JPS637058A - 基準搬送波再生回路 - Google Patents
基準搬送波再生回路Info
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- JPS637058A JPS637058A JP61149615A JP14961586A JPS637058A JP S637058 A JPS637058 A JP S637058A JP 61149615 A JP61149615 A JP 61149615A JP 14961586 A JP14961586 A JP 14961586A JP S637058 A JPS637058 A JP S637058A
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 title 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 3
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
多値直交振幅変調信号の信号点が■軸に近いかQ軸に近
いかにより、1.Qチャネルの極性信号と誤差信号との
排他的論理和出力を選択して、電圧制御発振器の出力位
相を制御する制御電圧とし、信号点の位置に関係なく正
確な位相の基準搬送波を再生させるものである。
いかにより、1.Qチャネルの極性信号と誤差信号との
排他的論理和出力を選択して、電圧制御発振器の出力位
相を制御する制御電圧とし、信号点の位置に関係なく正
確な位相の基準搬送波を再生させるものである。
本発明は、多値直交振幅変調信号を復調する為の基準搬
送波を再生する基準搬送波再生回路に関するものである
。
送波を再生する基準搬送波再生回路に関するものである
。
多値直交振幅変調信号の搬送波成分に位相同期した基準
搬送波を、電圧制御発振器を制御して再生させ、この基
準搬送波を基に90°位相差の搬送波で、受信した多値
直交振幅変調信号を復調するものであり、この基準搬送
波の位相を正確に制御することが要望されている。
搬送波を、電圧制御発振器を制御して再生させ、この基
準搬送波を基に90°位相差の搬送波で、受信した多値
直交振幅変調信号を復調するものであり、この基準搬送
波の位相を正確に制御することが要望されている。
従来の基準搬送波再生回路は、例えば、第5図に示すよ
うに、電圧制御発振器21の出力を基準搬送波として復
調器22に加え、直交位相の搬送波として受信した多値
直交振幅変調信号を■チャネルとQチャネルとに復調し
、その復調出力信号をA/D変換器23に加えて複数ビ
ット構成のディジタル信号に変換する。ディジタル信号
に変換されたIチャネルの最上位ビットの極性信号と、
Qチャネルの下位ビットの誤差信号とを排他的論理和回
路24に加え、その排他的論理相出力信号を積分回路2
5により積分して、電圧制御発振器21の制御電圧とし
、電圧制御発振器21の出力位相を制御するものである
。
うに、電圧制御発振器21の出力を基準搬送波として復
調器22に加え、直交位相の搬送波として受信した多値
直交振幅変調信号を■チャネルとQチャネルとに復調し
、その復調出力信号をA/D変換器23に加えて複数ビ
ット構成のディジタル信号に変換する。ディジタル信号
に変換されたIチャネルの最上位ビットの極性信号と、
Qチャネルの下位ビットの誤差信号とを排他的論理和回
路24に加え、その排他的論理相出力信号を積分回路2
5により積分して、電圧制御発振器21の制御電圧とし
、電圧制御発振器21の出力位相を制御するものである
。
第6図は動作説明図であり、644に直交振幅変調信号
の第1象限に於ける信号点を×印で示すものである。排
他的論理和回路24により、■チャネルの極性信号と、
Qチャネルの誤差信号との排他的論理和をとると、例え
ば、“0”の出力信号となるのは斜線を施した領域とな
り、Q軸の上方と下方とに於いては、斜線の領域位置が
反対となる。従って、誤差信号がOとなるように、即ち
、排他的論理和回路24の“1”、“O”の出力信号を
積分回路25により積分して、時間平均をとり、この積
分回路25の出力信号により電圧制御発振器2Iを制御
すれば、所望の位相の基準搬送波を再生できることにな
る。
