JPH0690265A - 準同期検波復調部 - Google Patents
準同期検波復調部Info
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- JPH0690265A JPH0690265A JP4238740A JP23874092A JPH0690265A JP H0690265 A JPH0690265 A JP H0690265A JP 4238740 A JP4238740 A JP 4238740A JP 23874092 A JP23874092 A JP 23874092A JP H0690265 A JPH0690265 A JP H0690265A
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- ich
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デイジタル無線装置に使用する準同期検波復
調部に関し、直交度誤差を最小にして、回線品質の劣化
の防止を図ることを目的とする。 【構成】 直交検波部分１、位相回転部分３、トランス
バーサル等化部分４、制御信号生成部分５とを有する準
同期検波復調部において、制御信号生成部分からの制御
信号を利用して、該トランスバーサル等化部分からのIc
h, Qchの誤差信号に対して所定の位相逆回転演算を施し
て、逆回転誤差信号を取り出す制御部分６と、ｎタップ
のトランスバーサルフイルタで構成され、第１，第２の
Ａ／Ｄ変換部分と位相回転部分との間に設けられている
が、制御部分が送出した逆回転誤差信号と、位相回転部
に入力するIch, Qchのデイジタル信号のうちの何れか一
方のデイジタル信号とを用いて、復調側直交度誤差分が
最小となる様にｎタップのトランスバーサルフイルタの
特性を制御する補正部分７とを付加するように構成す
る。
調部に関し、直交度誤差を最小にして、回線品質の劣化
の防止を図ることを目的とする。 【構成】 直交検波部分１、位相回転部分３、トランス
バーサル等化部分４、制御信号生成部分５とを有する準
同期検波復調部において、制御信号生成部分からの制御
信号を利用して、該トランスバーサル等化部分からのIc
h, Qchの誤差信号に対して所定の位相逆回転演算を施し
て、逆回転誤差信号を取り出す制御部分６と、ｎタップ
のトランスバーサルフイルタで構成され、第１，第２の
Ａ／Ｄ変換部分と位相回転部分との間に設けられている
が、制御部分が送出した逆回転誤差信号と、位相回転部
に入力するIch, Qchのデイジタル信号のうちの何れか一
方のデイジタル信号とを用いて、復調側直交度誤差分が
最小となる様にｎタップのトランスバーサルフイルタの
特性を制御する補正部分７とを付加するように構成す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デイジタル無線装置に
使用する準同期検波復調部、特に直交度補正に関するも
のである。
使用する準同期検波復調部、特に直交度補正に関するも
のである。
【０００２】準同期検波は復調部のデイジタル化に極め
て有効な技術であり、一部の変復調部（４PSK 復調部
等) で実用化されている。この場合、変調方式が4PSKで
ある為に直交度の誤差は余り問題でなく、補正が行われ
ることは殆どない。
て有効な技術であり、一部の変復調部（４PSK 復調部
等) で実用化されている。この場合、変調方式が4PSKで
ある為に直交度の誤差は余り問題でなく、補正が行われ
ることは殆どない。
【０００３】しかし、多値変調方式の変復調部において
は、直交度の誤差が大きくなると誤り率が劣化するの
で、直交度の補正をおこなって回線品質の劣化の防止を
図ることが必要である。
は、直交度の誤差が大きくなると誤り率が劣化するの
で、直交度の補正をおこなって回線品質の劣化の防止を
図ることが必要である。
【０００４】
【従来の技術】図６は従来例の構成図、図７は図６中の
位相回転部分の要部構成図、図８は図６中のトランスバ
ーサル等化部分の要部構成図、図９は図６中のデイジタ
ル電圧制御発振器の要部構成図である。
位相回転部分の要部構成図、図８は図６中のトランスバ
ーサル等化部分の要部構成図、図９は図６中のデイジタ
ル電圧制御発振器の要部構成図である。
【０００５】以下、図７〜図９を参照して図６の動作を
説明するが、説明の簡単の為に直交変調波は16QAM 波と
する。先ず、図６に示す様に、中間周波数帯の16QAM 波
がハイブリット10を介して検波器11, 13に入力する。こ
れらの検波器には、90度ハイブリッド15を介して相互に
位相が90度, 異なる発振器17のキャリアも加えられてい
るので、16QAM 波からIch, Qchのベースバンド信号が取
り出され、低域通過フイルタ12, 14を介してアナログ/
デイジタル変換器2a, 2bに入力する。なお、上記のキャ
リアは図示しない変調部のキャリアとは非同期状態にあ
