスバーサル自
動等化器を、誤差信号ｅが零となるように、且つ誤差極
性信号ｐの極性に対応した方向にタップ係数を制御する
ことができる。このようなトランスバーサル自動等化器
については、例えば、「昭和59年５月25日 株式会社
企画センター 発光 桑原守二監修“ディジタルマイク
ロ波通信”、第240頁〜第242頁」にも説明されている。
制御信号とすることができるものであり、等化器15をト
ランスバーサル自動等化器とした場合、周知のように、
誤差信号と極性信号とを入力して、符合間干渉を抑圧す
るようにタップ係数を制御するものであるから、誤差信
号ｅと誤差極性信号ｐとを用いて、トランスバーサル自
動等化器を、誤差信号ｅが零となるように、且つ誤差極
性信号ｐの極性に対応した方向にタップ係数を制御する
ことができる。このようなトランスバーサル自動等化器
については、例えば、「昭和59年５月25日 株式会社
企画センター 発光 桑原守二監修“ディジタルマイク
ロ波通信”、第240頁〜第242頁」にも説明されている。
なお、第６図は16値QAM信号点と誤差判定領域の説明
図であり、16個の信号点について、図示のように、＋，
−の誤差極性の判定領域が設定され、その誤差極性信号
と誤差の大きさを示す誤差信号とにより、等化器等が制
御される。
図であり、16個の信号点について、図示のように、＋，
−の誤差極性の判定領域が設定され、その誤差極性信号
と誤差の大きさを示す誤差信号とにより、等化器等が制
御される。
第７図は搬送波再生制御誤差判定領域説明図であり、
８相PSK信号の信号点を黒丸で示し、例えば、Ｉ軸と
（Ｉ＋Ｑ）軸との中間の〔Ｑ＋（Q/4）−（I/2）〕軸上
に信号点が存在し、Ｉ軸側にずれた時に＋極性、（Ｉ＋
Ｑ）軸側にずれた時に−極性とすることになる。又（Ｉ
＋Ｑ）軸とＱ軸との中間の〔Ｑ＋（I/4）−（Q/2）〕軸
上に信号点が存在し、（Ｉ＋Ｑ）軸側にずれた時に＋極
性、Ｑ軸側にずれた時に−極性となる。
８相PSK信号の信号点を黒丸で示し、例えば、Ｉ軸と
（Ｉ＋Ｑ）軸との中間の〔Ｑ＋（Q/4）−（I/2）〕軸上
に信号点が存在し、Ｉ軸側にずれた時に＋極性、（Ｉ＋
Ｑ）軸側にずれた時に−極性とすることになる。又（Ｉ
＋Ｑ）軸とＱ軸との中間の〔Ｑ＋（I/4）−（Q/2）〕軸
上に信号点が存在し、（Ｉ＋Ｑ）軸側にずれた時に＋極
性、Ｑ軸側にずれた時に−極性となる。
従って、第３図に於ける搬送波再生制御回路35は、入
力された信号と第７図に示す判定領域（設定した値）と
を比較する比較回路等によって構成することができ、第
７図に於いては、基準の信号点から時計方向にずれた時
に＋、反時計方向にずれた時に−とした場合を示し、誤
差量と誤差方向とを含む位相誤差信号crを出力して、搬
送波再生回路11（図２参照）を制御し、再生搬送波の位
相誤差が零となるように制御することができる。
力された信号と第７図に示す判定領域（設定した値）と
を比較する比較回路等によって構成することができ、第
７図に於いては、基準の信号点から時計方向にずれた時
に＋、反時計方向にずれた時に−とした場合を示し、誤
差量と誤差方向とを含む位相誤差信号crを出力して、搬
送波再生回路11（図２参照）を制御し、再生搬送波の位
相誤差が零となるように制御することができる。
搬送波再生回路11としては、既に知られた各種の構成
を適用できるものであり、例えば、ベースバンド信号を
用いるコスタス法による周知の搬送波再生回路を適用す
ることができる。このコスタス法による搬送波再生回路
は、例えば、「昭和60年８月８日 産業図書株式会社
発行 室谷正芳著“ディジタル無線通信”第42頁乃至第
45頁」にも記載されている。
を適用できるものであり、例えば、ベースバンド信号を
用いるコスタス法による周知の搬送波再生回路を適用す
ることができる。このコスタス法による搬送波再生回路
は、例えば、「昭和60年８月８日 産業図書株式会社
発行 室谷正芳著“ディジタル無線通信”第42頁乃至第
45頁」にも記載されている。
又第７図に於ける判定領域を設定するための前述のＩ
＋（I/4）−（Q/2）及びＱ＋（Q/4）−（I/2）で表され
る軸は、1/2,1/4の演算内容を含み、ディジタル演算処
理に於いては演算処理が簡単である利点がある。前述の
ように、第３図に於ける各機能部分は、演算回路や比較
回路等によって容易に実現することが可能であり、或い
はマイクロプロセッサの演算処理機能によって容易に実
現することができる。
＋（I/4）−（Q/2）及びＱ＋（Q/4）−（I/2）で表され
る軸は、1/2,1/4の演算内容を含み、ディジタル演算処