の第1象限に於ける信号点を×印で示すものである。排
他的論理和回路24により、■チャネルの極性信号と、
Qチャネルの誤差信号との排他的論理和をとると、例え
ば、“0”の出力信号となるのは斜線を施した領域とな
り、Q軸の上方と下方とに於いては、斜線の領域位置が
反対となる。従って、誤差信号がOとなるように、即ち
、排他的論理和回路24の“1”、“O”の出力信号を
積分回路25により積分して、時間平均をとり、この積
分回路25の出力信号により電圧制御発振器2Iを制御
すれば、所望の位相の基準搬送波を再生できることにな
る。
前述の従来例に於いては、信号点が■軸に近い場合に基
準搬送波位相を正確に制御できるが、■軸から離れるに
従って位相の制御が不正確となり、多値数が64,25
6等のように多くなるに従って問題上なる。即ち、第6
図に示すように、■軸に近くQ軸から遠い信号点aでは
、斜線を施した領域と施さない領域とに対して矢印で示
すようにほぼ直角の方向の変化となるが、■軸から遠く
Q軸に近い信号点すでは、矢印で示すように、はば平行
の変化方向となる。従って、■軸に近い信号点aによる
制御に対してI軸から遠い信号点すによる制御は不正確
となる欠点があった。
準搬送波位相を正確に制御できるが、■軸から離れるに
従って位相の制御が不正確となり、多値数が64,25
6等のように多くなるに従って問題上なる。即ち、第6
図に示すように、■軸に近くQ軸から遠い信号点aでは
、斜線を施した領域と施さない領域とに対して矢印で示
すようにほぼ直角の方向の変化となるが、■軸から遠く
Q軸に近い信号点すでは、矢印で示すように、はば平行
の変化方向となる。従って、■軸に近い信号点aによる
制御に対してI軸から遠い信号点すによる制御は不正確
となる欠点があった。
本発明は、信号点がI軸から遠い場合に於いても正確な
制御を可能とすることを目的とするものである。
制御を可能とすることを目的とするものである。
本発明の基準搬送波再生回路は、信号点が■軸に近いか
遠いかを判定して、制御の切換えを行うものであり、第
1図を参照して説明する。
遠いかを判定して、制御の切換えを行うものであり、第
1図を参照して説明する。
電圧制御発振器1の出力を基準搬送波として復調器2に
加え、この復調器2に於いて受信した多値直交振幅変調
信号を復調し、その復調出力信号をA/D変換器3によ
りディジタル信号に変換する。A/D変換器3でディジ
タル信号に変換されたIチャネルの極性信号とQチャネ
ルの誤差信号とを第1のゲート回路4に加えて排他的論
理和をとり、■チャネルの誤差信号とQチャネルの極性
信号とを第2のゲート回路5に加えて排他的論理和をと
り、制御回路6に於いてI、Qチャネルのデータを基に
信号点が■軸に近いがQ軸に近いがを判定し、■軸に近
い信号点については第1のゲート回路4の出力を、又Q
軸に近い信号点については第2のゲート回路5の出力を
選択し、互いの極性を変えて積分し、その積分出力を前
記電圧制御発振器1の制御電圧とするものである。
加え、この復調器2に於いて受信した多値直交振幅変調
信号を復調し、その復調出力信号をA/D変換器3によ
りディジタル信号に変換する。A/D変換器3でディジ
タル信号に変換されたIチャネルの極性信号とQチャネ
ルの誤差信号とを第1のゲート回路4に加えて排他的論
理和をとり、■チャネルの誤差信号とQチャネルの極性
信号とを第2のゲート回路5に加えて排他的論理和をと
り、制御回路6に於いてI、Qチャネルのデータを基に
信号点が■軸に近いがQ軸に近いがを判定し、■軸に近
い信号点については第1のゲート回路4の出力を、又Q
軸に近い信号点については第2のゲート回路5の出力を
選択し、互いの極性を変えて積分し、その積分出力を前
記電圧制御発振器1の制御電圧とするものである。
信号点がI軸に近いかQ軸に近いかを制御回路6により
判定して、信号点がI軸に近い場合は、■チャネルの極
性信号とQチャネルの誤差信号との排他的論理和出力信
号を選択して積分することにより、電圧制御発振器1の
制御電圧とし、信号点がQ軸に近い場合は、■チャネル
の誤差信号とQチャネルの極性信号との排他的論理和出
力信号を選択して積分することにより、電圧制御発振器
1の制御電圧とし、信号点がI軸に近い場合は勿論、遠