る。
説明するが、説明の簡単の為に直交変調波は16QAM 波と
する。先ず、図６に示す様に、中間周波数帯の16QAM 波
がハイブリット10を介して検波器11, 13に入力する。こ
れらの検波器には、90度ハイブリッド15を介して相互に
位相が90度, 異なる発振器17のキャリアも加えられてい
るので、16QAM 波からIch, Qchのベースバンド信号が取
り出され、低域通過フイルタ12, 14を介してアナログ/
デイジタル変換器2a, 2bに入力する。なお、上記のキャ
リアは図示しない変調部のキャリアとは非同期状態にあ
る。
【０００６】さて、アナログ/ デイジタル変換器2a, 2b
は、Ich, Qchのアナログ信号を、例えば、８ビットのIc
h, Qchのデイジタル信号に変換して位相回転部分15を介
してトランスバーサル等化部分４に送出する。
は、Ich, Qchのアナログ信号を、例えば、８ビットのIc
h, Qchのデイジタル信号に変換して位相回転部分15を介
してトランスバーサル等化部分４に送出する。
【０００７】トランスバーサル等化部分は、図８に示す
様に同相フイルタ部分41, 44と直交フイルタ部分42, 43
と加算部分45,46 などから構成されているが、フイルタ
特性を変化させて( 後述する) 、入力したIch, Qchのデ
イジタル信号を等化し、ビットD0( 極性ビット),ビット
D1を等化データ( 有効データ) とし外部に送出し、残り
６ビットの内，ビットD2を誤差信号( E1と示す) とし
て、ビットD0と共に検波器51に送出する。
様に同相フイルタ部分41, 44と直交フイルタ部分42, 43
と加算部分45,46 などから構成されているが、フイルタ
特性を変化させて( 後述する) 、入力したIch, Qchのデ
イジタル信号を等化し、ビットD0( 極性ビット),ビット
D1を等化データ( 有効データ) とし外部に送出し、残り
６ビットの内，ビットD2を誤差信号( E1と示す) とし
て、ビットD0と共に検波器51に送出する。
【０００８】検波器51は、Ich のビットD0( 以下,Di と
省略する) とQch の誤差信号E1( 以下,Eq と省略する)
の排他的論理和、または Ei と Dq との排他的論理和の
うちの何れか一方の排他的論理和を求め、低域通過フイ
ルタ52を介してデイジタル電圧制御発振器(D-VCO) 53に
送出する。
省略する) とQch の誤差信号E1( 以下,Eq と省略する)
の排他的論理和、または Ei と Dq との排他的論理和の
うちの何れか一方の排他的論理和を求め、低域通過フイ
ルタ52を介してデイジタル電圧制御発振器(D-VCO) 53に
送出する。
【０００９】デイジタル電圧制御発振器は、図９に示す
様な構成になっているので、低域通過フイルタを通過し
た検波器の出力は、遅延部分531 でT だけ遅延された
後、排他的論理和部分532 に印加される。ここには、前
回までの加算値も印加されているので累積加算されてRO
M 534 にアドレスとして加えられる。
様な構成になっているので、低域通過フイルタを通過し
た検波器の出力は、遅延部分531 でT だけ遅延された
後、排他的論理和部分532 に印加される。ここには、前
回までの加算値も印加されているので累積加算されてRO
M 534 にアドレスとして加えられる。
【００１０】ROM には様々な累積加算値に対応するsin
θ, cos θの値が格納されているので、印加した累積加
算値に対応するsin θ, cos θの値がROM 534 から読み
出されて位相回転部分３に送出される。なお、対応する
sin θ, cos θの値が変調側キャリアと復調側キャリア
との位相差に対応する。
θ, cos θの値が格納されているので、印加した累積加
算値に対応するsin θ, cos θの値がROM 534 から読み
出されて位相回転部分３に送出される。なお、対応する
sin θ, cos θの値が変調側キャリアと復調側キャリア
との位相差に対応する。
【００１１】位相回転部分３は図７に示す様に、乗算部
分31, 32, 36, 37と排他的論理和部分38, 39で構成され
ているので、例えば、乗算部分31, 36でIch, Qchのデイ
ジタル信号にcos(−θ) ,sin( −θ) の値をそれぞれ乗
算した後、排他論理和部分38で排他的論理和を取る回転
演算を行うことにより、変調部キャリアと同期状態の復
調部キャリア検波したIch のデイジタル信号になる。
分31, 32, 36, 37と排他的論理和部分38, 39で構成され
ているので、例えば、乗算部分31, 36でIch, Qchのデイ
ジタル信号にcos(−θ) ,sin( −θ) の値をそれぞれ乗
算した後、排他論理和部分38で排他的論理和を取る回転
演算を行うことにより、変調部キャリアと同期状態の復
調部キャリア検波したIch のデイジタル信号になる。
【００１２】ここで、図６中の可変コンデンサ16は、直