理に於いては演算処理が簡単である利点がある。前述の
ように、第３図に於ける各機能部分は、演算回路や比較
回路等によって容易に実現することが可能であり、或い
はマイクロプロセッサの演算処理機能によって容易に実
現することができる。
第８図は本発明の他の実施例のブロック図であり、41
は搬送波再生回路、42は直交復調部、43,44はフィル
タ、45はトランスバーサル型の等化器、46,47はAD変換
器（A/D）、48は信号処理部、49は４−３変換部、50は
差分論理回路、51は制御回路、52は等化制御回路、53は
搬送波再生制御回路である。この実施例に於ける信号処
理部48と４−３変換部49と差分論理回路とは、従来例の
第11図の信号処理部83,変換回路84及び差分論理回路85
と同一の構成とすることができる。従って、これらの構
成の重複した説明は省略する。
は搬送波再生回路、42は直交復調部、43,44はフィル
タ、45はトランスバーサル型の等化器、46,47はAD変換
器（A/D）、48は信号処理部、49は４−３変換部、50は
差分論理回路、51は制御回路、52は等化制御回路、53は
搬送波再生制御回路である。この実施例に於ける信号処
理部48と４−３変換部49と差分論理回路とは、従来例の
第11図の信号処理部83,変換回路84及び差分論理回路85
と同一の構成とすることができる。従って、これらの構
成の重複した説明は省略する。
受信８相PSK信号は、直交復調部42により復調され
て、I,Qチャネルの信号となり、フィルタ43,44を介して
AD変換器46,47に加えられてディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号は、等化器45と制御回路51とに
加えられ、等化器45により等化された信号は信号処理回
路48に加えられ、前述の実施例と同様に信号処理されて
４−３変換部49に加えられ、差分論理回路50により再生
搬送波の位相不確定性が除かれて、送信側と同一のデー
タD1〜D3が再生出力される。
て、I,Qチャネルの信号となり、フィルタ43,44を介して
AD変換器46,47に加えられてディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号は、等化器45と制御回路51とに
加えられ、等化器45により等化された信号は信号処理回
路48に加えられ、前述の実施例と同様に信号処理されて
４−３変換部49に加えられ、差分論理回路50により再生
搬送波の位相不確定性が除かれて、送信側と同一のデー
タD1〜D3が再生出力される。
等化制御回路52に於いては、第４図及び第５図に示す
判定領域により誤差信号及び誤差極性信号が求められ、
その誤差信号及び誤差極性信号により等化器45が制御さ
れる。又搬送波再生制御回路53に於いては、第７図に示
す判定領域により位相誤差信号が求められ、その位相誤
差信号により搬送波再生回路41が制御され、直交復調部
42に加えられる再生搬送波位相が制御される。
判定領域により誤差信号及び誤差極性信号が求められ、
その誤差信号及び誤差極性信号により等化器45が制御さ
れる。又搬送波再生制御回路53に於いては、第７図に示
す判定領域により位相誤差信号が求められ、その位相誤
差信号により搬送波再生回路41が制御され、直交復調部
42に加えられる再生搬送波位相が制御される。
第９図は本発明の他の実施例の要部ブロック図であ
り、第８図に於けるAD変換器46,47と等化器45と信号処
理部48と制御回路51,等化制御回路52,搬送波再生制御回
路53との要部を示す。又55は判定部、56〜59は遅延素
子、60〜62は排他的オア回路である。
り、第８図に於けるAD変換器46,47と等化器45と信号処
理部48と制御回路51,等化制御回路52,搬送波再生制御回
路53との要部を示す。又55は判定部、56〜59は遅延素
子、60〜62は排他的オア回路である。
判定部55に於いては、等化器45の制御用として第４図
又は第５図に示す判定領域に従った判定及び搬送波再生
回路（図示を省略）の制御用として第７図に示す判定領
域に従った判定が行われるものであり、図示を省略した
ループフィルタ等を介して平均化された誤差極性信号y1
と誤差信号ε１とが出力される。これらの誤差極性信号
y1と誤差信号ε１とは、遅延素子56〜59によりそれぞれ
データの１ビット分に相当する時間遅延され、y0,y-1,
ε0,ε-1となる。等化器45のタップ制御を行う制御信号
C1,C0,C-1は、それぞれ排他的オア回路60〜62により誤