い場合に於いても、正確な位相制御が可能となる。なお
、両排他的論理和出力信号は、互いに反対方向の回転に
対して“1”となる為、互いに極性を変えて積分するも
のである。
判定して、信号点がI軸に近い場合は、■チャネルの極
性信号とQチャネルの誤差信号との排他的論理和出力信
号を選択して積分することにより、電圧制御発振器1の
制御電圧とし、信号点がQ軸に近い場合は、■チャネル
の誤差信号とQチャネルの極性信号との排他的論理和出
力信号を選択して積分することにより、電圧制御発振器
1の制御電圧とし、信号点がI軸に近い場合は勿論、遠
い場合に於いても、正確な位相制御が可能となる。なお
、両排他的論理和出力信号は、互いに反対方向の回転に
対して“1”となる為、互いに極性を変えて積分するも
のである。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第2図は本発明の実施例のブロック図であり、11は電
圧制御発振器、12は復調器、13はA/D変換器、1
4.15は第1.第2のゲート回路に相当する排他的論
理和回路及び反転出力の排他的論理和回路、16はセレ
クタ、17は積分回路、18はデコーダである。この実
施例は、第1図に於ける制御回路6を、セレクタ16と
積分回路17とデコーダ18とにより構成した場合を示
す。
圧制御発振器、12は復調器、13はA/D変換器、1
4.15は第1.第2のゲート回路に相当する排他的論
理和回路及び反転出力の排他的論理和回路、16はセレ
クタ、17は積分回路、18はデコーダである。この実
施例は、第1図に於ける制御回路6を、セレクタ16と
積分回路17とデコーダ18とにより構成した場合を示
す。
受信多値直交振幅変調信号は、復調器12に加えられ、
電圧制御発振器11から加えられた基準搬送波を基に、
90°移相器等により直交する搬送波を形成し、その搬
送波により多値直交振幅変調信号が復調され、復調出力
信号はA/D変換器13に加えられる。このA/D変換
器13により複数ビット構成のディジタル信号に変換さ
れ、■チャネルとQチャネルとのデータが出力される。
電圧制御発振器11から加えられた基準搬送波を基に、
90°移相器等により直交する搬送波を形成し、その搬
送波により多値直交振幅変調信号が復調され、復調出力
信号はA/D変換器13に加えられる。このA/D変換
器13により複数ビット構成のディジタル信号に変換さ
れ、■チャネルとQチャネルとのデータが出力される。
排他的論理和回路14には、■チャネルの最上位ピント
の極性信号と、Qチャネルの下位ビットの誤差信号とが
加えられ、又反転出力排他的論理和回路15には、■チ
ャネルの下位ビットの誤差信号と、Qチャネルの最上位
ビットの極性信号とが加えられる。
の極性信号と、Qチャネルの下位ビットの誤差信号とが
加えられ、又反転出力排他的論理和回路15には、■チ
ャネルの下位ビットの誤差信号と、Qチャネルの最上位
ビットの極性信号とが加えられる。
デコーダ18は、■チャネルとQチャネルとのディジク
ル信号をデコードすることにより、信号点がI軸に近い
かQ軸に近いかを示す信号を出力してセレクタ16の制
御信号とするものであり、信号点が■輔に近い場合は、
セレクタ16により排他的論理和回路14の出力が選択
されて積分回路17に加えられ、その積分出力が電圧制
御発振器11の位相制御用の制御電圧となる。従って、
この場合は、従来例について説明した場合と同様に、基
準搬送波の位相が正確に制御される。又信号点がQ軸に
近い場合は、セレクタ16により反転出力の排他的論理
和回路15の出力が選択されて積分回路17に加えられ
、積分出力が電圧制御発振器11の位相制御用の制御電
圧となる。従って、信号点の位置関係が90°回転した
場合に相当し、基準搬送波の位相が正確に制御される。
ル信号をデコードすることにより、信号点がI軸に近い
かQ軸に近いかを示す信号を出力してセレクタ16の制
御信号とするものであり、信号点が■輔に近い場合は、
セレクタ16により排他的論理和回路14の出力が選択
されて積分回路17に加えられ、その積分出力が電圧制
御発振器11の位相制御用の制御電圧となる。従って、
この場合は、従来例について説明した場合と同様に、基
準搬送波の位相が正確に制御される。又信号点がQ軸に
