JP3444938B2 - 準同期検波復調回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （目次） 産業上の利用分野 従来の技術（図３６〜図４０） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１，図２） 作用（図１，図２） 実施例 ・第１実施例の説明（図３〜図１４） ・第２実施例の説明（図１５〜図２０） ・第３実施例の説明（図２１〜図２９） ・第４実施例の説明（図３０〜図３４） ・その他（図３５）発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、直交変調された信号
（ＱＡＭ信号）を準同期検波して復調する多重無線装置
やディジタル移動通信に用いて好適な準同期検波復調回
路に関する。

【０００３】

【従来の技術】（ａ）同期検波復調方式の説明 まず、同期検波復調方式について説明する。図３６は従
来の同期検波復調回路を示したものであり、この図３６
において、８０はハイブリッド（Ｈ）、８１−Ｉ，８１
−Ｑはミキサ（検波回路）、８２−Ｉ，８２−Ｑはロー
パスフィルタ、８３−Ｉ，８３−Ｑは可変利得増幅器
（ＡＧＣ）、８４−Ｉ，８４−Ｑはドリフト補正回路
（ＤＲＣ）、８５−Ｉ，８５−Ｑはアナログ／ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、８７は等化器、１００は制
御部（ＣＯＮＴ）、１０１−Ｉ，１０１−Ｑ，１０２−
Ｉ，１０２−Ｑ，１０３はローパスフィルタ、１０４は
電圧制御発振器（ＶＣＯ）、９３は９０°ハイブリッド
（Ｈ）である。

【０００４】このような構成の同期検波復調方式では、
直交変調（ＱＡＭ）された中間周波信号入力（ＩＦ Ｉ
Ｎ）は、ハイブリッド８０で２分岐されて、それぞれ検
波回路８１−Ｉ，８１−Ｑの一方の入力に加えられる。
電圧制御発振器１０４は、搬送波再生回路（ＣＲ）を構
成し、入力信号に同期したクロックを再生する。９０°
ハイブリッド９３はこのローカル信号を９０°移相し
て、それぞれ検波回路８１−Ｉ，８１−Ｑの他方の入力
に加えることによって、検波回路８１−Ｉ，８１−Ｑか
らそれぞれＩチャネルとＱチャネルの復調出力を発生す
る。

【０００５】ＩチャネルとＱチャネルの復調出力は、そ
れぞれ、ローパスフィルタ８２−Ｉ，８２−Ｑで帯域制
限され、可変利得増幅器８３−Ｉ，８３−Ｑにおいて信
号振幅の自動ゲイン制御（ＡＧＣ）を行なわれ、ドリフ
ト補正回路８４−Ｉ，８４−Ｑにおいて直流成分のずれ
を補償するドリフト制御（ＤＲＣ）を行なわれたのち、
Ａ／Ｄ変換器８５−Ｉ，８５−Ｑにおいて、例えば８ビ
ットのディジタル信号に変換され、トランスバーサル等
化器等からなる等化器８７において所要の振幅等化を受
けて、出力データＩ_CH, Ｑ_CHを生じる。

【０００６】制御部１００においては、復調データＩ
_CH, Ｑ_CHから、ＶＣＯ１０４に対する周波数制御用の信
号を作成する。この際の制御信号は、復調データの第１
ビットを極性信号（Ｄ）、第２ビット以下所定のビット
数を有効データ、有効データより下位の１ビットを誤差
信号（Ｅ）としたとき、Ｉチャネルのデータを添字Ｉ，
Ｑチャネルのデータを添字Ｑで表して、Ｄ_(I) とＥ_(Q)
の排他的論理和、またはＤ_(Q) とＥ_(I) の排他的論理和
のデータを使用する。例えば１６ＱＡＭ方式の場合は、
有効データは第２，第３ビットであり、第４ビットは誤
差信号である。この信号はローパスフィルタ１０３を経
て平滑化されて、制御電圧としてＶＣＯ１０４に供給さ
れる。これによってＶＣＯ１０４はその発振周波数を変
化し、入力信号の周波数に同期するように制御される。

【０００７】また、制御部１００においては、復調デー
タＩ_CH, Ｑ_CHから、ＡＧＣ用の制御信号を作成する。こ
の場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネルに
対してそれぞれ、Ｄ_(I) とＥ_(I) の排他的論理和、およ
びＤ_(Q) とＥ_(Q) の排他的論理和のデータが使用され
る。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ１０１
−Ｉ，１０１−Ｑを経て可変利得増幅器８３−Ｉ，８３
−Ｑに供給されて、復調信号振幅をそれぞれのチャネル
ごとに制御するベースバンド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣを行なわ
れる。

【０００８】さらに、制御部１００においては、復調デ
ータＩ_CH, Ｑ_CHから、ＤＲＣ用の制御信号を作成する。
この場合の制御信号としては、ＩチャネルとＱチャネル
に対してそれぞれ、Ｅ_(I) とＥ_(Q) のデータが使用され
る。これらの信号は、それぞれローパスフィルタ１０２
−Ｉ，１０２−Ｑを経て平滑化されて、ドリフト補正回
路８４−Ｉ，８４−Ｑに供給されて、復調データにおけ
る直流分をチャネルごとに補償する。

【０００９】（ｂ）準同期検波復調方式の説明 図３７は準同期検波復調回路を示したものであるが、こ
の準同期検波復調回路は、図３６の同期検波復調回路に
おいて搬送波再生部を省略して、固定周波数発振器と位
相回転部およびディジタル可変周波数発振器とを付加し
た構成を有している。なお、図３７において、図３６に
おけると同じものは同じ番号で示し、８６は位相回転部
であり、１０５はＶＣＯ制御回路（ＶＣＯ ＣＯＮＴ）
８８，ＤＲＣ制御回路（ＤＲＣ ＣＯＮＴ）１９０，Ａ
ＧＣ制御回路（ＡＧＣ ＣＯＮＴ）１９１からなる制御
部（ＣＯＮＴ）であり、８９はディジタル可変周波数発
振器（ＤＶＣＯ）、９２は固定周波数発振器（ＯＳ
Ｃ）、９４はローパスフィルタである。

【００１０】図３８は位相回転部８６の構成を示したも
のであって、８６−１〜８１−４はミキサ、８６−５，
８１−６は加算器である。図３８において、位相回転前
の信号をＩ，Ｑとし、位相回転後の信号をＩ′，Ｑ′と
したとき、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ８
６−１〜８１−４の一方の入力に、それぞれcos θ，si
n θ，sin θ，cos θの信号を与えることによって、次
式の関係によって、所望の位相回転θを与えることがで
きる。

【００１１】 Ｉ′＝Ｉcos θ−Ｑsin θ ・・（１） Ｑ′＝Ｉsin θ＋Ｑcos θ ・・（２） ただし、上式の右辺のcos θおよびsin θはＤＶＣＯ８
９より与えられる。図３９はＤＶＣＯ８９の構成を示し
たものであって、８９−１，８９−２は遅延回路、８９
−３は加算器であって、これらの部材でアドレス発生用
のアップダウンカウンタを構成する。なお、８９−４は
メモリ（ＲＯＭ）である。

【００１２】制御部１０５においては、図３６に示され
た場合と同様にして、復調データＩ _CH, Ｑ_CHから周波数
制御用の信号を作成し、この信号は図示しないローパス
フィルタを経て平滑化されて、ＤＶＣＯ８９の遅延回路
８９−１に加えられて所要の時間保持されたのち、遅延
回路８９−２と加算器８９−３とからなるアキュムレー
タ（積分器：ＶＣＯ）において、サンプリング周期ごと
にカウントアップまたはカウントダウンされ、その出力
はメモリ８９−４にアドレスとして加えられる。このア
ドレスは、位相回転部８６における位相角θに対応し、
メモリ８９−４は、それぞれこのアドレスに対応するsi
n θおよびcos θのデータを出力する。

【００１３】従って、まずハイブリッド８０には、直交
する搬送波の振幅を伝送すべきディジタル信号によって
振幅変調して合成した信号が入力される。また、ＯＳＣ
９２では入力ＱＡＭ信号の搬送波角周波数に近い周波数
を発振してＭＩＸ８１−Ｉ，８１−Ｑに入力する。その
後、ローパスフィルタ８２−Ｉ，８２−Ｑより出力され
る信号は可変利得増幅器８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト
補正回路８４−Ｉ，８４−ＱおよびＡ／Ｄ８５−Ｉ，８
５−Ｑを通って位相回転部８６に入力される。

【００１４】位相回転部８６では、上記の式（１）およ
び（２）なる演算が行なわれる。そして、その出力Ａ_I
（ｔ）およびＡ_Q （ｔ）はＥＱＬ８７で等化されて２系
列の信号Ｉ_CHおよびＱ_CHとして出力される。つぎに、制
御部１０５のＶＣＯ ＣＯＮＴ８８について説明する。
Ｉ_CHおよびＱ_CHの信号値は、±１，±３，±５，・・な
る値をとる。すなわち、入力ＱＡＭ信号が、４ＱＡＭな
らば±１，１６ＱＡＭならば±１および±３、６４ＱＡ
Ｍならば±１，±３および±５なる値をとる。

【００１５】しかし、位相回転部８６に供給するＤＶＣ
Ｏ８９よりの信号は、Ｉ_CHおよびＱ _CHの値が±１，±
３，±５なる値とはならず誤差を生じることがある。す
なわち、誤差Ｅは Ｅ_I ＝Ｉ_CH−〔Ｉ_CH〕 ・・（３） Ｅ_Q ＝Ｑ_CH−〔Ｑ_CH〕・・（４） ただし、〔Ｉ_CH〕はＩ_CHの正規再生値であり、例えば１
６ＱＡＭならば出力信号の第１ビットは符号ビットＤで
あり、第２および第３ビットが再生値であり、〔Ｉ_CH〕
は第４ビット以下を四捨五入して第３ビットを補正した
値で表わされる。

【００１６】また、ＶＣＯ ＣＯＮＴ８８では、制御信
号Ｃ_V として、 Ｃ_V ＝Ｄ_I ×Ｅ_Q ・・（５） ただし、Ｄ_I はＩ_CH信号の符号 または Ｃ_V ＝Ｄ_Q ×Ｅ_I ・・（６） なる演算を行ってＣ_V を得る。

【００１７】式（５）または（６）より得られた制御値
Ｃ_V はアップダウンカウンタに入力される。ＤＶＣＯ８
９は、前記したアップダウンカウンタのカウント値をア
ドレスとして、アドレス値に対応するsin 値およびcos
値をメモリ８９−４から読み出し、この読み出されたsi
n 値およびcos 値が位相回転部８６に入力される。

【００１８】また、ＤＲＣ ＣＯＮＴ１９０では、ＤＲ
Ｃ８４−Ｉに対しては式（３）で示したＥ_I を、ＤＲＣ
８４−Ｑに対しては式（４）で示したＥ_Q を制御信号と
して出力する。また、ＡＧＣ ＣＯＮＴ１９１では、Ａ
ＧＣ８３−Ｉに対してはＤ_I ×Ｅ_I を、ＡＧＣ８３−Ｑ
に対してはＤ_Q ×Ｅ_Q を制御信号として出力して制御を
行なわせている。

【００１９】なお、図４０は変調側の概略構成を示した
ものであって、１４８−Ｉ，１４８−Ｑはディジタル／
アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）、１４９−Ｉ，１４９
−Ｑはローパスフィルタ、１５０−Ｉ，１５０−Ｑはミ
キサ、１５１はハイブリッド、１５２は搬送波発振器
（ＯＳＣ）、１５３は９０°ハイブリッドである。この
回路では、ＩチャネルとＱチャネルの入力信号が、それ
ぞれＤ／Ａ変換器１４８−Ｉ，１４８−Ｑにおいてディ
ジタル信号からアナログ信号に変換され、ローパスフィ
ルタ１４９−Ｉ，１４９−Ｑを経て帯域制限されて、ミ
キサ１５０−Ｉ，１５０−Ｑに入力される。ミキサ１５
０−Ｉ，１５０−Ｑの他方の入力には、ＯＳＣ１５２の
固定周波数のローカル信号が、９０°ハイブリッド１５
３を経て直交位相で加えられているので、ハイブリッド
１５１において、両ミキサ１５０−Ｉ，１５０−Ｑの出
力を合成することにより、直交変調波を発生する。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】前述したように、図３
７に示したような準同期検波復調回路においては、位相
回転部８６で式（１）および（２）で示す演算処理を行
なわせていた。しかし、位相回転部８６に入力される信
号ＩにΔｉなるドリフトがあった場合は、位相回転部８
６より出力される信号Ｉ″およびＱ″は以下のようにな
る。