交度の初期設定用コンデンサで、信号点配置をCRT ( 図
示せず) に表示して定位置になる様に可変コンデンサを
調整する。その後の自動補正は上記のトランスバーサル
等化部分４の直交フイルタ部分（図８の42, 43) を用い
るが、これらのフイルタ部分の制御は Ei と Dq の排他
的論理和、または Di と Eq の排他的論理和を取ったも
ので行う。
交度の初期設定用コンデンサで、信号点配置をCRT ( 図
示せず) に表示して定位置になる様に可変コンデンサを
調整する。その後の自動補正は上記のトランスバーサル
等化部分４の直交フイルタ部分（図８の42, 43) を用い
るが、これらのフイルタ部分の制御は Ei と Dq の排他
的論理和、または Di と Eq の排他的論理和を取ったも
ので行う。
【００１３】なお、上記の様に検波器51でも Ei と Dq
の排他的論理和、または Di と Eqの排他的論理和を取
ったものを使用しているので、上記の直交度の補正は直
交フイルタのうちの１つのみを使用する。
の排他的論理和、または Di と Eqの排他的論理和を取
ったものを使用しているので、上記の直交度の補正は直
交フイルタのうちの１つのみを使用する。
【００１４】即ち、検波器が Ei と Dq を使用する時は
トランスバーサル等化部分は Di とEq を使用し、検波
器が Di と Eq を使用する時はトランスバーサル等化部
分はEi と Dq を使用して重複使用を避けている。
トランスバーサル等化部分は Di とEq を使用し、検波
器が Di と Eq を使用する時はトランスバーサル等化部
分はEi と Dq を使用して重複使用を避けている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】図10は問題点の説明図
である。図において、変調部のベースバンド入力を( I,
Q )、復調部のミキサ出力を(i2, q2) 、等化器出力を
(I1, Q1)とする。但し、(I, Q), (i2, q2), (I1, Q1)は
キャリア位相平面上の信号点の座標を表す。
である。図において、変調部のベースバンド入力を( I,
Q )、復調部のミキサ出力を(i2, q2) 、等化器出力を
(I1, Q1)とする。但し、(I, Q), (i2, q2), (I1, Q1)は
キャリア位相平面上の信号点の座標を表す。
【００１６】ここで、θ＝ω1 −ω2 とすれば変調復調
過程は(1) 式で表される。なお、ω 1 は変調キャリァ角
周波数、ω2 は復調キャリア角周波数とする。
過程は(1) 式で表される。なお、ω 1 は変調キャリァ角
周波数、ω2 は復調キャリア角周波数とする。
【００１７】
【数１】 今、キャリア再生の制御を Ei と Dq との排他的論理和
と仮定し、直交誤差をxm( 変調器), xd(復調器) とすれ
ば、直交度誤差によるチャネル間の干渉は変調器側、復
調器側それそれ I tan xm, i2 tan xdで表され、復調部
ミキサ出力時の信号点は(2) 式の様に表される。
と仮定し、直交誤差をxm( 変調器), xd(復調器) とすれ
ば、直交度誤差によるチャネル間の干渉は変調器側、復
調器側それそれ I tan xm, i2 tan xdで表され、復調部
ミキサ出力時の信号点は(2) 式の様に表される。
【００１８】
【数２】 なお、(4) 式のうち、左から３番目の部分は変調部の直
交度誤差、４番目と５番目の積の部分は復調部の位相回
転部分の位相回転と直交度誤差によるもので、直交度の
ズレと位相回転部分の動作により左から３〜５番目の部
分が増加する。
交度誤差、４番目と５番目の積の部分は復調部の位相回
転部分の位相回転と直交度誤差によるもので、直交度の
ズレと位相回転部分の動作により左から３〜５番目の部
分が増加する。
【００１９】ここで、(4) 式に示す様に、復調部の誤差
にθが入ってくる（位相回転部分を通過した為に付加さ
れた）ので誤差信号 Ei ,Eq が回転し、直交度誤差の補
正ができないと云う問題がある。
にθが入ってくる（位相回転部分を通過した為に付加さ
れた）ので誤差信号 Ei ,Eq が回転し、直交度誤差の補
正ができないと云う問題がある。
【００２０】これは、位相回転部分での位相回転後にト
ランスバーサル等化部分を配置し、誤差信号を逆回転処
理せずそのまま制御信号として使用する為である。な
お、変調部の直交度誤差はθが付加されないので従来法
で補正可能である。
ランスバーサル等化部分を配置し、誤差信号を逆回転処
理せずそのまま制御信号として使用する為である。な
お、変調部の直交度誤差はθが付加されないので従来法
で補正可能である。
【００２１】本発明は、直交度誤差を最小にして、回線
品質の劣化の防止を図ることを目的とする。
品質の劣化の防止を図ることを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】図１は第１，第２の本発