近い場合は、セレクタ16により反転出力の排他的論理
和回路15の出力が選択されて積分回路17に加えられ
、積分出力が電圧制御発振器11の位相制御用の制御電
圧となる。従って、信号点の位置関係が90°回転した
場合に相当し、基準搬送波の位相が正確に制御される。
第3図は本発明の実施例の動作説明図であり、第6図に
示す従来例と対応して示すものである。
示す従来例と対応して示すものである。
即ち、信号点位置を判定するデコーダ18の出力で制御
されるセレクタ16の選択出力のパO”となる領域を斜
線で示すものであり、■軸に近い信号点に於ける位相誤
差の検出と、Q軸に近い信号点に於ける位相誤差の検出
とは、90°回転した場合に相当することになる。例え
ば、■軸に近い信号点aでは、斜線を施した領域と施さ
ない領域とに対して矢印で示すようにほぼ直角の方向の
変化となり、又Q軸に近い信号点すでも、斜線を施した
領域と施さない領域とに対して矢印で示すようにほぼ直
角の方向の変化となる。従って、Q軸に近い信号点の場
合にも、基準搬送波の位相を正確に!lJi卸すること
ができる。
されるセレクタ16の選択出力のパO”となる領域を斜
線で示すものであり、■軸に近い信号点に於ける位相誤
差の検出と、Q軸に近い信号点に於ける位相誤差の検出
とは、90°回転した場合に相当することになる。例え
ば、■軸に近い信号点aでは、斜線を施した領域と施さ
ない領域とに対して矢印で示すようにほぼ直角の方向の
変化となり、又Q軸に近い信号点すでも、斜線を施した
領域と施さない領域とに対して矢印で示すようにほぼ直
角の方向の変化となる。従って、Q軸に近い信号点の場
合にも、基準搬送波の位相を正確に!lJi卸すること
ができる。
第4図は信号点位置の説明図であり、斜線を施した領域
内の信号点を■軸に近いと判定して、排他的論理和回路
14の出力を選択し、又斜線を施さない領域内の信号点
をQ軸に近いと判定して、反転出力の排他的論理和回路
15の出力を選択し、選択出力を積分回路17で積分し
て電圧制御発振器11の制御電圧とするものである。
内の信号点を■軸に近いと判定して、排他的論理和回路
14の出力を選択し、又斜線を施さない領域内の信号点
をQ軸に近いと判定して、反転出力の排他的論理和回路
15の出力を選択し、選択出力を積分回路17で積分し
て電圧制御発振器11の制御電圧とするものである。
信号点が■軸に近いかQ軸に近いかを判定する手段は、
各種の論理回路を採用することができるものであり、本
発明は前述の実施例のみに限定されるものではなく、種
々付加変更することができるものである。
各種の論理回路を採用することができるものであり、本
発明は前述の実施例のみに限定されるものではなく、種
々付加変更することができるものである。
以上説明したように、本発明は、多値直交振幅変調信号
を再生した基準搬送波を基に復調し、その復調出力信号
をディジタル信号に変換し、信号点を判定して、■軸に
近い場合は、■チャネルの極性信号とQチャネルの誤差
信号との排他的論理和出力を選択し、Q軸に近い場合は
、■チャネルの誤差信号とQチャネルの極性信号との排
他的論理和出力を選択し、その選択出力の極性が互いに
反対となるように積分して電圧制御発振器1の制御電圧
とし、基準搬送波の位相を制御するものであり、信号点
の位置に関係なく正確な位相制御が可能となる。従って
、多価数の多い直交振幅変調信号でも、正確に復調する
ことができる利点がある。
を再生した基準搬送波を基に復調し、その復調出力信号
をディジタル信号に変換し、信号点を判定して、■軸に
近い場合は、■チャネルの極性信号とQチャネルの誤差
信号との排他的論理和出力を選択し、Q軸に近い場合は
、■チャネルの誤差信号とQチャネルの極性信号との排
他的論理和出力を選択し、その選択出力の極性が互いに
反対となるように積分して電圧制御発振器1の制御電圧
とし、基準搬送波の位相を制御するものであり、信号点
の位置に関係なく正確な位相制御が可能となる。従って
、多価数の多い直交振幅変調信号でも、正確に復調する
ことができる利点がある。
第1図は本発明の原理ブロック図、第2図は本発明の実
施例のブロック図、第3図は本発明の実施例の動作説明
図、第4図は信号点位置の説明図、第5図は従来例の要