【００２１】 Ｉ″＝（Ｉ＋Δｉ）cos θ−Ｑsin θ＝Ｉ′＋Δｉcos θ・・（７） Ｑ″＝（Ｉ＋Δｉ）sin θ＋Ｑcos θ＝Ｑ′＋Δｉsin θ・・（８） ただし、Ｉ′＝Ａ_I （ｔ）／２，Ｑ′＝Ａ_Q （ｔ）／２
である。すなわち、ドリフトが生じていないＱ_CHの出力
にもＩ_CHのドリフトが影響し、このため、Ｑ_CHのドリフ
トを制御するドリフト補正回路８４−Ｑに誤った制御信
号を、ＤＲＣ ＣＯＮＴ１９０が送出して誤ったドリフ
トを発生させていた。

【００２２】また、Ｉ信号の振幅がΔｉＩ（正規の場合
はΔｉ＝１）であった場合は、同様に位相回転部８６よ
り出力される信号Ｉ″およびＱ″は、以下のようにな
る。 Ｉ″＝ΔｉＩcos θ−Ｑsin θ＝Ｉ′＋（Δｉ−１）Ｉcos θ・・（９） Ｑ″＝ΔｉＩsin θ＋Ｑcos θ＝Ｑ′＋（Δｉ−１）Ｉsin θ・・（１０） これは、Ｉ_CHの振幅誤差がＱ_CHにも影響し、このため、
Ｑ_CHの振幅を制御するＡＧＣ８３−Ｑに誤った制御信号
をＡＧＣ ＣＯＮＴ９１より送出して誤った信号値を発
生させていた。

【００２３】本発明は、このような課題に鑑み創案され
たもので、ＱＡＭ信号の互に直交する２信号間の影響を
無くしてドリフト制御および利得制御を行なえるよう改
良した準同期検波復調回路を提供することを目的とす
る。

【００２４】

【課題を解決するための手段】図１は第１の発明の原理
ブロック図であり、この図１において、１は直交検波
器、２−Ｉ，２−Ｑは利得補正部、３−Ｉ，３−Ｑはド
リフト補正部、４は位相回転部、５はＤＶＣＯ制御部、
６はローパスフィルタ、７はディジタル可変周波数発振
器（ＤＶＣＯ）であり、これにより、直交変調信号を直
交検波器１で準同期検波して２系列からなる直交検波信
号を得てから、この直交検波信号は、利得補正部２−
Ｉ，２−Ｑ，ドリフト補正部２−Ｉ，２−Ｑを経由し、
その後、位相回転部４で位相回転を施されて、直交変調
信号のＩおよびＱ系列の信号を復調するようになってい
る。

【００２５】また、８はドリフト制御部で、このドリフ
ト制御部８は、前記ＩおよびＱ信号の正規復調レベルよ
りの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するＩ，Ｑチャネル誤差検出
手段８Ａと、このＩ，Ｑチャネル誤差検出手段８Ａで検
出された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q と前記位相回転を補正するため
に使用されたＤＶＣＯ７からの信号sin θ，cos θより
ドリフト成分Δｉ，Δｑを抽出するドリフト成分抽出手
段８Ｂとをそなえている。

【００２６】また、９はドリフト成分抽出手段８Ｂで抽
出したドリフト成分Δｉ，Δｑを濾波してドリフト補正
部３−Ｉ，３−Ｑに出力するフィルタ手段である。な
お、ドリフト成分抽出手段８Ｂで抽出されるドリフト成
分Δｉ，Δｑが、 Δｉ＝Ｅ_I cos θ＋Ｅ_Q sin θ・・（１１） Δｑ＝−Ｅ_I sin θ＋Ｅ_Q cos θ・・（１２） から求められるように構成してもよい。

【００２７】さらに、ドリフト成分抽出手段８Ｂで抽出
されるドリフト成分Δｉが、 Δｉ＝Ｅ_I ／cos θ・・（１３） 又は Δｉ＝Ｅ_Q ／sin θ・・（１４） から求められるとともに、ドリフト成分抽出手段８Ｂで
抽出されるドリフト成分Δｑが、 Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θ・・（１５） 又は Δｑ＝Ｅ_Q ／cos θ・・（１６） から求められるように構成してもよい。

【００２８】また、ドリフト成分抽出手段８Ｂで抽出さ
れるドリフト成分Δｉ，Δｑが、Ｉチャネルについて
は、得られた２種のドリフト成分Δｉ＝Ｅ_I ／cos θと
Δｉ＝Ｅ_Q ／sin θとの平均から求め、Ｑチャネルにつ
いては、得られた２種のドリフト成分Δｑ＝−Ｅ_I ／si
n θとΔｑ＝Ｅ_Q ／cos θとの平均から求められるよう
に構成してもよい。

【００２９】さらに、ドリフト成分抽出手段８Ｂで抽出
されるドリフト成分Δｉ，Δｑが、０°≦｜θ｜≦４５
°のときは、Δｉ＝Ｅ_I ／cos θ，Δｑ＝Ｅ_Q ／cos θ
を選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ＝Ｅ
_Q ／sin θ，Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θを選択することによ
り求められるように構成してもよい。また、ドリフト成
分抽出手段８Ｂでのドリフト成分Δｉ，Δｑの抽出を、
前記誤差信号Ｅ_I ，Ｅ_Q および前記位相回転に使用した
信号sin θ，cos θの符号のみを使用して抽出するよう
にしてもよい。

【００３０】さらに、図２は第２の発明の原理ブロック
図であり、この図２においても、１は直交検波器、２−
Ｉ，２−Ｑは利得補正部、３−Ｉ，３−Ｑはドリフト補
正部、４は位相回転部、５はＤＶＣＯ制御部、６はロー
パスフィルタ、７はディジタル可変周波数発振器（ＤＶ
ＣＯ）であり、これにより、直交変調信号を直交検波器
１で準同期検波して２系列からなる直交検波信号を得て
から、直交検波信号は、利得補正部２−Ｉ，２−Ｑ，ド
リフト補正部２−Ｉ，２−Ｑを経由し、その後、位相回
転部４で位相回転を施されて、直交変調信号のＩおよび
Ｑ系列の信号を復調するようになっている。

【００３１】また、１０は利得制御部で、この利得制御
部１０は、ＩおよびＱ信号の正規復調レベルよりの誤差
Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するＩ，Ｑチャネル誤差検出手段１０
Ａと、このＩ，Ｑチャネル誤差検出手段１０Ａで検出さ
れた誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q とＩおよびＱ信号、および前記位相
回転を補正するために使用されたＤＶＣＯ７からの信号
sin θ，cos θより利得成分Δｉ−１，Δｑ−１を抽出
する利得成分抽出手段１０Ｂとをそなえている。

【００３２】さらに、１１は利得成分抽出手段１０Ｂで
抽出した利得成分を濾波して利得補正部２−Ｉ，２−Ｑ
に出力するフィルタ手段である。なお、利得成分抽出手
段１０Ｂで抽出される利得成分Δｉ−１，Δｑ−１が、 Δｉ−１＝（Ｅ_I cos θ＋Ｅ_Q sin θ）／Ｉ・・（１７） Δｑ−１＝（−Ｅ_I sin θ＋Ｅ_Q cos θ）／Ｑ ・・（１８） から求められるように構成してもよい。

【００３３】また、利得成分抽出手段１０Ｂで抽出され
る利得成分Δｉ−１が、 Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θ・・（１９） 又は Δｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θ・・（２０） から求められるとともに、構利得成分抽出手段１０Ｂで
抽出される利得成分Δｑ−１が、 Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θ・・（２１） 又は Δｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θ・・（２２） から求められるように構成してもよい。

【００３４】さらに、利得成分抽出手段１０Ｂで抽出さ
れる利得成分Δｉ−１，Δｑ−１が、得られた２種の利
得成分Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θとΔｉ−１＝Ｅ_Q ／Ｉ
sinθとの平均から求め、Ｑチャネルについては、得ら
れた２種の利得成分Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θとΔｑ
−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θとの平均から求められるように構
成してもよい。

【００３５】また、利得成分抽出手段１０Ｂで抽出され
る利得成分Δｉ−１，Δｑ−１が、Ｉチャネルについて
は、０°≦｜θ｜≦４５°のときは、Δｉ−１＝Ｅ_I／
Ｉcosθ，Δｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θを選択し、４５°＜
｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θ，
Δｑ−１＝−Ｅ_I ／Ｑsin θを選択することにより求
められるように構成してもよい。

【００３６】さらに、利得成分抽出手段１０Ｂでの利得
成分Δｉ−１，Δｑ−１の抽出を、前記誤差信号Ｅ_I ，
Ｅ_Q 、前記ＩおよびＱ信号、および前記位相回転に使用
した信号sin θ，cos θの符号のみを使用して抽出する
ようにしてもよい。

【００３７】

【作用】上述の構成により、図１に示す第１の発明にか
かる準同期検波復調回路では、直交変調信号を直交検波
器１で準同期検波して２系列からなる直交検波信号を得
てから、直交検波信号は、利得補正部２−Ｉ，２−Ｑ，
ドリフト補正部２−Ｉ，２−Ｑを経由し、その後、位相
回転部４で位相回転を施されて、直交変調信号のＩおよ
びＱ系列の信号を復調するが、このとき、ドリフト制御
部８のＩ，Ｑチャネル誤差検出手段８Ａで、前記Ｉおよ
びＱ信号の正規復調レベルよりの誤差Ｅ_I，Ｅ_Q を検出
し、更にドリフト成分抽出手段８Ｂで、Ｉ，Ｑチャネル
誤差検出手段８Ａで検出された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q と前記位
相回転を補正するために使用されたＤＶＣＯ７からの信
号sin θ，cos θより、ドリフト成分Δｉ，Δｑが抽出
される。また、ドリフト成分抽出手段８Ｂで抽出したド
リフト成分Δｉ，Δｑはフィルタ手段９で濾波されてド
リフト補正部３−Ｉ，３−Ｑに出力される。

【００３８】なお、ドリフト成分抽出手段８Ｂでは、上
記（１１），（１２）式から、ドリフト成分Δｉ，Δｑ
を求めてもよい。さらに、ドリフト成分抽出手段８Ｂで
は、上記（１３）〜（１６）式から、から、ドリフト成
分Δｉ，Δｑを求めてもよい。また、ドリフト成分抽出
手段８Ｂでは、ドリフト成分Δｉ，Δｑを、Ｉチャネル
については、（１３），（１４）式の平均から求め、Ｑ
チャネルについては、（１５），（１６）式の平均から
求められるようにしてもよい。

【００３９】さらに、ドリフト成分抽出手段８Ｂでは、
ドリフト成分Δｉ，Δｑを、０°≦｜θ｜≦４５°のと
きは、（１３），（１６）式を選択し、４５°＜｜θ｜
≦９０°のときは、（１４），（１５）式を選択するよ
うにしてもよい。また、ドリフト成分抽出手段でのドリ
フト成分の抽出Δｉ，Δｑを、前記誤差信号Ｅ_I ，Ｅ_Q
および前記位相回転に使用した信号sin θ，cos θの符
号のみを使用して抽出するようにしてもよい。

【００４０】さらに、図２に示す第２の発明にかかる準
同期検波復調回路でも、直交変調信号を直交検波器１で
準同期検波して２系列からなる直交検波信号を得てか
ら、直交検波信号は、利得補正部２−Ｉ，２−Ｑ，ドリ
フト補正部２−Ｉ，２−Ｑを経由し、その後、位相回転
部４で位相回転を施されて、直交変調信号のＩおよびＱ
系列の信号を復調するが、このとき、利得制御部１０の
Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段１０Ａでは、ＩおよびＱ信
号の正規復調レベルよりの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出し、更
に利得成分抽出手段１０Ｂで、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出
手段１０Ａで検出された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q とＩおよびＱ信
号、および前記位相回転を補正するために使用されたＤ
ＶＣＯ７からの信号sin θ，cos θより、利得成分Δｉ
−１，Δｑ−１を抽出する。

【００４１】さらに、利得成分抽出手段１０Ｂで抽出し
た利得成分はフィルタ手段１１で濾波されて利得補正部
２−Ｉ，２−Ｑに出力される。なお、利得成分抽出手段
１０Ｂでは、利得成分Δｉ−１，Δｑ−１を、上記（１
７），（１８）式から求めるようにしてもよい。また、
利得成分抽出手段１０Ｂでは、利得成分Δｉ−１，Δｑ
−１を、上記（１９）〜（２２）式から求めるようにし
てもよい。