明の原理説明図である。１は入力した直交変調波を２分
岐して得たIch, Qchの変調波を、変調側キャリアと非同
期の復調側キャリアを90度ハイブリッドで分岐して得た
Ich 用, Qch 用キャリアを用いて検波し、Ich, Qchのベ
ースバンド信号を取り出す直交検波部分、2a, 2bはIch,
Qchのベースバンド信号をIch, Qchのデイジタル信号に
変換する第１，第２のアナログ/ デイジタル変換部分で
ある。
明の原理説明図である。１は入力した直交変調波を２分
岐して得たIch, Qchの変調波を、変調側キャリアと非同
期の復調側キャリアを90度ハイブリッドで分岐して得た
Ich 用, Qch 用キャリアを用いて検波し、Ich, Qchのベ
ースバンド信号を取り出す直交検波部分、2a, 2bはIch,
Qchのベースバンド信号をIch, Qchのデイジタル信号に
変換する第１，第２のアナログ/ デイジタル変換部分で
ある。
【００２３】３は印加した制御信号を用いて、入力した
Ich, Qchのデイジタル信号に対して位相回転演算を行っ
てIch, Qchの復調データを取り出す位相回転部分、４は
位相回転部分の出力を等化して得たIch, Qchの等化デー
タのうちの有効データおよび、極性ビットと誤差信号を
送出するトランスバーサル等化部分である。５は入力し
たIch の極性ビットとQch の誤差信号との排他的論理
和、またはQch の極性ビットとIch の誤差信号の排他的
論理和のうちの何れか一方の排他的論理和を累積加算し
て、変調側キャリアと復調側キャリアの周波数差に対応
する周波数を持ち、位相が相互に90度異なる制御信号を
生成する制御信号生成部分である。
Ich, Qchのデイジタル信号に対して位相回転演算を行っ
てIch, Qchの復調データを取り出す位相回転部分、４は
位相回転部分の出力を等化して得たIch, Qchの等化デー
タのうちの有効データおよび、極性ビットと誤差信号を
送出するトランスバーサル等化部分である。５は入力し
たIch の極性ビットとQch の誤差信号との排他的論理
和、またはQch の極性ビットとIch の誤差信号の排他的
論理和のうちの何れか一方の排他的論理和を累積加算し
て、変調側キャリアと復調側キャリアの周波数差に対応
する周波数を持ち、位相が相互に90度異なる制御信号を
生成する制御信号生成部分である。
【００２４】６は制御信号生成部分からの制御信号を利
用して、該トランスバーサル等化部分からのIch, Qchの
誤差信号に対して所定の位相逆回転演算を施して、逆回
転誤差信号を取り出す制御部分、７はｎタップのトラン
スバーサルフイルタで構成され、該第１，第２のアナロ
グ／デイジタル変換部分と該位相回転部分との間に設け
られているが、制御部分が送出した逆回転誤差信号と、
位相回転部に入力するIch, Qchのデイジタル信号のうち
の何れか一方のデイジタル信号とを用いて、復調側直交
度誤差分が最小となる様にｎタップのトランスバーサル
フイルタの特性を制御する補正部分である。
用して、該トランスバーサル等化部分からのIch, Qchの
誤差信号に対して所定の位相逆回転演算を施して、逆回
転誤差信号を取り出す制御部分、７はｎタップのトラン
スバーサルフイルタで構成され、該第１，第２のアナロ
グ／デイジタル変換部分と該位相回転部分との間に設け
られているが、制御部分が送出した逆回転誤差信号と、
位相回転部に入力するIch, Qchのデイジタル信号のうち
の何れか一方のデイジタル信号とを用いて、復調側直交
度誤差分が最小となる様にｎタップのトランスバーサル
フイルタの特性を制御する補正部分である。
【００２５】第１の本発明は従来の準同期検波復調部
に、制御部分と補正部分を付加する様にした。第２の本
発明は、補正部分を、ｎＴの遅延部分からなる同相フイ
ルタ部分とトランスバーサルフイルタからなる直交フイ
ルタ部分で構成し、何れか一方の直交フイルタのみを動
作させる様にした。
に、制御部分と補正部分を付加する様にした。第２の本
発明は、補正部分を、ｎＴの遅延部分からなる同相フイ
ルタ部分とトランスバーサルフイルタからなる直交フイ
ルタ部分で構成し、何れか一方の直交フイルタのみを動
作させる様にした。
【００２６】第３の本発明は、上記の制御部分が、(Ich
の誤差信号) ×( −sin θ) ＋( Qch の誤差信号) ×(c
osθ) 、または(Ichの誤差信号) ×( cos θ) ＋( Qch
の誤差信号) ×(sinθ) の演算を行う様にした。
の誤差信号) ×( −sin θ) ＋( Qch の誤差信号) ×(c
osθ) 、または(Ichの誤差信号) ×( cos θ) ＋( Qch
の誤差信号) ×(sinθ) の演算を行う様にした。
【００２７】
【作用】第１の本発明は、直交度誤差が位相回転による
影響を受けない、第１，第２のアナログ／デイジタル変
換部分と位相回転部分の間に補正部分を配置し、第１，
