JPH08223237A - ディジタル復調器 - Google Patents
ディジタル復調器Info
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- JPH08223237A JPH08223237A JP7020655A JP2065595A JPH08223237A JP H08223237 A JPH08223237 A JP H08223237A JP 7020655 A JP7020655 A JP 7020655A JP 2065595 A JP2065595 A JP 2065595A JP H08223237 A JPH08223237 A JP H08223237A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 準同期型のディジタル復調器の制御ループの
遅延時間を小さし、かつ回路規模の縮小を可能とする。 【構成】 ゲイン制御用の誤差信号を復調信号と識別信
号との相関により検出し、オフセット誤差成分は誤差成
分の極性の反転、非反転をキャリア同期のためのキャリ
ア位相制御信号で判定する。
遅延時間を小さし、かつ回路規模の縮小を可能とする。 【構成】 ゲイン制御用の誤差信号を復調信号と識別信
号との相関により検出し、オフセット誤差成分は誤差成
分の極性の反転、非反転をキャリア同期のためのキャリ
ア位相制御信号で判定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直交変調された信号の復
調に利用する。特にディジタル処理により直交検波され
た信号のオフセット補償およびゲイン制御に関する。
調に利用する。特にディジタル処理により直交検波され
た信号のオフセット補償およびゲイン制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来例のディジタル復調器を示す
ブロック構成図である。この従来例は、ディジタル信号
に変換されたＩチャネルおよびＱチャネルの直交検波信
号を入力とし、ディジタル加算器１−１、１−２により
直流オフセット補償を行い、ディジタル乗算器２−１、
２−２によりゲイン制御を行い、位相補償回路３により
キャリア同期を行い、トランスバーサル等化器４により
符号間干渉を除去して復調信号を得る。この復調信号を
信号識別器５−１、５−２により識別することで、識別
信号が得られる。
ブロック構成図である。この従来例は、ディジタル信号
に変換されたＩチャネルおよびＱチャネルの直交検波信
号を入力とし、ディジタル加算器１−１、１−２により
直流オフセット補償を行い、ディジタル乗算器２−１、
２−２によりゲイン制御を行い、位相補償回路３により
キャリア同期を行い、トランスバーサル等化器４により
符号間干渉を除去して復調信号を得る。この復調信号を
信号識別器５−１、５−２により識別することで、識別
信号が得られる。
【０００３】位相補償回路３によるキャリア同期は、ト
ランスバーサル等化器４の出力する復調信号と信号識別
器５−１、５−２の出力する識別信号とからキャリア誤
差検出回路１１によりキャリア誤差を求め、このキャリ
ア誤差をループフィルタ１０を介して位相アキュームレ
ータ９に入力し、位相アキュームレータ９が直交キャリ
ア信号の位相に応じた振幅情報を格納した波形ＲＯＭ８
−１、８−２からそれぞれｓｉｎおよびｃｏｓの振幅値
を順次出力させ、 Ｉ′＝Ｉ・ｃｏｓθ＋Ｑ・ｓｉｎθ Ｑ′＝Ｑ・ｃｏｓθ−Ｉ・ｓｉｎθ の演算を行って信号位相を回転させることにより行われ
る。
ランスバーサル等化器４の出力する復調信号と信号識別
器５−１、５−２の出力する識別信号とからキャリア誤
差検出回路１１によりキャリア誤差を求め、このキャリ
ア誤差をループフィルタ１０を介して位相アキュームレ
ータ９に入力し、位相アキュームレータ９が直交キャリ
ア信号の位相に応じた振幅情報を格納した波形ＲＯＭ８
−１、８−２からそれぞれｓｉｎおよびｃｏｓの振幅値
を順次出力させ、 Ｉ′＝Ｉ・ｃｏｓθ＋Ｑ・ｓｉｎθ Ｑ′＝Ｑ・ｃｏｓθ−Ｉ・ｓｉｎθ の演算を行って信号位相を回転させることにより行われ
る。
【０００４】オフセット誤差については、検出精度を上
げるために復調信号が用いられ、オフセット誤差検出回
路１６によりＩチャネルとＱチャネルのそれぞれのオフ
セット誤差が求められ、ループフィルタ７−１を介して
ディジタル加算器１−１、１−２に供給される。
げるために復調信号が用いられ、オフセット誤差検出回
路１６によりＩチャネルとＱチャネルのそれぞれのオフ
セット誤差が求められ、ループフィルタ７−１を介して
ディジタル加算器１−１、１−２に供給される。
【０００５】ゲイン誤差については、ゲイン誤差検出器
１５により復調信号と識別信号との差分をとることによ