【００４２】さらに、利得成分抽出手段１０Ｂでは、利
得成分Δｉ−１，Δｑ−１を、Ｉチャネルについては、
上記（１９），（２０）式の平均から求め、Ｑチャネル
については、上記（２１），（２２）式の平均から求め
るようにしてもよい。また、利得成分抽出手段１０Ｂで
は、利得成分Δｉ−１，Δｑ−１を、０°≦｜θ｜≦４
５°のときは、上記（１９），（２２）式を選択し、４
５°＜｜θ｜≦９０°のときは、上記（２０），（２
１）式を選択することにより求めるようにしてもよい。

【００４３】さらに、利得成分抽出手段１０Ｂでの利得
成分Δｉ−１，Δｑ−１の抽出を、前記誤差信号Ｅ_I ，
Ｅ_Q 、前記ＩおよびＱ信号Ｉ，Ｑ、および前記位相回転
に使用した信号sin θ，cos θの符号のみを使用して抽
出するようにしてもよい。

【００４４】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。 （ａ）第１実施例の説明 図３は本発明の第１実施例を示すブロック図であるが、
この第１実施例にかかる準同期検波復調回路は、この図
３に示すように、ハイブリッド（Ｈ）８０，ミキサ（検
波回路）８１−Ｉ，８１−Ｑ，ローパスフィルタ８２−
Ｉ，８２−Ｑ，利得補正部としての可変利得増幅器（Ａ
ＧＣ）８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正部としてのド
リフト補正回路（ＤＲＣ）８４−Ｉ，８４−Ｑ，アナロ
グ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）８５−Ｉ，８５
−Ｑ，位相回転部８６，等化器８７−Ｉ，８７−Ｑ，デ
ィジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ）８９，固定周波
数発振器（ＯＳＣ）９２，９０°ハイブリッド（Ｈ）９
３，制御部（ＣＯＮＴ）１０５，ローパスフィルタ９
４，１０２−Ｉ，１０２−Ｑをそなえて構成されてい
る。

【００４５】従って、この第１実施例の場合も、まずハ
イブリッド８０には、直交する搬送波の振幅を伝送すべ
きディジタル信号によって振幅変調して合成した信号が
入力される。また、ＯＳＣ９２では入力ＱＡＭ信号の搬
送波角周波数に近い周波数を発振してＭＩＸ８１−Ｉ，
８１−Ｑに入力する。その後、ローパスフィルタ８２−
Ｉ，８２−Ｑより出力される信号が、可変利得増幅器８
３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路８４−Ｉ，８４−
ＱおよびＡ／Ｄ８５−Ｉ，８５−Ｑを通って位相回転部
８６に入力される。

【００４６】そして、位相回転部８６では、上記の式
（１）および（２）なる演算が行なわれ、位相回転補正
が施されて、位相回転部８６の出力Ａ_I （ｔ），Ａ
_Q （ｔ）が等化器８７−Ｉ，８７−Ｑで等化されて２系
列の信号Ｉ_CHおよびＱ_CHとして出力されるようになって
いる。ところで、制御部１０５は、ＶＣＯ制御回路（Ｖ
ＣＯ ＣＯＮＴ）８８，ＤＲＣ制御回路（ＤＲＣ ＣＯ
ＮＴ）９０をそなえている。

【００４７】ここで、ＶＣＯ制御回路８８は、等化器８
７−Ｉ，８７−Ｑからの出力を受けて、ＤＶＣＯ８９を
制御するための信号を出力するもので、この出力はロー
パスフィルタ９４を介してＤＶＣＯ８９へ出力されるよ
うになっている。また、ＤＲＣ制御回路９０は、等化器
８７−Ｉ，８７−Ｑからの出力を受けて、ドリフト補正
回路８４−Ｉ，８４−Ｑを制御するための信号を出力す
るもので、この出力はローパスフィルタ（フィルタ手
段）１０２−Ｉ，１０２−Ｑを介してドリフト補正回路
８４−Ｉ，８４−Ｑへ出力されるようになっている。

【００４８】なお、可変利得増幅器８３−Ｉ，８３−Ｑ
は所定の利得に設定されている。すなわち、この第１実
施例にかかる準同期検波復調回路は、ベースバンド
（Ｂ．Ｂ）ドリフト制御を行なうものであるということ
ができる。ところで、ＤＲＣ制御回路９０は、図４に示
すように、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０Ａ，ドリフ
ト成分抽出部９０Ｂの機能を有している。

【００４９】ここで、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０
Ａは、等化器８７−Ｉ，８７−ＱからのＩおよびＱ信号
の正規復調レベルよりの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するもの
で、その検出手法については後述する。また、ドリフト
成分抽出部９０Ｂは、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０
Ａで検出された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q と前記位相回転を補正す
るために使用されたＤＶＣＯ８９からの信号sin θ，co
s θより、ドリフト成分Δｉ，Δｑを抽出するもので、
この抽出されるドリフト成分ΔｉおよびΔｑが、前記し
た（１３）〜（１６）式と同じ、以下の式から求められ
るように構成されている。

【００５０】 Δｉ＝Ｅ_I ／cos θ・・（２３） 又はΔｉ＝Ｅ_Q ／sin θ・・（２４） Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θ・・（２５） 又はΔｑ＝Ｅ_Q ／cos θ・・（２６） 次に、上記のドリフト制御についての原理説明を行な
う。 （ｉ）説明１ 今、ＩチャネルにΔｉ、ＱチャネルにΔｑなるドリフト
成分があるとき位相回転部８６より出力される信号Ｉ″
およびＱ″は、式（１）および（２）より、次式で表さ
れる。

【００５１】 Ｉ″＝（Ｉ＋Δｉ）cos θ−Ｑsin θ＝Ｉ′＋Δｉcos θ・・（２７） Ｑ″＝（Ｉ＋Δｉ）sin θ＋Ｑcos θ＝Ｑ′＋Δｉsin θ・・（２８） ただし、Ｉ′およびＱ′はΔｉが共に０のときのＩ″お
よびＱ″の値である。したがってＩチャネル信号には Ｅ_I （＝Ｉ″−Ｉ′）＝Δｉcos θ・・（２９） なる誤差が、またＱチャネル信号には Ｅ_Q （＝Ｑ″−Ｑ′）＝Δｉsin θ ・・（３０） なる誤差が含まれる。

【００５２】したがって、式（２９）および（３０）よ
り、Δｉは、上記の（２３），（２４）式のようにな
る。すなわち、Δｉ＝Ｅ_I ／cos θ又はΔｉ＝Ｅ_Q ／si
n θとなる。さらに、Ｑチャネルについても、同様にし
て、Δｑは上記の（２５），（２６）式のようになる。

【００５３】すなわち、Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θ又はΔｑ
＝Ｅ_Q ／cos θとなる。これにより、ドリフト成分Δｉ
およびΔｑの抽出手法が説明されたことになる。 （ｉｉ）説明２ なお、上記の（２３）〜（２６）式の片チャネルだけを
考えた制御法（ＤＲＣ）に、Δｉ，Δｑが存在すると考
えても、回路上、近似的に上記と同様の結果が得られ
る。

【００５４】すなわち、（２３）〜（２６）式による計
算により求まるΔｉ，ΔｑをＨΔｉ，ＨΔｑとし、Δ
ｉ，Δｑを実際のＤＣ成分のずれとすると、（２３）式
に後述の（４５）式を代入して、 ＨΔｉ＝（Δｉcos θ−Δｑsin θ）／cos θ＝Δｉ−Δｑ（sin θ／cos θ） ・・（３１） となる。

【００５５】ここで、sin θ／cos θは時間と共に変動
する要素であり、図３のブロック図から分かるように、
制御部の後のローパスフィルタ１０２−Ｉ，１０２−Ｑ
の働きにより、この部分はローパスフィルタ１０２−
Ｉ，１０２−Ｑの後へは伝わらない、よって、ＨΔｉ≒
Δｉとなる。

【００５６】同様に、（２４）〜（２６）式も次のよう
になる。まず、（２４）式については、 ＨΔｉ＝（Δｉsin θ＋Δｑcos θ）／sin θ ＝Δｉ＋Δｑ（cos θ／sin θ）≒ Δｉ ・・（３２） （２５）式については、 ＨΔｑ＝−（（Δｉcos θ−Δｑsin θ）／sin θ） ＝−Δｉ（cos θ／sin θ）＋Δｑ≒ Δｑ・・（３３） （２６）式については、 ＨΔｑ＝（Δｉsin θ＋Δｑcos θ）／cos θ ＝Δｉ（sin θ／cos θ）＋Δｑ≒ Δｑ・・（３４） となるため、後述の式（４１），（４２）を使用するの
が正確ではあるが、この点からも、（２３）〜（２６）
式を使用できるということがわかるのである。

【００５７】さらに、ＤＲＣ制御回路９０のＩ，Ｑチャ
ネル誤差検出手段９０Ａの検出原理について説明する。
なお、以後の説明を容易にするため、復調器に入力され
るＱＡＭ信号は１６ＱＡＭ信号とする。１６ＱＡＭ信号
が復調器に入力され、雑音もなく制御が完全に行なわれ
ておれば、復調器より出力されるＩおよびＱチャネルの
信号は、±１および±３の中のいずれか１値が伝送され
たＱＡＭ信号のクロックに同期して出力される。

【００５８】復調器にドリフトが生じている場合は、式
（２９）および（３０）で示した誤差Ｅ_I およびＥ_Q が
加わって復調器より出力される。すなわち、式（２７）
および（２８）で示すＩ″およびＱ″の信号が出力され
る。従って、式（２７）および（２８）で示すＩ″およ
びＱ″より、式（２９）および（３０）で示す誤差の検
出は以下のように行なう。

【００５９】式（２７）および（２８）で示すＩ″およ
びＱ″はディジタル信号であり、最初の第１ビットは
Ｉ″およびＱ″の値が正であるか負であるかを示す符号
ビットと、第２ビット以後は信号値を示すデータ値であ
る。復調器に入力されるＱＡＭ信号が１６ＱＡＭである
場合は、データ値は１または３となり、したがってドリ
フトが無い場合は第４ビット以後のデータ値は０とな
る。

【００６０】そこで、誤差Ｅ_I およびＥ_Q を検出するに
は、第３ビットと第４ビットの間に小数点が有るものと
見たて０．５を加えて第１より第３ビットまでを取り出
せば、式（２７）および（２８）で示すＩ′およびＱ′
となり、第４ビット以後が式（２９）および（３０）で
示す誤差Ｅ_I およびＥ_Q となる。前述した０．５を加え
ることは、データ値が２進数であるため、第４ビットの
データ値に１を加算することになる。

【００６１】すなわち、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出部９０
Ａでは、以下の演算を行なわして、Ｅ_I およびＥ_Q を出
力している。 Ｅ_I ＝Ｉ″−〔Ｉ″〕・・（３５） Ｅ_Q ＝Ｑ″−〔Ｑ″〕・・（３６） ただし、〔 〕は０．５を加えて第４ビット以後を切捨
てた値である。

【００６２】ドリフト成分抽出部９０Ｂでは、Ｉ，Ｑチ
ャネル誤差検出部９０Ｂより出力されたＥ_I およびＥ_Q
と、ＤＶＣＯ８９より位相回転部８６に供給しているsi
n θおよびcos θの値より、Ｉチャネルについては、
（２３）式または（２４）式、Ｑチャネルについては、
（２５）式または（２６）式のどちらかを使用して、Δ
ｉおよびΔｑを出力する。

【００６３】ところで、上記のようにしてΔｉ，Δｑを
出力するＤＲＣ制御回路９０としては、例えば図５に示
すように２枚のメモリ９００１，９００２を用いたもの
を使用する。なお、メモリ９００１には、Ｃ＝Ａ／Ｂの
データを書込み、メモリ９００２には、Ｃ＝−Ａ／Ｂ
（又はＡ／Ｂ）のデータを書込む。ここで、誤差ビット
とは、有効ビット位下のビットである。例えば１６ＱＡ
Ｍの場合、上位２ビットが有効ビットであるから、出力
データが８ビットの場合は、上から３〜８ビット目まで
を誤差ビットという。

【００６４】ローパスフィルタ１０２−Ｉ，１０２−Ｑ
では、ドリフト成分抽出部９０Ｂより出力されたΔｉお
よびΔｑを濾波してドリフト補正回路８４−Ｉ，８４−
Ｑに制御信号として出力する。なお、ローパスフィルタ
１０２−Ｉ，１０２−Ｑとしては、ΔｉおよびΔｑがデ
ィジタル値であるため、図６に示すような加算器とフリ
ップフロップからなるアキュームレータ（遅延加算器）
を使用したり、制御信号の上位１ビットだけにより動作
するアップダウンカウンタを使用したりする。なお、数
ビット用いたアキュームレータの方が精度は良い。