第２のアナログ／デイジタル変換部分と位相回転部分の
間のIch, Qchのデイジタル信号と逆回転処理された誤差
信号を制御信号として用いることで、補正ループを構成
し、直交度の誤差信号が最小となる様に制御する。
影響を受けない、第１，第２のアナログ／デイジタル変
換部分と位相回転部分の間に補正部分を配置し、第１，
第２のアナログ／デイジタル変換部分と位相回転部分の
間のIch, Qchのデイジタル信号と逆回転処理された誤差
信号を制御信号として用いることで、補正ループを構成
し、直交度の誤差信号が最小となる様に制御する。
【００２８】以下、(4) 式を用いて本発明の原理を詳細
に説明する。(4) 式の左から３番目の部分と４番目，５
番目の部分は誤差信号であるから、これを下記により(i
1, q1 ) 軸上と (i2, q2) 軸上の位置に対応させる。
に説明する。(4) 式の左から３番目の部分と４番目，５
番目の部分は誤差信号であるから、これを下記により(i
1, q1 ) 軸上と (i2, q2) 軸上の位置に対応させる。
【００２９】
【数３】 が得られる。即ち、第１の本発明の構成にすることによ
り、(5) 式ががハード的に実現可能となるので、復調部
の直交度の誤差分が得られる。これにより、直交度の誤
差信号が最小となる様に制御できる。
り、(5) 式ががハード的に実現可能となるので、復調部
の直交度の誤差分が得られる。これにより、直交度の誤
差信号が最小となる様に制御できる。
【００３０】
【実施例】図２は第１〜第３の本発明の実施例の構成
図、図３は図２中の補正部分の構成説明図で、(a) はIc
h, Qch側の直交フイルタをセレクトして使用する場合、
(b)はIch 側の直交フイルタを使用する場合、(c) はQch
側の直交フイルタを使用する場合である。
図、図３は図２中の補正部分の構成説明図で、(a) はIc
h, Qch側の直交フイルタをセレクトして使用する場合、
(b)はIch 側の直交フイルタを使用する場合、(c) はQch
側の直交フイルタを使用する場合である。
【００３１】図４は図２中の制御部分の構成説明図で、
(a) は２種類の演算方法のうちの１つをメモリに格納す
る場合、（ｂ）は２種類の演算方法を格納し、セレクタ
で一方を使用する場合である。図５は図２中の制御部分
の別の構成説明図で、図４(a) をハードで構成した場
合、(b) 図４(b) をハードで構成した場合である。
(a) は２種類の演算方法のうちの１つをメモリに格納す
る場合、（ｂ）は２種類の演算方法を格納し、セレクタ
で一方を使用する場合である。図５は図２中の制御部分
の別の構成説明図で、図４(a) をハードで構成した場
合、(b) 図４(b) をハードで構成した場合である。
【００３２】以下、図３〜図５を参照して図２の動作を
説明するが、上記で詳細説明した部分については概略説
明し、本発明の部分を詳細説明する。なお、全図を通じ
て同一符号は同一対象物を示す。
説明するが、上記で詳細説明した部分については概略説
明し、本発明の部分を詳細説明する。なお、全図を通じ
て同一符号は同一対象物を示す。
【００３３】先ず、中間周波数帯の16QAM 波がハイブリ
ット10を介して検波器11, 13に入力する。これらの検波
器には、90度ハイブリッド15を介して発振器17のキャリ
アも加えられているので、16QAM 波からIch, Qchのベー
スバンド信号が取り出され、低域通過フイルタ12, 14を
介して第１，第２のアナログ/ デイジタル変換器2a,2b
に加える。 アナログ/ デイジタル変換器2a, 2bはIch,
Qchのデイジタル信号に変換して、後述する補正部分
７，位相回転部分15を介してトランスバーサル等化部分
４に送出する。
ット10を介して検波器11, 13に入力する。これらの検波
器には、90度ハイブリッド15を介して発振器17のキャリ
アも加えられているので、16QAM 波からIch, Qchのベー
スバンド信号が取り出され、低域通過フイルタ12, 14を
介して第１，第２のアナログ/ デイジタル変換器2a,2b
に加える。 アナログ/ デイジタル変換器2a, 2bはIch,
Qchのデイジタル信号に変換して、後述する補正部分
７，位相回転部分15を介してトランスバーサル等化部分
４に送出する。
【００３４】トランスバーサル等化部分は、入力したIc
h, Qchのデイジタル信号を等化し、Ich, Qch のビットD
0( 極性ビット),ビットD1を有効データとして外部に送
出すると共に、極性ビットD0と誤差信号E1を検波器51に
送出する。検波器51は、例えば、Ich のビットD0とQch
の誤差信号E1の排他的論理和を求め、低域通過フイルタ
52を介してデイジタル電圧制御発振器(D-VCO) 53に送出
する。そこで、デイジタル電圧制御発振器は、変調部キ
ャリアと復調側部ャリアとの位相差に対応し、相互の位
相が90度異なるキャリアsin θ, cos θを位相回転部分
３と制御部分６に送出する。