部ブロック図、第6図は従来例の動作説明図である。 ■は電圧制御発振器、2は復調器、3はA/D変換器、
4.5は第1.第2のゲート回路、6は制御回路、11
は電圧制御発振器、12は復調器、13はA/D変換器
、14は排他的論理和回路、15は反転出力排他的論理
和回路、16はセレクタ、17は積分回路、18はデコ
ーダである。
施例のブロック図、第3図は本発明の実施例の動作説明
図、第4図は信号点位置の説明図、第5図は従来例の要
部ブロック図、第6図は従来例の動作説明図である。 ■は電圧制御発振器、2は復調器、3はA/D変換器、
4.5は第1.第2のゲート回路、6は制御回路、11
は電圧制御発振器、12は復調器、13はA/D変換器
、14は排他的論理和回路、15は反転出力排他的論理
和回路、16はセレクタ、17は積分回路、18はデコ
ーダである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 電圧制御発振器(1)の出力を基準搬送波として受信し
た多値直交振幅変調信号を復調する復調器(2)と、 該復調器(2)の復調出力信号をディジタル信号に変換
するA/D変換器(3)と、 該A/D変換器(3)の出力のIチャネルの極性信号と
Qチャネルの誤差信号との排他的論理和をとる第1のゲ
ート回路(4)と、 前記A/D変換器(3)の出力のIチャネルの誤差信号
とQチャネルの極性信号との排他的論理和をとる第2の
ゲート回路(5)と、 前記A/D変換器(3)の出力のIチャネルとQチャネ
ルとのデータを基に、信号点がI軸に近いかQ軸に近い
かを判定して、I軸に近い信号点については前記第1の
ゲート回路(4)の出力を、Q軸に近い信号点について
は前記第2のゲート回路(5)の出力を互いの極性が反
転するように選択して積分し、積分出力を前記電圧制御
発振器(1)の制御電圧とする制御回路(6)とを備え
た ことを特徴とする基準搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61149615A JPS637058A (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 基準搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61149615A JPS637058A (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 基準搬送波再生回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS637058A true JPS637058A (ja) | 1988-01-12 |
JPH0357665B2 JPH0357665B2 (ja) | 1991-09-02 |
Family
ID=15479081
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61149615A Granted JPS637058A (ja) | 1986-06-27 | 1986-06-27 | 基準搬送波再生回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS637058A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03262235A (ja) * | 1990-03-13 | 1991-11-21 | Fujitsu Ltd | Psk復調回路 |
-
1986
- 1986-06-27 JP JP61149615A patent/JPS637058A/ja active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03262235A (ja) * | 1990-03-13 | 1991-11-21 | Fujitsu Ltd | Psk復調回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0357665B2 (ja) | 1991-09-02 |
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