【００６５】従って、このドリフト制御においては、
Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０Ａが復調出力より式
（２９）および（３０）で示す誤差Ｅ_I およびＥ_Q を検
出して出力する。また、ドリフト成分抽出部９０Ｂで
は、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０Ａで検出された誤
差Ｅ_I およびＥ_Q と、位相回転を補正するために使用し
たsin θおよびcos θより、式（２３）〜（２６）で示
す演算を行なってドリフト成分ΔｉおよびΔｑを出力す
る。

【００６６】フィルタ手段１０２−Ｉ，１０２−Ｑで
は、ドリフト成分抽出部９０Ｂにより出力されたドリフ
ト成分ΔｉおよびΔｑを濾波してスムージングし、ドリ
フト補正回路８４−Ｉ，８４−Ｑに出力する。これによ
り、多値化された直交振幅変調（ＱＡＭ）において、Ｑ
ＡＭ信号の互に直交する２信号間の影響を無くしてドリ
フト制御を行なう準同期検波が可能となり、これによ
り、ディジタル化された復調器を実現でき、ＬＳＩ化、
小型化が容易になる。

【００６７】第１実施例（ＤＲＣ制御）の第１変形例
の説明 また、Ｉチャネルは（２３）式と（２４）式から求まる
制御信号の平均、Ｑチャネルは（２５）式と（２６）式
から求まる制御信号の平均をとることもできる。すなわ
ち、ＩチャネルのΔｉについては、得られた２種のドリ
フト成分Δｉ＝Ｅ_I ／cos θとΔｉ＝Ｅ_Q ／sin θとの
平均から求め、ＱチャネルのΔｑについては、得られた
２種のドリフト成分Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θとΔｑ＝Ｅ_Q
／cos θとの平均から求められるのである。そして、こ
のときのＤＲＣ制御回路９０としては、例えば図７に示
すようなメモリ９００３を用いたものを使用する。な
お、メモリ９００３には、Ｅ＝（（Ａ／Ｃ）＋（Ｂ／
Ｄ））／２およびＦ＝（（−Ａ／Ｄ）＋（Ｂ／Ｃ））／
２のデータを書込む。

【００６８】このようにΔｉ，Δｑについて、平均を出
力させるようにすると、Δｉ，Δｑの精度が向上する。 第１実施例（ＤＲＣ制御）の第２変形例の説明 また、ドリフト成分ΔｉおよびΔｑを、０°≦｜θ｜≦
４５°のときは、Δｉ＝Ｅ_I ／cos θ，Δｑ＝Ｅ_Q ／co
s θを選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ
＝Ｅ_Q ／sin θ，Δｑ＝−Ｅ_I ／sin θを選択すること
により求めてもよい。

【００６９】すなわち、（２３）式〜（２６）式から求
まる値は、cos θまたはsin θの値が０に近づいた時、
１／cos θ，１／sin θが非常に大きくなり、Ｅ_I ，Ｅ
_Q が０に近づく。この時、cos θ，sin θ，Ｅ_I ，Ｅ_Q
の精度は悪くなる。cos θ，sin θの値は、｜θ｜の値
により逆の関係にあり、｜θ｜＝４５°を境に大小関係
が成り立つ。即ち、cos ² θ ＋sin ² θ＝１であるか
ら、｜cos θ｜＝（１−sin ² θ）^1/2 となり、｜sin
θ｜＝（１−cos ² θ）^1/2 となるので、０°≦｜θ｜
≦４５°のときは、｜cos θ｜≧（１／２）^1/2 、｜si
n θ｜≦（１／２）^1/2 となり、４５°＜｜θ｜≦９０
°のときは、｜cos θ｜＜（１／２）^1/2 、｜sin θ｜
＞（１／２）^1/2 となる。

【００７０】ただし、｜θ｜はθを９０°で割った余り
の絶対値とする。ここで、cos θ，sin θは０に近づく
と、精度が悪くなるため、θの値により、cos θ，sin
θが０に近くない方を選択するのである。これにより、
上記のように、０°≦｜θ｜≦４５°のときは、Δｉ＝
Ｅ_I ／cos θ，Δｑ＝Ｅ_Q ／cosθを選択し、４５°＜
｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ＝Ｅ_Q ／sin θ，Δｑ＝
−Ｅ_I ／sin θを選択するのである。

【００７１】そして、上記のようにしてΔｉ，Δｑを出
力するＤＲＣ制御回路９０としては、例えば図８に示す
ようにメモリ９００４を用いたものを使用する。なお、
メモリ９００４には、｜cos θ｜≧（１／２）^1/2 のと
きに、Ｅ＝Ａ／Ｃ，Ｆ＝Ｂ／Ｃのデータを書込み、｜co
s θ｜＜（１／２）^1/2 のときに、Ｅ＝Ｂ／Ｄ，Ｆ＝−
Ａ／Ｄのデータを書込む。

【００７２】このようにΔｉ，Δｑを選択的に算出すれ
ば、精度の向上に寄与するものである。 第１実施例（ＤＲＣ制御）の第３変形例の説明 ところで、ＤＲＣの制御信号は、（２３）〜（２６）式
として表されるが、これらの計算を全ビット正確に求め
るのではなく、Ｅ_I ，Ｅ_Q ，cos θ，sin θの値が正の
値をもつか負の値をもつか（これを極性とよぶ）だけに
注目して、計算を簡易化することができる。たとえば、
（２３）式の場合、図１０（真理表を表す図）に示すよ
うに、Ｅ_I ，cos θ，Δｉの極性（＋を０，−を１とす
る）を、ＤＥ_I ，Ｄcos θ，ＤΔｉとすると、ＤΔｉは
以下のようになる。

【００７３】 ＤΔｉ＝ＤＥ_I （＋）Ｄcos θ ・・（３７） ここで、（＋）は排他的論理和を意味する。以下におい
ても、同じ意味でこの記号を使用する。同様に、Ｅ_Q ，
sin θ，Δｑの極性（＋を０，−を１とする）を、ＤＥ
_Q ，Ｄsin θ，ＤΔｑとすると、（２４）式について、
ＤΔｉは以下のようになる。

【００７４】 ＤΔｉ＝ＤＥ_Q （＋）Ｄsin θ ・・（３８） また、（２５）式について、ＤΔｑは以下のようにな
る。 ＤΔｑ＝ＤＥ_I （＋）Ｄsin θ ・・（３９） なお、式（３９）中の下線は、実際は上に引かれるべき
線で、集合の裏領域を表すバーである。以下において
も、同じ表記法を使用する。

【００７５】さらに、（２６）式について、ＤΔｑは以
下のようになる。 ＤΔｑ＝ＤＥ_Q （＋）Ｄcos θ ・・（４０） そして、上記のようにしてＤΔｉ，ＤΔｑを出力するＤ
ＲＣ制御回路９０としては、例えば図９に示すように排
他的論理和回路（ＥＸＯＲ）９００５，９００６と必要
に応じて反転ゲート９００７（図９のカッコ内の信号が
入る場合は、この反転ゲート９００７は不要）を用いた
ものを使用する。

【００７６】すなわち、Ｉチャネル制御信号は（３７）
式または（３８）式を使用して求め、Ｑチャネル制御信
号は（３９）式または（４０）式を使用して求めるので
ある。なお、誤差信号とは、有効データ位下１ビット目
のことで、誤差ビットの１ビット目になり、誤差ビット
の極性を示す。同様に、cos θ，sin θ，のＤcos θ，
Ｄsin θ（極性）とは、cos θ，sin θの第１ビット目
を示す。そして、この場合、出力は０，１であるから、
ローパスフィルタとして、アキュームレータ，アップダ
ウンカウンタのいずれを使用しても、共に同じ動作にな
る。

【００７７】このように符号のみを使用することによ
り、計算を簡易化できるのである。 第１実施例（ＤＲＣ制御）の第４変形例の説明 また、上記のようにして符号を使用するものにおいて、
２つの制御信号を加算することもできる。すなわち、こ
の場合、出力は０，１のディジタル１ビットであるか
ら、２つの制御信号が同じ値の場合にのみ出力するよう
にする。この場合、ＤＲＣ制御回路９０としては、例え
ば図１１に示すように複数のＥＸＯＲ９００８〜９０１
３，ＯＲゲート９０１４，９０１５，反転ゲート９０１
６，フリップフロップ９０１７，９０１８を用いたもの
を使用する。この回路では、ＯＲゲート９０１４，９０
１５の一入力が２つの制御信号が一致したときにＬにな
るようになっている。このようにすることで、更に精度
が向上する。

【００７８】第１実施例（ＤＲＣ制御）の第５変形例
の説明 第４変形例の他の例を示す。この場合のＤＲＣ制御回路
９０は、図１２に示すように、複数のＥＸＯＲ９０１９
〜９０２２，反転ゲート９０２３，変換回路９０２４，
９０２５を用いたものを使用する。このような構成によ
り、出力を数ビットとして、両方の制御信号が共に＋の
時は出力は最大値を、共に−の時は最小値を、両方の制
御信号が異なる時は中心値をとるようにする。たとえば
出力を８ビット（０〜２５５）とすると変換回路９０２
４，９０２５は、図１３に示すような関係を満足する回
路とする。

【００７９】第１実施例（ＤＲＣ制御）の第６変形例
の説明 第３変形例において、第２変形例のように、θの値によ
って、（３７）式〜（４０）を選択するようにしてもよ
い。この場合は、０°≦｜θ｜≦４５°のときは、Ｉチ
ャネルでは（３７）式を、Ｑチャネルでは（４０）式を
選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Ｉチャネル
では（３８）式を、Ｑチャネルでは（３９）式を選択す
るようにする。このときのＤＲＣ制御回路９０は、図１
４に示すように、複数のＥＸＯＲ９０２６〜９０２９，
絶対値演算回路９０３０，反転ゲート９０３１，比較器
９０３２，セレクタ９０３３，９０３４を用いたものを
使用する。なお、比較器９０３２は入力が（１／２）
^1/2 より大きいときにＨ信号を出しそれ以外でＬ信号を
出すもので、セレクタ９０３３，９０３４はＨ信号を受
けるとＡ入力を選択し、Ｌ信号を受けるとＢ入力を選択
するものである。このようにしても、上記の第２，第３
変形例とほぼ同様の効果が得られる。

【００８０】（ｂ）第２実施例の説明 図１５は本発明の第２実施例を示すブロック図である
が、この第２実施例にかかる準同期検波復調回路も、ベ
ースバンド（Ｂ．Ｂ）ドリフト制御を行なうもので、図
１５に示すように、ハイブリッド（Ｈ）８０，ミキサ
（検波回路）８１−Ｉ，８１−Ｑ，ローパスフィルタ８
２−Ｉ，８２−Ｑ，可変利得増幅器（ＡＧＣ）８３−
Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路（ＤＲＣ）８４−Ｉ，
８４−Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換
器）８５−Ｉ，８５−Ｑ，位相回転部８６，等化器８７
−Ｉ，８７−Ｑ，ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣ
Ｏ）８９，固定周波数発振器（ＯＳＣ）９２，９０°ハ
イブリッド（Ｈ）９３，制御部（ＣＯＮＴ）１０５，ロ
ーパスフィルタ９４，１０２−Ｉ，１０２−Ｑをそなえ
て構成されており、従って、この第２実施例の場合も、
まずハイブリッド８０には、直交する搬送波の振幅を伝
送すべきディジタル信号によって振幅変調して合成した
信号が入力される一方、ＯＳＣ９２では入力ＱＡＭ信号
の搬送波角周波数に近い周波数を発振してＭＩＸ８１−
Ｉ，８１−Ｑに入力している。その後は、ローパスフィ
ルタ８２−Ｉ，８２−Ｑより出力される信号が、可変利
得増幅器８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路８４−
Ｉ，８４−ＱおよびＡ／Ｄ８５−Ｉ，８５−Ｑを通って
位相回転部８６に入力される。そして、位相回転部８６
では、上記のようにして位相回転補正が施され、位相回
転部８６の出力Ａ_I （ｔ），Ａ_Q（ｔ）が等化器８７−
Ｉ，８７−Ｑで等化されて２系列の信号Ｉ_CHおよびＱ_CH
として出力されるようになっている。