h, Qchのデイジタル信号を等化し、Ich, Qch のビットD
0( 極性ビット),ビットD1を有効データとして外部に送
出すると共に、極性ビットD0と誤差信号E1を検波器51に
送出する。検波器51は、例えば、Ich のビットD0とQch
の誤差信号E1の排他的論理和を求め、低域通過フイルタ
52を介してデイジタル電圧制御発振器(D-VCO) 53に送出
する。そこで、デイジタル電圧制御発振器は、変調部キ
ャリアと復調側部ャリアとの位相差に対応し、相互の位
相が90度異なるキャリアsin θ, cos θを位相回転部分
３と制御部分６に送出する。
【００３５】制御部分６は、入力するIch, Qchの誤差信
号 Ei ,Eq とデイジタル電圧制御発振器53からのsin
θ, cos θを用いて、 Ei ( sin θ) ＋ Eq cos θ＝ｅq2 ・・・(6) または、 Ei ( cos θ) ＋ Eq ( −sin θ) ＝ ei2
・・(7) により逆回転演算を行って eq2または ei2を求めて補正
部分７に送出する。
号 Ei ,Eq とデイジタル電圧制御発振器53からのsin
θ, cos θを用いて、 Ei ( sin θ) ＋ Eq cos θ＝ｅq2 ・・・(6) または、 Ei ( cos θ) ＋ Eq ( −sin θ) ＝ ei2
・・(7) により逆回転演算を行って eq2または ei2を求めて補正
部分７に送出する。
【００３６】ここで、上記の演算を行う為、制御部分の
構成は図４，図５に示す様に構成されている。図４(a)
は、メモリ61a に、θの種々の値に対応する(6) 式, ま
たは(7) 式の値を格納し、 Ei ,Eq ,sinθ,cosθの値を
アドレスとして取り出せる様にしてある。また、図４
(b) は(6) 式,(7)式の２つを格納し、印加するセレクト
信号の状態に対応して何れか一方の式をセレクトできる
様にしたものである。
構成は図４，図５に示す様に構成されている。図４(a)
は、メモリ61a に、θの種々の値に対応する(6) 式, ま
たは(7) 式の値を格納し、 Ei ,Eq ,sinθ,cosθの値を
アドレスとして取り出せる様にしてある。また、図４
(b) は(6) 式,(7)式の２つを格納し、印加するセレクト
信号の状態に対応して何れか一方の式をセレクトできる
様にしたものである。
【００３７】更に、図５は上記の機能をハードウエアで
構成するもので、排他的論理和部分63a, 64a, 63b 〜68
b と加算部分65a, 65b, 68b 及びセレクタ69b で構成さ
れ、図５(a) は(3) 式,(4)式のうちの、何れか一方だけ
を演算できる様にしたもので、図５(b) はセレクタで
（6)式,(7)式の両方が演算可能であるが、何れか一方を
セレクトできる様にしたものである。
構成するもので、排他的論理和部分63a, 64a, 63b 〜68
b と加算部分65a, 65b, 68b 及びセレクタ69b で構成さ
れ、図５(a) は(3) 式,(4)式のうちの、何れか一方だけ
を演算できる様にしたもので、図５(b) はセレクタで
（6)式,(7)式の両方が演算可能であるが、何れか一方を
セレクトできる様にしたものである。
【００３８】さて、補正部分７は、制御部分からの
eq2， ei2と、アナログ／デイジタル変換器と位相回転
部分の間からのIch, Qchのデイジタル信号 di ,dq のう
ち、上記の様に、どちらか一方をセレクトして入力す
る。なお、シフトレジスタ82は、制御部分からの出力す
る Ei /Eq とタイミングを合わせる為のものである。
eq2， ei2と、アナログ／デイジタル変換器と位相回転
部分の間からのIch, Qchのデイジタル信号 di ,dq のう
ち、上記の様に、どちらか一方をセレクトして入力す
る。なお、シフトレジスタ82は、制御部分からの出力す
る Ei /Eq とタイミングを合わせる為のものである。
【００３９】また、補正部分の構成は、図３(a) に示す
様に、Ich のデイジタル信号がｎＴの遅延部分で構成さ
れた同相フイルタ部分71とトランスバーサルフイルタで
構成さた直交フイルタ部分75に入力する。後者は内部に
図示しないタップ係数制御部分を持ち、この制御部分は
制御部分６からの eq2， ei2とシフトレジスタ82からの
デイジタル信号 di ,dq を利用して( 上記の様に排他的
論理和を取っる) タップ係数制御信号を生成してトラン
スバーサルフイルタ72, 75のフイルタ特性を変化させ
る。前者はトランスバーサルフイルタで構成し、タップ
を制御しても可である。
様に、Ich のデイジタル信号がｎＴの遅延部分で構成さ
れた同相フイルタ部分71とトランスバーサルフイルタで
構成さた直交フイルタ部分75に入力する。後者は内部に
図示しないタップ係数制御部分を持ち、この制御部分は
制御部分６からの eq2， ei2とシフトレジスタ82からの