差信号ε０と、誤差極性信号y1,y0,y-1との相関により
得られる場合を示している。
又は第５図に示す判定領域に従った判定及び搬送波再生
回路（図示を省略）の制御用として第７図に示す判定領
域に従った判定が行われるものであり、図示を省略した
ループフィルタ等を介して平均化された誤差極性信号y1
と誤差信号ε１とが出力される。これらの誤差極性信号
y1と誤差信号ε１とは、遅延素子56〜59によりそれぞれ
データの１ビット分に相当する時間遅延され、y0,y-1,
ε0,ε-1となる。等化器45のタップ制御を行う制御信号
C1,C0,C-1は、それぞれ排他的オア回路60〜62により誤
差信号ε０と、誤差極性信号y1,y0,y-1との相関により
得られる場合を示している。
前述の実施例は、等化器と搬送波再生回路とを制御す
る場合を示すものであるが、交差偏波間干渉補償器に対
しても、同様な制御構成を適用可能である。
る場合を示すものであるが、交差偏波間干渉補償器に対
しても、同様な制御構成を適用可能である。
以上説明したように、本発明は、受信８相PSK信号を
直交復調部２により直交信号に復調し、AD変換部３によ
りディジタル信号に変換し、信号処理部４によりデータ
を再生出力し、制御部５に於いて、誤差判定領域に基づ
いて誤差及び極性を判定して、搬送波再生部１へ加える
制御信号及び波形等化等を行う等化器や交差偏波間の干
渉を補償する交差編波間干渉器に加える制御信号を形成
するものである。
直交復調部２により直交信号に復調し、AD変換部３によ
りディジタル信号に変換し、信号処理部４によりデータ
を再生出力し、制御部５に於いて、誤差判定領域に基づ
いて誤差及び極性を判定して、搬送波再生部１へ加える
制御信号及び波形等化等を行う等化器や交差偏波間の干
渉を補償する交差編波間干渉器に加える制御信号を形成
するものである。
従って、PSK信号の信号点を直交軸の二次元上に表し
て復調し、QAM信号等と同様に、AD変換部３による識別
結果を基に、ディジタル処理により制御信号を形成する
することができるので、搬送波再生部１や等化器や交差
偏波間干渉補償器等を、高精度に制御することが可能と
なる利点がある。
て復調し、QAM信号等と同様に、AD変換部３による識別
結果を基に、ディジタル処理により制御信号を形成する
することができるので、搬送波再生部１や等化器や交差
偏波間干渉補償器等を、高精度に制御することが可能と
なる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の一実施
例のブロック図、第３図は制御機能ブロック図、第４
図，第５図は判定領域説明図、第６図は16値QAM信号点
と誤差判定領域の説明図、第７図は搬送波再生制御誤差
判定領域説明図、第８図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第９図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、
第10図はPSK変調回路の要部ブロック図、第11図は従来
例のPSK復調回路の要部ブロック図、第12図は信号点配
置説明図である。 １は搬送波再生部、２は直交復調部、３はAD変換部、４
は信号処理部、５は制御部である。
例のブロック図、第３図は制御機能ブロック図、第４
図，第５図は判定領域説明図、第６図は16値QAM信号点
と誤差判定領域の説明図、第７図は搬送波再生制御誤差
判定領域説明図、第８図は本発明の他の実施例のブロッ
ク図、第９図は本発明の他の実施例の要部ブロック図、
第10図はPSK変調回路の要部ブロック図、第11図は従来
例のPSK復調回路の要部ブロック図、第12図は信号点配
置説明図である。 １は搬送波再生部、２は直交復調部、３はAD変換部、４
は信号処理部、５は制御部である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−105741（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−204947（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−51706（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−45764（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/22 H04B 7/005
Claims (1)
- 【請求項１】制御信号によって制御されて受信８相PSK