【００８１】制御部１０５は、前述の第１実施例のもの
と同様のＶＣＯ制御回路（ＶＣＯＣＯＮＴ）８８と、前
述の第１実施例のものとは異なるＤＲＣ制御回路（ＤＲ
ＣＣＯＮＴ）９０′とをそなえている。ここで、ＤＲＣ
制御回路９０′は、等化器８７−Ｉ，８７−Ｑからの出
力を受けて、ドリフト補正回路８４−Ｉ，８４−Ｑを制
御するための信号を出力するもので、この出力がローパ
スフィルタ（フィルタ手段）１０２−Ｉ，１０２−Ｑを
介してドリフト補正回路８４−Ｉ，８４−Ｑへ出力され
るが、このために、図１６に示すように、Ｉ，Ｑチャネ
ル誤差検出部９０′Ａ，ドリフト成分抽出部９０′Ｂの
機能を有している。

【００８２】Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０′Ａは、
等化器８７−Ｉ，８７−ＱからのＩおよびＱ信号の正規
復調レベルよりの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するもので、前
述の第１実施例におけるＩ，Ｑチャネル誤差検出手段９
０Ａと同じものである。また、ドリフト成分抽出部９
０′Ｂは、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９０′Ａで検出
された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q と前記位相回転を補正するために
使用されたＤＶＣＯ８９からの信号sin θ，cos θよ
り、ドリフト成分Δｉ，Δｑを抽出するもので、この抽
出されるドリフト成分ΔｉおよびΔｑが、前記の式（１
１），（１２）と同じ、以下の式から求められるように
構成されている。すなわち、ドリフト成分Δｉ，Δｑの
抽出方法が前述の実施例と異なるのである。

【００８３】 Δｉ＝Ｅ_I cos θ＋Ｅ_Q sin θ・・（４１） Δｑ＝−Ｅ_I sin θ＋Ｅ_Q cos θ・・（４２） 以下、この第２実施例にかかるドリフト制御についての
原理説明を行なう。いま、ＩチャネルにΔｉ、Ｑチャネ
ルにΔｑなるドリフトが生じているとすると、位相回転
部８６より出力される信号Ｉ″およびＱ″は、式（１）
および（２）より、以下のようになる。

【００８４】 Ｉ″＝（Ｉ＋Δｉ）cos θ−（Ｑ＋Δｑ）sin θ ＝Ｉ′＋Δｉcos θ−Δｑsin θ ・・（４３） Ｑ″＝（Ｉ＋Δｉ）sin θ＋（Ｑ＋Δｑ）cos θ ＝Ｑ′＋Δｉsin θ＋Δｑcos θ ・・（４４） ただし、Ｉ′およびＱ′はΔｉおよびΔｑが共に０のと
きのＩ″およびＱ″の値である。

【００８５】したがってＩチャネル信号には Ｅ_I （＝Ｉ″−Ｉ′）＝Δｉcos θ−Δｑsin θ ・・（４５） なる誤差が、またＱチャネル信号には Ｅ_Q （＝Ｑ″−Ｑ′）＝Δｉsin θ＋Δｑcos θ ・・（４６） なる誤差が含まれる。

【００８６】したがって、式（４５）および（４６）よ
りΔｉおよびΔｑは、上記の式（４１），（４２）とし
て求めることができるのである。このようにして、上記
の抽出手法が説明されたことになるが、この第２実施例
にかかる手法は、前述の第１実施例にかかる手法を更に
一般化したものであることがわかる。逆に言えば、前述
の第１実施例にかかる手法は、この第２実施例にかかる
手法において、条件を付加して演算を簡素化した特殊手
法であるともいえる。

【００８７】ところで、上記のようにしてΔｉ，Δｑを
出力するＤＲＣ制御回路９０′としては、例えば図１７
に示すように、乗算器９００１′〜９００４′，加算器
９００５′，９００６′，反転ゲート９００７′を組み
合わせた回路が使用される。これにより、Ｅ＝Ａ・Ｃ＋
Ｂ・Ｄ，Ｆ＝−Ａ・Ｄ＋Ｂ・Ｃなる演算が行なわれる。
なお、上記のようにしてΔｉ，Δｑを出力するＤＲＣ制
御回路９０′として、例えば図１８に示すように、メモ
リ９００８′を用いたものでもよい。この場合は、メモ
リ９００８′に、Ｅ＝Ａ・Ｃ＋Ｂ・Ｄ，Ｆ＝−Ａ・Ｄ＋
Ｂ・Ｃのデータを書込む。

【００８８】なお、この第２実施例では、出力が多ビッ
トであるため、ローパスフィルタ１０２−Ｉ，１０２−
Ｑにはアキュームレータ等を使用する。このようにして
も、前述の第１実施例と同様の効果ないし利点が得られ
る。 第２実施例（ＤＲＣ制御）の第１変形例の説明 式（４１），（４２）を使用して、前記第１実施例の第
３変形例と同じ操作（各要素の極性だけを使用する）を
行なうようにしてもよい。すなわち、Δｉ，Δｑ，
Ｅ_I ，Ｅ_Q ，cos θ，sin θの極性をＤΔｉ，ＤΔｑ，
ＤＥ_I ，ＤＥ_Q ，Ｄcos θ，Ｄsin θとすると、式（４
１），（４２）の真理表は、図２０のようになる。ここ
で、「×」とは、式（４１），（４２）の極性が確定し
ない場合を示している。

【００８９】そして、不確定時の出力を使用しないこと
を前提とすると、ＤΔｉ，ＤΔｑは＋＝０，−＝１とし
て、以下のようになる。 ＤΔｉ＝ＤＥ_I （＋）Ｄcos θ＝ＤＥ_Q （＋）Ｄsin θ・・（４７） ＤΔｑ＝ＤＥ_I （＋）Ｄsin θ＝ＤＥ_Q （＋）Ｄcos θ・・（４８） ただし、上式は、不確定時は除く。

【００９０】また、不確定時の判断は、次の通りであ
る。Δｉに対しては、 ＤＥ_I （＋）ＤＥ_Q （＋）Ｄcos θ（＋）Ｄsin θ＝１・・（４９） Δｑに対しては、 ＤＥ_I （＋）ＤＥ_Q （＋）Ｄcos θ（＋）Ｄsin θ＝１・・（５０） これらの（４７）式〜（５０）式は、前述の第１実施例
における第４変形例そのものである。

【００９１】そして、上記のようにしてΔｉ，Δｑを出
力するＤＲＣ制御回路９０′としては、例えば図１９に
示すように、ＥＸＯＲ９００９′〜９０１２′，ＯＲゲ
ート９０１３′，９０１４′，反転ゲート９０１５′，
９０１６′，フリップフロップ９０１７′，９０１８′
を組み合わせた回路が使用される。また、上記手法の応
用である第１実施例の第５変形例についても、同様にし
て実現できることはいうまでもない。

【００９２】また、異符号の場合は出力せず、同符号の
場合は出力させないようにしてΔｉおよびΔｑを出力さ
せることもできる。このように、データの符号のみを使
用することにより、演算処理の簡素化を図ることができ
る。 （ｃ）第３実施例の説明 つぎに、図２１を参照して、第３実施例を説明する。

【００９３】この第３実施例にかかる準同期検波復調回
路も、この図２１に示すように、ハイブリッド（Ｈ）８
０，ミキサ（検波回路）８１−Ｉ，８１−Ｑ，ローパス
フィルタ８２−Ｉ，８２−Ｑ，可変利得増幅器（ＡＧ
Ｃ）８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路（ＤＲＣ）
８４−Ｉ，８４−Ｑ，アナログ／ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ変換器）８５−Ｉ，８５−Ｑ，位相回転部８６，等
化器８７−Ｉ，８７−Ｑ，ディジタル可変周波数発振器
（ＤＶＣＯ）８９，固定周波数発振器（ＯＳＣ）９２，
９０°ハイブリッド（Ｈ）９３，制御部（ＣＯＮＴ）１
０５，ローパスフィルタ９４，１０１−Ｉ，１０１−Ｑ
をそなえて構成されている。

【００９４】従って、この第３実施例の場合も、まずハ
イブリッド８０には、直交する搬送波の振幅を伝送すべ
きディジタル信号によって振幅変調して合成した信号が
入力される。また、ＯＳＣ９２では入力ＱＡＭ信号の搬
送波角周波数に近い周波数を発振してＭＩＸ８１−Ｉ，
８１−Ｑに入力する。その後、ローパスフィルタ８２−
Ｉ，８２−Ｑより出力される信号は、可変利得増幅器８
３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路８４−Ｉ，８４−
ＱおよびＡ／Ｄ８５−Ｉ，８５−Ｑを通って位相回転部
８６に入力される。そして、位相回転部８６では、上記
の式（１）および（２）なる演算が行なわれて、位相回
転補正が施されて、位相回転部８６の出力Ａ_I （ｔ），
Ａ_Q （ｔ）が等化器８７−Ｉ，８７−Ｑで等化されて２
系列の信号Ｉ_CHおよびＱ_CHとして出力されるようになっ
ている。

【００９５】ところで、制御部１０５は、ＶＣＯ制御回
路（ＶＣＯ ＣＯＮＴ）８８，ＡＧＣ制御回路（ＡＧＣ
ＣＯＮＴ）９１をそなえている。ここで、ＶＣＯ制御
回路８８は、等化器８７−Ｉ，８７−Ｑからの出力を受
けて、ＤＶＣＯ８９を制御するための信号を出力するも
ので、前述の第１，第２実施例と同じものである。

【００９６】また、ＡＧＣ制御回路９１は、等化器８７
−Ｉ，８７−Ｑからの出力を受けて、可変利得増幅器８
３−Ｉ，８３−Ｑを制御するための信号を出力するもの
で、この出力はローパスフィルタ（フィルタ手段）１０
１−Ｉ，１０１−Ｑを介して可変利得増幅器８３−Ｉ，
８３−Ｑへ出力されるようになっている。なお、ドリフ
ト補正回路８４−Ｉ，８４−Ｑは所定の利得に設定され
ている。

【００９７】すなわち、この第３実施例にかかる準同期
検波復調回路は、ベースバンド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣ制御を
行なうものであるということができる。ところで、ＡＧ
Ｃ制御回路９１は、図２２に示すように、Ｉ，Ｑチャネ
ル誤差検出手段９１Ａ，利得成分抽出部９１Ｂの機能を
有している。ここで、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９１
Ａは、等化器８７−Ｉ，８７−ＱからのＩおよびＱ信号
の正規復調レベルよりの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するもの
で、その検出手法は前述の各実施例と同じである。

【００９８】また、利得成分抽出部９１Ｂは、Ｉ，Ｑチ
ャネル誤差検出手段９１Ａで検出された誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q
と前記位相回転を補正するために使用されたＤＶＣＯ８
９からの信号sin θ，cos θより、利得成分Δｉ−１，
Δｑ−１を抽出するもので、この抽出される利得成分Δ
ｉ−１およびΔｑ−１が、前記の式（１９）〜（２２）
と同様の以下の式から求められるように構成されてい
る。

【００９９】 Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θ・・（５１） 又はΔｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θ・・（５２） Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θ・・（５３） 又はΔｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θ・・（５４） 次に、上記の利得制御についての原理説明を行なう。 （ｉ）説明１ まず、位相回転の前で、Ｉチャネルに、Δｉの振幅成分
にずれがあるとき位相回転部８６より出力される信号
Ｉ″およびＱ″は式（１）および（２）より次式で表さ
れる。

【０１００】 Ｉ″＝ΔｉＩcos θ−Ｑsin θ ＝Ｉ′＋（Δｉ−１）Ｉcos θ・・（５５） Ｑ″＝ΔｉＩsin θ＋Ｑcos θ ＝Ｑ′＋（Δｉ−１）Ｉsin θ・・（５６） したがって、Ｉチャネル信号には Ｅ_I ＝（Δｉ−１）Ｉcos θ・・（５７） なる誤差が、またＱチャネル信号には Ｅ_Q ＝（Δｉ−１）Ｉsin θ・・（５８） なる誤差が含まれる。

【０１０１】したがって、式（５７）および（５８）よ
り利得誤差分Δｉ−１は、上記の式（５１），（５２）
のようになる。すなわち、Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θ又
はΔｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θのようになる。さらに、Ｑ
チャネルについても、同様にして、Δｑ−１は上記の式
（５３），（５４）のようになる。

【０１０２】すなわち、Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θ又
はΔｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θのようになる。これによ
り、利得成分Δｉ−１およびΔｑ−１の抽出手法が説明
されたことになる。 （ｉｉ）説明２ （５１）〜（５４）式の片チャネルだけを考えた制御法
（ＡＧＣ）に、Δｉ，Δｑが存在すると考えても、回路
上、近似的に上記と同様の結果が得られる。