デイジタル信号 di ,dq を利用して( 上記の様に排他的
論理和を取っる) タップ係数制御信号を生成してトラン
スバーサルフイルタ72, 75のフイルタ特性を変化させ
る。前者はトランスバーサルフイルタで構成し、タップ
を制御しても可である。
【００４０】更に、図３(b),(c) は何れか一方の直交フ
イルタのみを利用する場合である。そして、位相回転部
分３は入力したIch, Qchのデイジタル信号に対して回転
演算を行うことにより、変調部キャリアと同期状態の復
調部キャリアで検波したIch のデイジタル信号になる。
イルタのみを利用する場合である。そして、位相回転部
分３は入力したIch, Qchのデイジタル信号に対して回転
演算を行うことにより、変調部キャリアと同期状態の復
調部キャリアで検波したIch のデイジタル信号になる。
【００４１】
【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、回線品質の劣化の防止を図ることをができると云う
効果がある。
ば、回線品質の劣化の防止を図ることをができると云う
効果がある。
【図１】第１，第２の本発明の原理構成図である。
【図２】第１〜第３の本発明の実施例の構成図である。
【図３】図２中の補正部分の構成説明図で、(a) はIch,
Qch側の直交フイルタをセレクトして使用する場合、
(b) はIch 側の直交フイルタを使用する場合、(c) はQc
h側の直交フイルタを使用する場合である。
Qch側の直交フイルタをセレクトして使用する場合、
(b) はIch 側の直交フイルタを使用する場合、(c) はQc
h側の直交フイルタを使用する場合である。
【図４】図２中の制御部分の構成説明図で、(a) は２種
類の演算方法のうちの１つをメモリに格納する場合、
（ｂ）は２種類の演算方法を格納し、セレクタで一方を
使用する場合である。
類の演算方法のうちの１つをメモリに格納する場合、
（ｂ）は２種類の演算方法を格納し、セレクタで一方を
使用する場合である。
【図５】図２中の制御部分の別の構成説明図で、図４
(a) をハードで構成した場合、(b) 図４(b) をハードで
構成した場合である。
(a) をハードで構成した場合、(b) 図４(b) をハードで
構成した場合である。
【図６】従来例の構成図である。
【図７】図６中の位相回転部分の要部構成図である。
【図８】図６中のトランスバーサル等化部分の要部構成
図である。
図である。
【図９】図６中のデイジタル電圧制御発振器の構成説明
図である。
図である。
【図10】問題点の説明図である。
１ 直交検波部分 2a 第１のアナログ／デイジタル変換部分 2b 第２のアナログ/ デイジタル変換部分 ３ 位相回転部分 ４ トランスバーサル等化部分 ５ 制御信号生成部分 ６ 制御部分 ７ 補正部分
Claims (3)
- 【請求項１】 入力した直交変調波を２分岐して得たIc
h, Qchの変調波を、変調側キャリアと非同期の復調側キ
ャリアを、90度ハイブリッドで分岐して得た、Ich 用,
Qch 用キャリアを用いて検波し、Ich, Qchのベースバン
ド信号を取り出す直交検波部分(1) と、該Ich, Qchのベ
ースバンド信号をIch, Qchのデイジタル信号に変換する
第１，第２のアナログ/ デイジタル変換部分(2a, 2b)
と、印加した制御信号を用いて、入力したIch, Qchのデ
イジタル信号に対して位相回転演算を行ってIch, Qchの
復調データを取り出す位相回転部分(3) と、 該位相回転部分の出力を等化して得たIch, Qchの等化デ
ータのうちの有効データおよび、極性ビットと誤差信号
を送出するトランスバーサル等化部分(4) と、入力した
Ich の極性ビットとQch の誤差信号との排他的論理和、
またはQch の極性ビットとIch の誤差信号の排他的論理
和のうちの何れか一方の排他的論理和を累積加算して、
該変調側キャリアと復調側キャリアの周波数差に対応す
る周波数を持ち、位相が相互に90度異なる該制御信号を
生成する制御信号生成部分(5) とを有する準同期検波復
調部において、 該制御信号生成部分からの制御信号を利用して、該トラ
ンスバーサル等化部分からのIch, Qchの誤差信号に対し
て所定の位相逆回転演算を施して、逆回転誤差信号を取
り出す制御部分(6) と、 ｎタップ（ｎ≧２で正の整数）のトランスバーサルフイ
ルタで構成され、該第１，第２のアナログ／デイジタル
変換部分と該位相回転部分との間に設けられているが、
該制御部分が送出した逆回転誤差信号と、該位相回転部
に入力するIch,Qchのデイジタル信号のうちの何れか一
方のデイジタル信号とを用いて、復調側直交度誤差分が
最小となる様に該ｎタップのトランスバーサルフイルタ
の特性を制御する補正部分(7) とを付加したことを特徴
とする準同期検波復調部。 - 【請求項２】 上記の補正部分が、ｎＴ（Ｔはビット周
期）の遅延部分からなる同相フイルタ部分と、トランス
バーサルフイルタからなる直交フイルタ部分で構成さ