信号の搬送波に位相同期した搬送波を再生するベースバ
ンド処理型の搬送波再生部（１）と、 該搬送波再生部（１）からの搬送波により前記受信８相
PSK信号をI,Qチャネルの直交信号に復調する直交復調部
（２）と、 前記I,Qチャネルの直交信号をディジタル信号に変換す
るAD変換部（３）と、 該AD変換部（３）により変換されたディジタル信号を基
にデータを再生する信号処理部（４）と、 前記I,Qチャネル対応の基準信号点に対する前記ディジ
タル信号により表される信号の誤差を、Ｉ軸とＱ軸とＩ
＋Ｑ軸とＩ−Ｑ軸とによりそれぞれ囲まれる領域内の前
記基準信号点の両側を異なる極性とした誤差判定領域を
設定して、前記搬送波再生部（１）を制御する制御信号
を出力し、且つ前記Ｉ軸と前記Ｑ軸と該Ｉ軸或いは該Ｑ
軸に平行で且つ前記基準信号点をそれぞれ通る複数の軸
と、前記Ｉ＋Ｑ軸と前記Ｉ−Ｑ軸とによってそれぞれ囲
まれ、且つ前記基準信号点の配置円方向に該基準信号点
を境界とした判定領域を設定して、前記ディジタル信号
の等化を行う等化器を制御する制御信号を出力する制御
部（５）と を備えたことを特徴とするPSK復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2059972A JP2787607B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | Ｐｓｋ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2059972A JP2787607B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | Ｐｓｋ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03262235A JPH03262235A (ja) | 1991-11-21 |
| JP2787607B2 true JP2787607B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=13128597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2059972A Expired - Fee Related JP2787607B2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | Ｐｓｋ復調回路 |
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| Country | Link |
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|---|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|---|
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| JPS5745764A (en) * | 1980-08-30 | 1982-03-15 | Fujitsu Ltd | Reference carrier reproducing circuit |
| JPS58114653A (ja) * | 1981-12-28 | 1983-07-08 | Fujitsu Ltd | デ−タモデム用信号ベクトル判定方式 |
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| JPH0644772B2 (ja) * | 1987-02-20 | 1994-06-08 | 日本電気株式会社 | ８相位相復調方式 |
| JPS6351706A (ja) * | 1986-08-21 | 1988-03-04 | Fujitsu General Ltd | 同期検波回路 |
| JPH01173947A (ja) * | 1987-12-26 | 1989-07-10 | Fujitsu Ltd | 搬送波再生回路 |
-
1990
- 1990-03-13 JP JP2059972A patent/JP2787607B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03262235A (ja) | 1991-11-21 |
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