【０１０３】すなわち、（５１）〜（５４）式により求
まるΔｉ，ΔｑをＨΔｉ，ＨΔｑとし、Δｉ，Δｑを実
際の振幅成分のずれとすると、（５１）式に、後述の
（７１）式を代入して、 ＨΔｉ−１＝（Δｉ−１）Ｉcos θ−（Δｑ−１）Ｑsin θ／Ｉcos θ ＝（Δｉ−１）−（（Δｑ−１）Ｑ／Ｉ）（sin θ／cos θ） ・・（５９） となる。

【０１０４】ここで、sin θ／cos θは時間と共に変動
する要素であり、ローパスフィルタ１０１−Ｉ，１０１
−Ｑの働きにより、この部分はローパスフィルタ１０１
−Ｉ，１０１−Ｑの後へは伝わらない、よって、ＨΔｉ
−１≒ Δｉ−１となる。同様に、（５２）〜（５４）
式も次のようになる。

【０１０５】まず、（５２）式については、 ＨΔｉ−１ ＝（Δｉ−１）＋（Ｑ（Δｑ−１）／Ｉ）（cos θ／sin θ） ≒ Δｉ ・・（６０） （５３）式については、 ＨΔｑ−１ ＝−（Ｉ（Δｉ−１）／Ｑ）（cos θ／sin θ）＋（Δｑ−１） ≒ Δｑ ・・（６１） （５４）式については、 ＨΔｑ−１ ＝（Ｉ（Δｉ−１）／Ｑ）（sin θ／cos θ）＋（Δｑ−１） ≒ Δｑ ・・（６２） となる。このため、この場合も、後述の式（６７），
（６８）を利用するのが正確であるが、この点からも
（５１）〜（５４）式を使用できることがわかる。

【０１０６】なお、ＡＧＣ制御回路９０のＩ，Ｑチャネ
ル誤差検出部９１Ａは、前述の実施例と同様な演算処理
によって、誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出して出力するので、詳
細な説明は省略する。また、利得成分抽出部９１Ｂで
は、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出部９１Ｂより出力されたＥ
_I およびＥ_Q と、ＤＶＣＯ８９より位相回転部８６に供
給しているsinθおよびcos θの値より、Ｉチャネルに
ついては、（５１）式または（５２）式、Ｑチャネルに
ついては、（５３）式または（５４）式のどちらかを使
用して、Δｉ−１およびΔｑ−１を出力する。

【０１０７】ところで、上記のようにしてΔｉ−１，Δ
ｑ−１を出力するＡＧＣ制御回路９１としては、例えば
図２３に示すように２枚のメモリ９１０１，９１０２を
用いたものを使用する。なお、メモリ９１０１には、Ｄ
＝Ｂ／（Ａ・Ｃ）（又は−Ｂ／（Ａ・Ｃ））のデータを
書込み、メモリ９１０２には、Ｄ＝Ｂ／（Ａ・Ｃ）のデ
ータを書込む。

【０１０８】ここで、誤差ビットの関係は前述の実施例
と同様である。また、ローパスフィルタ１０１−Ｉ，１
０１−Ｑでは、利得成分抽出部９１Ｂより出力されたΔ
ｉ−１およびΔｑ−１を濾波して可変利得増幅器８３−
Ｉ，８３−Ｑに制御信号として出力する。なお、ローパ
スフィルタ１０１−Ｉ，１０１−Ｑとしては、Δｉ−１
およびΔｑ−１がディジタル値であるため、前述の実施
例と同様、アキュームレータ（遅延加算器）を使用した
り、制御信号の上位１ビットだけにより動作するアップ
ダウンカウンタを使用したりする。なお、この場合も、
数ビット用いたアキュームレータの方が精度は良い。

【０１０９】このように、利得制御時に、利得成分抽出
部９１Ｂで、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９１Ａで検出
された誤差Ｅ_I およびＥ_Q と、位相回転を補正するため
に使用したsin θおよびcos θと、復調出力信号Ｉおよ
びＱより、式（５１）〜（５４）で示す演算を行なって
利得成分Δｉ−１およびΔｑ−１を出力し、フィルタ手
段１０１−Ｉ，１０１−Ｑでは、利得成分抽出部９１Ｂ
より出力されたΔｉ−１およびΔｑ−１なる信号を濾波
してスムージングして、可変利得増幅器８３−Ｉ，８３
−Ｑに出力することが行なわれるので、復調出力信号に
含まれる誤差の中から、位相回転によって生じた直交信
号成分による影響を除去して制御信号を得るようにする
ことができ、これにより、利得制御が完全に行なわれ、
多値化されたＱＡＭ信号を誤りなく復調することができ
る。

【０１１０】第３実施例（ＡＧＣ制御）の第１変形例
の説明 また、Ｉチャネルは（５１）式と（５２）式から求まる
制御信号の平均、Ｑチャネルは（５３）式と（５４）式
から求まる制御信号の平均をとることもできる。すなわ
ち、Ｉチャネルについては、得られた２種の利得成分Δ
ｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θとΔｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θとの
平均から求め、Ｑチャネルについては、得られた２種の
利得成分Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θとΔｑ−１＝Ｅ_Q／
Ｑcosθとの平均から求めるのである。そして、このと
きのＡＧＣ制御回路９１としては、例えば図２４に示す
ようなメモリ９１０３を用いたものを使用する。なお、
メモリ９１０３には、Ｇ＝（（Ｂ／（Ａ・Ｅ））＋（Ｄ
／（Ａ・Ｆ）））／２およびＨ＝（（−Ｂ／（Ｃ・
Ｆ））＋（Ｄ／（Ｃ・Ｅ）））／２のデータを書込む。

【０１１１】このようにΔｉ−１，Δｑ−１について、
平均を出力させるようにすると、Δｉ−１，Δｑ−１の
精度が向上する。 第３実施例（ＡＧＣ制御）の第２変形例の説明 また、利得成分Δｉ−１およびΔｑ−１を、Ｉチャネル
については、０°≦｜θ｜≦４５°のときは、Δｉ−１
＝Ｅ_I／Ｉcos θ，Δｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θを選択し、
４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉs
in θ，Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θを選択することによ
り求めてもよい。

【０１１２】すなわち、（５１）式〜（５４）式から求
まる値も、cos θまたはsin θの値が０に近づいた時、
１／sin θ，１／sin θが非常に大きくなり、Ｅ_I ，Ｅ
_Q が０に近づく。この時、やはり、cos θ，sin θ，Ｅ
_I ，Ｅ_Q の精度は悪くなる。そこで、前述の第１実施例
の第２変形例と同様の考え方で、（５１）式〜（５４）
式を選択するのである。

【０１１３】すなわち、上記のように、利得成分Δｉ−
１およびΔｑ−１を、Ｉチャネルについては、０°≦｜
θ｜≦４５°のときは、式（５１），（５４）を選択
し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、式（５２），
（５３）を選択するのである。そして、上記のようにし
てΔｉ−１，Δｑ−１を出力するＡＧＣ制御回路９１と
しては、例えば図２５に示すようにメモリ９１０４を用
いたものを使用する。なお、メモリ９１０４には、｜co
s θ｜≧（１／２）^1/2 のときに、Ｇ＝Ｂ／（Ａ・
Ｅ），Ｈ＝Ｄ／（Ｃ・Ｅ）のデータを書込み、｜cos θ
｜＜（１／２）^1/2のときに、Ｇ＝Ｄ／（Ａ・Ｆ），Ｈ
＝−Ｂ／（Ｃ・Ｆ）のデータを書込む。

【０１１４】このようにΔｉ−１，Δｑ−１を選択的に
算出すれば、精度の向上に寄与するものである。 第３実施例（ＡＧＣ制御）の第３変形例の説明 ＡＧＣの制御信号は、（５１）〜（５４）式として表さ
れるが、これらの計算を全ビット正確に求めるのではな
く、Ｅ_I ，Ｅ_Q ，cos θ，sin θの値が正の値をもつか
負の値をもつか（これを極性とよぶ）だけに注目すれ
ば、前述の第１実施例（ＤＲＣ制御）の第３変形例と同
様にして、計算を簡易化することができる。

【０１１５】すなわち、Ｉ，Ｑ，Ｅ_I ，Ｅ_Q ，cos θ，
sin θ，Δｉ−１，Δｑ−１の極性（＋を０，−を１と
する）を、ＤＩ，ＤＱ，ＤＥ_I ，ＤＥ_Q ，Ｄcos θ，Ｄ
sinθ，Ｄ（Δｉ−１），Ｄ（Δｑ−１）として、（５
１）〜（５４）式を極性にだけ注目して書き直すと、次
のようになる。（５１）式について、Ｄ（Δｉ−１）は
以下のようになる。

【０１１６】 Ｄ（Δｉ−１）＝ＤＥ_I （＋）ＤＩ（＋）Ｄcos θ ・・（６３） （５２）式について、Ｄ（Δｉ−１）は以下のようにな
る。 Ｄ（Δｉ−１）＝ＤＥ_Q （＋）ＤＩ（＋）Ｄsin θ ・・（６４） （５３）式について、Ｄ（Δｑ−１）は以下のようにな
る。 Ｄ（Δｑ−１）＝ＤＥ_I （＋）ＤＱ（＋）Ｄsin θ ・・（６５） （５４）式について、Ｄ（Δｑ−１）は以下のようにな
る。

【０１１７】 Ｄ（Δｑ−１）＝ＤＥ_Q （＋）ＤＱ（＋）Ｄsin θ ・・（６６） そして、上記のようにしてＤΔｉ−１，ＤΔｑ−１を出
力するＡＧＣ制御回路９１としては、例えば図２６に示
すように複数のＥＸＯＲ９１０５〜９１０８と必要に応
じて反転ゲート９１０９（図２６においてカッコ内の信
号が入力された場合は、この反転ゲート９１０９は不
要）を用いたものを使用する。

【０１１８】すなわち、Ｉチャネル制御信号は（６３）
式または（６４）式を使用して求め、Ｑチャネル制御信
号はは（６５）式または（６６）式を使用して求めるの
である。なお、Ｉチャネル，ＱチャネルのＡ／Ｄ出力の
極性とはＡ／Ｄ出力データの１ビット目を示す。

【０１１９】このように符号のみを使用することによ
り、計算を簡易化できるのである。 第３実施例（ＡＧＣ制御）の第４変形例の説明 また、上記のようにして符号を使用するものにおいて、
２つの制御信号を加算することもできる。すなわち、こ
の場合も、出力は０，１のディジタル１ビットであるか
ら、２つの制御信号が同じ値の場合にのみ出力するよう
にする。この場合、ＡＧＣ制御回路９１としては、例え
ば図２７に示すように複数のＥＸＯＲ９１１０〜９１１
９，ＯＲゲート９１２０，９１２１，反転ゲート９１２
２，フリップフロップ９１２３，９１２４を用いたもの
を使用する。この回路では、ＯＲゲート９１２０，９１
２１の一入力が２つの制御信号が一致したときにＬにな
るようになっている。このようにすることで、更に精度
が向上する。

【０１２０】第３実施例（ＡＧＣ制御）の第５変形例
の説明 第４変形例の他の例を示す。この場合のＡＧＣ制御回路
９１は、図２８に示すように、複数のＥＸＯＲ９１２５
〜９１３２，反転ゲート９１３３，変換回路９１３４，
９１３５を用いたものを使用する。このような構成によ
り、出力を数ビットとして、両方の制御信号が共に＋の
時は出力は最大値を、共に−の時は最小値を、両方の制
御信号が異なる時は中心値をとるようにする。なお、変
換回路９１３４，９１３５は、メモリ等で実現する。

【０１２１】第３実施例（ＡＧＣ制御）の第６変形例
の説明 第３変形例において、第２変形例のように、θの値によ
って、（６３）式〜（６６）を選択するようにしてもよ
い。この場合は、 ０°≦｜θ｜≦４５°のときは、Ｉ
チャネルでは（６３）式を、Ｑチャネルでは（６６）式
を選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Ｉチャネ
ルでは（６４）式を、Ｑチャネルでは（６５）式を選択
するようにする。このときのＡＧＣ制御回路９１は、図
２９に示すように、複数のＥＸＯＲ９１３６〜９１４
３，絶対値演算回路９１４４，反転ゲート９１４５，比
較器９１４６，セレクタ９１４７，９１４８を用いたも
のを使用する。なお、比較器９１４６は入力が（１／
２）^1/2 より大きいときにＨ信号を出しそれ以外でＬ信
号を出すもので、セレクタ９１４７，９１４８はＨ信号
を受けるとＡ入力を選択し、Ｌ信号を受けるとＢ入力を
選択するものである。このようにしても同様の効果が得
られる。