れ、何れか一方の直交フイルタのみを動作させる様にし
た請求項１の準同期検波復調部。 - 【請求項３】 上記の制御部分が、(Ichの誤差信号) ×
( −sin θ) ＋( Qch の誤差信号) ×(cosθ) の演算、
または(Ichの誤差信号) ×( cos θ) ＋( Qch の誤差信
号) ×(sinθ) の演算の内の何れか一方の演算を行う様
にした請求項１の準同期検波復調部。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4238740A JPH0690265A (ja) | 1992-09-08 | 1992-09-08 | 準同期検波復調部 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4238740A JPH0690265A (ja) | 1992-09-08 | 1992-09-08 | 準同期検波復調部 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690265A true JPH0690265A (ja) | 1994-03-29 |
Family
ID=17034557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4238740A Pending JPH0690265A (ja) | 1992-09-08 | 1992-09-08 | 準同期検波復調部 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0690265A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07297874A (ja) * | 1994-04-25 | 1995-11-10 | Nec Corp | ディジタル復調回路 |
| JPH08223237A (ja) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル復調器 |
| US5905737A (en) * | 1996-09-03 | 1999-05-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Test circuit |
| US5960008A (en) * | 1996-08-30 | 1999-09-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Test circuit |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| JP2012521119A (ja) * | 2009-03-20 | 2012-09-10 | シグナル プロセシング デバイセズ スウェーデン アーベー | Ｉ／ｑ不均衡の補償のための方法及び装置 |
-
1992
- 1992-09-08 JP JP4238740A patent/JPH0690265A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07297874A (ja) * | 1994-04-25 | 1995-11-10 | Nec Corp | ディジタル復調回路 |
| JPH08223237A (ja) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル復調器 |
| US5960008A (en) * | 1996-08-30 | 1999-09-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Test circuit |
| US5905737A (en) * | 1996-09-03 | 1999-05-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Test circuit |
| US6987815B2 (en) | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| JP2012521119A (ja) * | 2009-03-20 | 2012-09-10 | シグナル プロセシング デバイセズ スウェーデン アーベー | Ｉ／ｑ不均衡の補償のための方法及び装置 |
| US8588336B2 (en) | 2009-03-20 | 2013-11-19 | Signal Processing Devices Sweden Ab | Methods and apparatuses for compensation of I/Q imbalance |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20021029 |