【０１２２】（ｄ）第４実施例の説明 図３０は本発明の第４実施例を示すブロック図である
が、この第４実施例にかかる準同期検波復調回路も、第
３実施例と同様、ベースバンド（Ｂ．Ｂ）ＡＧＣ制御を
行なうもので、図３０に示すように、ハイブリッド
（Ｈ）８０，ミキサ（検波回路）８１−Ｉ，８１−Ｑ，
ローパスフィルタ８２−Ｉ，８２−Ｑ，可変利得増幅器
（ＡＧＣ）８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフト補正回路（Ｄ
ＲＣ）８４−Ｉ，８４−Ｑ，アナログ／ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ変換器）８５−Ｉ，８５−Ｑ，位相回転部８
６，等化器８７−Ｉ，８７−Ｑ，ディジタル可変周波数
発振器（ＤＶＣＯ）８９，固定周波数発振器（ＯＳＣ）
９２，９０°ハイブリッド（Ｈ）９３，制御部（ＣＯＮ
Ｔ）１０５，ローパスフィルタ９４，１０１−Ｉ，１０
１−Ｑをそなえて構成されており、従って、この第４実
施例の場合も、まずハイブリッド８０には、直交する搬
送波の振幅を伝送すべきディジタル信号によって振幅変
調して合成した信号が入力される一方、ＯＳＣ９２では
入力ＱＡＭ信号の搬送波角周波数に近い周波数を発振し
てＭＩＸ８１−Ｉ，８１−Ｑに入力している。その後
は、ローパスフィルタ８２−Ｉ，８２−Ｑより出力され
る信号は、可変利得増幅器８３−Ｉ，８３−Ｑ，ドリフ
ト補正回路８４−Ｉ，８４−ＱおよびＡ／Ｄ８５−Ｉ，
８５−Ｑを通って位相回転部８６に入力される。そし
て、位相回転部８６では、上記のようにして位相回転補
正が施され、位相回転部８６の出力Ａ_I （ｔ），Ａ
_Q （ｔ）が等化器８７−Ｉ，８７−Ｑで等化されて２系
列の信号Ｉ_CHおよびＱ_CHとして出力されるようになって
いる。

【０１２３】制御部１０５は、前述の各実施例と同様の
ＶＣＯ制御回路（ＶＣＯ ＣＯＮＴ）８８と、前述の第
３実施例とは異なるＡＧＣ制御回路（ＡＧＣ ＣＯＮ
Ｔ）９１′とをそなえている。ここで、ＡＧＣ制御回路
９１′は、等化器８７−Ｉ，８７−Ｑからの出力を受け
て、ＡＧＣ８３−Ｉ，８３−Ｑを制御するための信号を
出力するもので、この出力がローパスフィルタ（フィル
タ手段）１０１−Ｉ，１０１−Ｑを介して可変利得増幅
器８３−Ｉ，８３−Ｑへ出力され、図３１に示すよう
に、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９１′Ａ，利得成分抽
出部９１′Ｂの機能を有している。

【０１２４】なお、以下の式（６７）および（６８）の
分母のＩおよびＱは誤差を含まない値であり、Ｉ，Ｑチ
ャネル誤差検出部１２より出力された〔Ｉ″〕および
〔Ｑ″〕をＩおよびＱとして演算する。しかし誤差Ｅ_I
およびＥ_Q は小であり、復調器出力のＩ″およびＱ″を
ＩおよびＱとして演算させてもΔｉ−１およびΔｑ−１
に含まれる誤差は少ない。

【０１２５】Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９１′Ａは、
等化器８７−Ｉ，８７−ＱからのＩおよびＱ信号の正規
復調レベルよりの誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q を検出するもので、前
述の第３実施例におけるＩ，Ｑチャネル誤差検出手段９
１Ａと同じものである。また、利得成分抽出部９１′Ｂ
は、Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段９１′Ａで検出された
誤差Ｅ_I ，Ｅ_Q と前記位相回転を補正するために使用さ
れたＤＶＣＯ８９からの信号sin θ，cos θより、利得
成分Δｉ−１，Δｑ−１を抽出するもので、この抽出さ
れる利得成分Δｉ−１およびΔｑ−１が、前記の式（１
７），（１８）と同じ以下の式から求められるように構
成されている。すなわち、利得成分Δｉ−１，Δｑ−１
の抽出方法が前述の第３実施例と異なるのである。

【０１２６】 Δｉ−１＝（Ｅ_I cos θ＋Ｅ_Q sin θ）／Ｉ ・・（６７） Δｑ−１＝（−Ｅ_I sin θ＋Ｅ_Q cos θ）／Ｑ ・・（６８） 以下、この第４実施例にかかる利得制御についての原理
説明を行なう。さて、利得が変化してＩチャネルの信号
値がΔｉＩ（正規利得の場合はΔｉ＝１）、Ｑチャネル
の信号値がΔｑＱ（正規利得の場合はΔｑ＝１）となっ
た場合を考えると、位相回転部より出力される信号Ｉ″
およびＱ″は、式（１）および（２）より Ｉ″＝ΔｉＩcos θ−ΔｑＱsin θ ＝Ｉ′＋（Δｉ−１）Ｉcos θ−（Δｑ−１）Ｑsin θ・・（６９） Ｑ″＝ΔｉＩsin θ＋ΔｑＱcos θ ＝Ｑ′＋（Δｉ−１）Ｉsin θ＋（Δｑ−１）Ｑcos θ・・（７０） で表わされる。

【０１２７】したがって、Ｉチャネル信号には Ｅ_I ＝（Δｉ−１）Ｉcos θ＋（Δｑ−１）Ｑsin θ・・（７１） なる誤差が、またＱチャネル信号には Ｅ_Q ＝（Δｉ−１）Ｉsin θ＋（Δｑ−１）Ｑcos θ・・（７２） なる誤差が含まれる。

【０１２８】したがって、式（７１）および（７２）よ
り利得誤差分Δｉ−１およびΔｑ−１は、上記の式（６
７），（６８）として求めることができるのである。こ
のようにして、上記の抽出手法が説明されたことになる
が、この第４実施例にかかる手法は、前述の第３実施例
にかかる手法を更に一般化したものであることがわか
る。逆に言えば、前述の第３実施例にかかる手法は、こ
の第４実施例にかかる手法において、条件を付加して演
算を簡素化した特殊手法であるともいえる。

【０１２９】ところで、上記のようにしてΔｉ−１，Δ
ｑ−１を出力するＡＧＣ制御回路９１′としては、例え
ば図３２に示すように、メモリ９１０１′を用いたもの
が使用される。この場合は、メモリ９１０１′に、Ｇ＝
（Ｂ・Ｅ＋Ｄ・Ｆ）／Ａ，Ｈ＝（−Ｂ・Ｆ＋Ｄ・Ｅ）／
Ｃのデータを書込む。なお、この第４実施例では、出力
が多ビットであるため、ローパスフィルタにはアキュー
ムレータ等を使用する。

【０１３０】このようにしても、前述の第３実施例と同
様の効果ないし利点が得られる。第４実施例（ＡＧＣ
制御）の第１変形例の説明式（６７），（６８）を使用
して、前記第３実施例の第３変形例と同じ操作（各要素
の極性だけを使用する）を行なうようにしてもよい。す
なわち、Δｉ−１，Δｑ−１，Ｅ_I ，Ｅ_Q ，cos θ，si
n θの極性をＤ（Δｉ−１），Ｄ（Δｑ−１），Ｄ
Ｅ_I ，ＤＥ_Q ，Ｄcos θ，Ｄsin θとすると、式（６
７），（６８）の真理表は、図３３，図３４のようにな
る。ここで、「×」とは、式（６７），（６８）の極性
が確定しない場合を示している。

【０１３１】そして、この場合も、不確定時の出力を使
用しないことを前提とすると、Ｄ（Δｉ−１），Ｄ（Δ
ｑ−１）は＋＝０，−＝１として、以下のようになる。 Ｄ（Δｉ−１）＝ＤＥ_I （＋）ＤＩ（＋）Ｄcos θ ＝ＤＥ_Q （＋）ＤＩ（＋）Ｄsin θ・・（７３） Ｄ（Δｑ−１）＝ＤＥ_I （＋）ＤＱ（＋）Ｄsin θ ＝ＤＥ_Q （＋）ＤＱ（＋）Ｄcos θ・・（７４） ただし、上式は、不確定時は除く。

【０１３２】また、不確定時の判断は、次の通りであ
る。Δｉに対しては、ＤＥ_I （＋）ＤＥ_Q （＋）Ｄcos
θ（＋）Ｄsin θ＝１となり、これを変形すると、 （ＤＥ_I （＋）ＤＩ（＋）Ｄcos θ）（＋）（ＤＥ_Q （＋）ＤＩ（＋）Ｄsin θ ）＝１・・（７５） となる。

【０１３３】Δｑに対しては、ＤＥ_I （＋）ＤＥ
_Q （＋）Ｄcos θ（＋）Ｄsin θ＝１となり、これを変
形すると、 （ＤＥ_I （＋）ＤＱ（＋）Ｄsin θ） （＋）（ＤＥ_Q （＋）ＤＱ（＋）Ｄcos θ ）＝１・・（７６） となる。

【０１３４】これらの（７３）式〜（７６）式は、第３
実施例の第４変形例そのものである。そして、上記のよ
うにしてΔｉ−１，Δｑ−１を出力するＡＧＣ制御回路
９１′としては、メモリが使用される。また、上記手法
の応用である第３実施例の第５変形例第についても、同
様にして実現できることはいうまでもない。

【０１３５】また、異符号の場合はΔｉ−１を出力せ
ず、同符号の場合はΔｑ−１を出力させないようにして
制御信号を出力させることもできる。このように、デー
タの符号のみを使用することにより、演算処理の簡素化
を図ることができる。 （ｅ）その他 なお、上記の実施例は、利得制御，ドリフト制御が独立
のものとして扱ったが、利得制御，ドリフト制御は、同
様の手法で同時に行なわれても勿論よい。この場合のブ
ロック図を示すと、図３５のようになる。

【０１３６】また、図６，図７，図２３のＡＧＣのアン
プ、ＤＲＣのＤＣの加算部は、容易にディジタルに置き
替えることができる。この場合、アンプはかけ算器，Ｄ
Ｃ加算は加算器となる。さらに、本発明は、上記の実施
例に限定されるものではなく、その発明の主旨に従った
各種変形が可能であることはいうまでもない。

【０１３７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
の諸効果が得られる。 （１）復調出力信号に含まれる誤差の中から、位相回転
によって生じた直交信号成分による影響を除去して制御
信号を得るようにしたため、ドリフト制御および利得制
御が完全に行なわれ、多値化されたＱＡＭ信号を誤りな
く復調することができる。

【０１３８】（２）抽出されたドリフト成分や利得成分
を、得られた２種の成分の平均から求めたり、選択的に
求めたりすることもでき、このようにすれば抽出された
ドリフト成分や利得成分の演算精度を向上できる。 （３）位相回転によって生じた直交成分による影響を除
去した制御信号を得る演算をデータ値の符号のみを使用
するようにしたので、演算処理を大幅に簡単化すること
ができる。

【０１３９】（４）多値化された直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）において、準同期検波が可能となり、これによりデ
ィジタル化された復調器を実現して、ＬＳＩ化、小型化
が容易になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の原理ブロック図である。

【図２】第２の発明の原理ブロック図である。

【図３】本発明の第１実施例を示すブロック図である。

【図４】第１実施例の要部構成図である。

【図５】第１実施例のＤＲＣ制御回路の構成例を示す図
である。

【図６】第１実施例のローパスフィルタの構成例を示す
図である。

【図７】第１実施例の第１変形例にかかるＤＲＣ制御回
路の構成例を示す図である。

【図８】第１実施例の第２変形例にかかるＤＲＣ制御回
路の構成例を示す図である。

【図９】第１実施例の第３変形例にかかるＤＲＣ制御回
路の構成例を示す図である。

【図１０】第１実施例の第３変形例を説明する図であ
る。

【図１１】第１実施例の第４変形例にかかるＤＲＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図１２】第１実施例の第５変形例にかかるＤＲＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図１３】第１実施例の第５変形例を説明する図であ
る。

【図１４】第１実施例の第６変形例にかかるＤＲＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図１５】本発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。

【図１６】第２実施例の要部構成図である。

【図１７】第２実施例のＤＲＣ制御回路の構成例を示す
図である。

【図１８】第２実施例のＤＲＣ制御回路の他の構成例を
示す図である。

【図１９】第２実施例の第１変形例にかかるＤＲＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２０】第２実施例の第１変形例を説明する図であ
る。

【図２１】本発明の第３実施例を示すブロック図であ
る。

【図２２】第３実施例の要部構成図である。

【図２３】第３実施例のＡＧＣ制御回路の構成例を示す
図である。

【図２４】第３実施例の第１変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２５】第３実施例の第２変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２６】第３実施例の第３変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２７】第３実施例の第４変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２８】第３実施例の第５変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図２９】第３実施例の第６変形例にかかるＡＧＣ制御
回路の構成例を示す図である。

【図３０】本発明の第４実施例を示すブロック図であ
る。

【図３１】第４実施例の要部構成図である。

【図３２】第４実施例のＡＧＣ制御回路の構成例を示す
図である。

【図３３】第４実施例の第１変形例を説明する図であ
る。

【図３４】第４実施例の第１変形例を説明する図であ
る。

【図３５】本発明の他の実施例を示すブロック図であ
る。

【図３６】同期検波復調回路のブロック図である。

【図３７】準同期検波復調回路のブロック図である。

【図３８】位相回転部の構成図である。

【図３９】ＤＶＣＯの構成図である。

【図４０】変調側の概略構成を示す図である。

【符号の説明】

１ 直交検波器 ２−Ｉ，２−Ｑ 利得補正部 ３−Ｉ，３−Ｑ ドリフト補正部 ４ 位相回転部 ５ ＤＶＣＯ制御部 ６ フィルタ手段 ７ ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ） ８ ドリフト制御部 ８Ａ Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段 ８Ｂ ドリフト成分抽出手段 ９ フィルタ手段 １０ 利得制御部 １０Ａ Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段 １０Ｂ 利得成分抽出手段 １１ フィルタ手段 ８０ ハイブリッド（ＨＹＢ） ８１−Ｉ，８１−Ｑ ミキサ（ＭＩＸ） ８２−Ｉ，８２−Ｑ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ８３−Ｉ，８３−Ｑ 自動利得制御回路（ＡＧＣ） ８４−Ｉ，８４−Ｑ ドリフト補正回路（ＤＲＣ） ８５−Ｉ，８４−Ｑ アナログディジタル変換器（Ａ／
Ｄ） ８６ 位相回転部 ８６−１〜８１−４ ミキサ ８６−５，８１−６ 加算器 ８７，８７−Ｉ，８７−Ｑ 等化器（ＥＱＬ） ８８ ＶＣＯ制御回路（ＶＣＯ ＣＯＮＴ） ８９ ディジタル可変周波数発振器（ＤＶＣＯ） ８９−１，８９−２ 遅延回路 ８９−３ 加算器 ８９−４ メモリ ９０，９０′，１９０ ＤＲＣ制御回路（ＤＲＣ ＣＯ
ＮＴ） ９０Ａ Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段 ９０Ｂ，９０′Ｂ ドリフト成分抽出部 ９１，９１′，１９１ ＡＧＣ制御回路（ＡＧＣ ＣＯ
ＮＴ） ９１Ａ Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段 ９１Ｂ，９１′Ｂ ドリフト成分抽出部 ９２ 発振器（ＯＳＣ） ９３ ９０°ハイブリッド ９４，１０１−Ｉ，１０１−Ｑ，１０２−Ｉ，１０２−
Ｑ，１０３ ローパスフィルタ（フィルタ手段） １００，１０５ 制御部 １４８−Ｉ，１４８−Ｑ ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ変換器） １４９−Ｉ，１４９−Ｑ ローパスフィルタ １５０−Ｉ，１５０−Ｑ ミキサ １５１ ハイブリッド １５２ 搬送波発振器（ＯＳＣ） １５３ ９０°ハイブリッド ９００１〜９００４ メモリ ９００５，９００７，９００８〜９０１３，９０１９〜
９０２２，９０２６〜９０２９ ＥＸＯＲ ９００７，９０２３，９０３１ 反転ゲート ９０１４，９０１５ ＯＲゲート ９０１７，９０１８ フリップフロップ ９０２４，９０２５ 変換回路 ９０３０ 絶対値演算回路 ９０３２ 比較器 ９０３３，９０３４ セレクタ ９００１′〜９００４′ 乗算器 ９００５′，９００６′ 加算器 ９００７′ 反転ゲート ９００８′ メモリ ９００９′〜９０１２′ ＥＸＯＲ ９０１３′，９０１４′ ＯＲゲート ９０１７′，９０１８′ フリップフロップ ９１０１〜９１０４ メモリ ９１０５，９１０８，９１１０〜９１１９，９１２５〜
９１３２，９１３６〜９１４３ ＥＸＯＲ ９１０９，９１２２，９１３３，９１４５ 反転ゲート ９１２０，９１２１ ＯＲゲート ９１２３，９１２４ フリップフロップ ９１３４，９１３５ 変換回路 ９１４４ 絶対値演算回路 ９１４６ 比較器 ９１４７，９１４８ セレクタ

フロントページの続き (72)発明者 小林 健造 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士 通株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−285434（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−174058（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−33443（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−175764（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−131152（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交変調信号を直交検波器で準同期検波
   して２系列からなる直交検波信号を得てから、該直交検
   波信号について位相回転部で位相回転を施して、直交変
   調信号のＩおよびＱ系列の信号を復調する準同期検波復
   調回路において、 前記ＩおよびＱ信号の正規復調レベルよりの誤差（Ｅ_I
   およびＥ_Q）を検出するＩ，Ｑチャネル誤差検出手段
   と、 該Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段で検出された誤差（Ｅ_I
   およびＥ_Q）と前記位相回転を補正するために使用され
   た信号（sin θおよびcos θ）よりドリフト成分（Δｉ
   およびΔｑ）を抽出するドリフト成分抽出手段と、 該ドリフト成分抽出手段で抽出したドリフト成分（Δｉ
   およびΔｑ）を濾波してドリフト補正回路に出力するフ
   ィルタ手段とを備えたことを特徴とする、準同期検波復
   調回路。
2. 【請求項２】 該ドリフト成分抽出手段で抽出されるド
   リフト成分（ΔｉおよびΔｑ）が、 Δｉ＝Ｅ_I cos θ＋Ｅ_Q sin θ Δｑ＝−Ｅ_I sin θ＋Ｅ_Q cos θ から求められることを特徴とする請求項１記載の準同期
   検波復調回路。
3. 【請求項３】 該ドリフト成分抽出手段で抽出されるド
   リフト成分（ΔｉおよびΔｑ）が、 Δｉ＝Ｅ_I／cos θ又はΔｉ＝Ｅ_Q／sin θ Δｑ＝−Ｅ_I／sin θ又はΔｑ＝Ｅ_Q／cos θ から求められることを特徴とする請求項１記載の準同期
   検波復調回路。
4. 【請求項４】 該ドリフト成分抽出手段で抽出されるド
   リフト成分（ΔｉおよびΔｑ）が、Ｉチャネルについて
   は、得られた２種のドリフト成分Δｉ＝Ｅ_I／cos θと
   Δｉ＝Ｅ_Q／sin θとの平均から求め、Ｑチャネルにつ
   いては、得られた２種のドリフト成分Δｑ＝−Ｅ_I／sin
   θとΔｑ＝Ｅ_Q／cos θとの平均から求められることを
   特徴とする請求項３記載の準同期検波復調回路。
5. 【請求項５】 該ドリフト成分抽出手段で抽出されるド
   リフト成分（ΔｉおよびΔｑ）が、０°≦｜θ｜≦４５
   °のときは、Δｉ＝Ｅ_I／cos θ，Δｑ＝Ｅ_Q／cos θを
   選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ＝Ｅ_Q
   ／sin θ，Δｑ＝−Ｅ_I／sin θを選択することにより
   求められることを特徴とする請求項３記載の準同期検波
   復調回路。
6. 【請求項６】 前記ドリフト成分抽出手段でのドリフト
   成分（ΔｉおよびΔｑ）の抽出を、前記誤差信号（Ｅ_I
   およびＥ_Q）および前記位相回転に使用した信号（sin
   θおよびcos θ）の符号のみを使用して抽出するように
   したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記
   載の準同期検波復調器のドリフト制御装置。
7. 【請求項７】 直交変調信号を直交検波器で準同期検波
   して２系列からなる直交検波信号を得てから、該直交検
   波信号について位相回転部で位相回転を施して、直交変
   調信号のＩおよびＱ系列の信号を復調する準同期検波復
   調回路において、 前記ＩおよびＱ信号の正規復調レベルよりの誤差（Ｅ_I
   およびＥ_Q）を検出するＩ，Ｑチャネル誤差検出手段
   と、 該Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段で検出された誤差（Ｅ_I
   およびＥ_Q）とＩおよびＱ信号、および前記位相回転を
   補正するために使用された信号（sin θおよびcos θ）
   より利得成分（Δｉ−１およびΔｑ−１）を抽出する利
   得成分抽出手段と、 該利得成分抽出手段で抽出した利得成分を濾波して利得
   制御回路に出力するフィルタ手段とを備えたことを特徴
   とする準同期検波復調回路。
8. 【請求項８】 該利得成分抽出手段で抽出される利得成
   分（Δｉ−１およびΔｑ−１）が、 Δｉ−１＝（Ｅ_Icosθ＋Ｅ_Qsin θ）／Ｉ Δｑ−１＝（−Ｅ_Isinθ＋Ｅ_Qcos θ）／Ｑ から求められることを特徴とする請求項７記載の準同期
   検波復調回路。
9. 【請求項９】 該利得成分抽出手段で抽出される利得成
   分（Δｉ−１およびΔｑ−１）が、 Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θ又はΔｉ−１＝Ｅ_Q／Ｉsin θ Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θ又はΔｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos
   θ から求められることを特徴とする請求項７記載の準同期
   検波復調回路。
10. 【請求項１０】 該利得成分抽出手段で抽出される利得
    成分（ΔｉおよびΔｑ）が、Ｉチャネルについては、得
    られた２種の利得成分Δｉ−１＝Ｅ_I／ＩcosθとΔｉ−
    １＝Ｅ_Q／Ｉsin θとの平均から求め、Ｑチャネルにつ
    いては、得られた２種の利得成分Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑs
    in θとΔｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑcos θとの平均から求められ
    ることを特徴とする請求項９記載の準同期検波復調回
    路。
11. 【請求項１１】 該利得成分抽出手段で抽出される利得
    成分（ΔｉおよびΔｑ）が、０°≦｜θ｜≦４５°のと
    きは、Δｉ−１＝Ｅ_I／Ｉcos θ，Δｑ−１＝Ｅ_Q／Ｑco
    s θを選択し、４５°＜｜θ｜≦９０°のときは、Δｉ
    −１＝Ｅ_Q／Ｉsin θ，Δｑ−１＝−Ｅ_I／Ｑsin θを選
    択することにより求められることを特徴とする請求項９
    記載の準同期検波復調回路。
12. 【請求項１２】 前記利得成分抽出手段での利得成分の
    抽出（ΔｉおよびΔｑ）を、前記誤差信号（Ｅ_Iおよび
    Ｅ_Q）、前記ＩおよびＱ信号（ＩおよびＱ）、および前
    記位相回転に使用した信号（sin θおよびcos θ）の符
    号のみを使用して抽出するようにしたことを特徴とする
    請求項７〜１０のいずれか１項に記載の準同期検波復調
    回路。
13. 【請求項１３】 直交変調信号を直交検波器で準同期検
    波して２系列からなる直交検波信号を得てから、該直交
    検波信号について位相回転部で位相回転を施して、直交
    変調信号のＩおよびＱ系列の信号を復調する準同期検波
    復調回路において、 前記ＩおよびＱ信号の正規復調レベルよりの誤差（Ｅ _I
    およびＥ _Q ）を検出するＩ，Ｑチャネル誤差検出手段
    と、 該Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段で検出された誤差（Ｅ _I
    およびＥ _Q ）と前記位相回転を補正するために使用され
    た信号（sin θおよびcos θ）よりドリフト成分（Δｉ
    およびΔｑ）を抽出するドリフト成分抽出手段と、 該ドリフト成分抽出手段で抽出したドリフト成分（Δｉ
    およびΔｑ）を濾波してドリフト補正回路に出力する第
    １フィルタ手段と、 該Ｉ，Ｑチャネル誤差検出手段で検出された誤差（Ｅ _I
    およびＥ _Q ）とＩおよびＱ信号、および前記位相回転を
    補正するために使用された信号（sin θおよびcos θ）
    より利得成分（Δｉ−１およびΔｑ−１）を抽出する利
    得成分抽出手段と、 該利得成分抽出手段で抽出した利得成分を濾波して利得
    制御回路に出力する第２フィルタ手段とを備えたを備え
    たことを特徴とする、準同期検波復調回路。