り検出される。検出されたゲイン誤差は、ループフィル
タ７−２を介してディジタル乗算器２−１、２−２に供
給される。
１５により復調信号と識別信号との差分をとることによ
り検出される。検出されたゲイン誤差は、ループフィル
タ７−２を介してディジタル乗算器２−１、２−２に供
給される。
【０００６】ここで、復調信号と入力信号との位相が異
なるため、ゲイン誤差検出器１５およびオフセット誤差
検出器１６で使用される復調信号および識別信号の位相
を逆補償して入力信号と同位相にする必要がある。そこ
でこの従来例では、復調信号の位相を逆補償する位相逆
補償回路１４−１と、識別信号の位相を逆補償する位相
逆補償回路１４−２とを備え、これらが、位相補償回路
３およびトランスバーサル等化器４の出力分だけ遅延回
路１３により遅延させた再生搬送波により信号位相を再
変換する。
なるため、ゲイン誤差検出器１５およびオフセット誤差
検出器１６で使用される復調信号および識別信号の位相
を逆補償して入力信号と同位相にする必要がある。そこ
でこの従来例では、復調信号の位相を逆補償する位相逆
補償回路１４−１と、識別信号の位相を逆補償する位相
逆補償回路１４−２とを備え、これらが、位相補償回路
３およびトランスバーサル等化器４の出力分だけ遅延回
路１３により遅延させた再生搬送波により信号位相を再
変換する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】中間周波数帯でキャリ
ア同期を行う同期検波方式では、ベースバンドで信号の
位相補償を行わないため、各チャネル個別にオフセット
成分および振幅誤差成分の検出および補償を行うことが
できる。しかし、準同期検波型復調器では、一般的にベ
ースバンド信号の位相を回転させることでキャリア同期
を行っている。このため、復調信号に含まれるオフセッ
ト成分および振幅誤差成分は、入力信号に含まれている
オフセット成分および振幅誤差成分と異なるものとな
る。したがって、準同期方式では復調信号および識別信
号から各チャネルで個別に誤差成分を検出して補償する
ことは不可能であり、信号の逆補償が必要となる。
ア同期を行う同期検波方式では、ベースバンドで信号の
位相補償を行わないため、各チャネル個別にオフセット
成分および振幅誤差成分の検出および補償を行うことが
できる。しかし、準同期検波型復調器では、一般的にベ
ースバンド信号の位相を回転させることでキャリア同期
を行っている。このため、復調信号に含まれるオフセッ
ト成分および振幅誤差成分は、入力信号に含まれている
オフセット成分および振幅誤差成分と異なるものとな
る。したがって、準同期方式では復調信号および識別信
号から各チャネルで個別に誤差成分を検出して補償する
ことは不可能であり、信号の逆補償が必要となる。
【０００８】準同期方式の従来例構成と同期検波方式と
を比較した場合、位相逆補償回路が必要であるため、制
御ループ内に余分な演算が必要となり、ループ内の遅延
時間が大きくなる。その結果、制御の収束が遅くなると
いう問題がある。さらに、位相逆補償回路は位相補償回
路と同程度の回路規模となるため、同期検波方式と比較
して制御回路の回路規模が増大するという問題もある。
を比較した場合、位相逆補償回路が必要であるため、制
御ループ内に余分な演算が必要となり、ループ内の遅延
時間が大きくなる。その結果、制御の収束が遅くなると
いう問題がある。さらに、位相逆補償回路は位相補償回
路と同程度の回路規模となるため、同期検波方式と比較
して制御回路の回路規模が増大するという問題もある。
【０００９】本発明は、このような課題を解決し、制御
ループの遅延時間が小さく、かつ回路規模の縮小が可能
な準同期型のディジタル復調器を提供することを目的と
する。
ループの遅延時間が小さく、かつ回路規模の縮小が可能
な準同期型のディジタル復調器を提供することを目的と
する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタル復調
器は、直交変調された信号をディジタル処理により直交
検波したＩチャネルおよびＱチャネルの信号を入力信号
とし、これらの入力信号の直流オフセット補償およびゲ
イン制御を行う入力補償手段と、この入力補償手段の出
力を位相回転させることでキャリア同期を行う位相補償
手段と、この位相補償手段の出力信号から符号間干渉を
除去する等化手段と、この等化手段の出力する復調信号
を識別する識別手段とを備え、位相補償手段は、等化手
段の出力する復調信号と識別手段の出力する識別信号と
からキャリア誤差を検出する手段と、検出されたキャリ
ア誤差を補償するための位相情報を求める手段と、この
位相情報により信号位相を回転させる手段とを含み、入
力補償手段は、復調信号、識別信号および位相情報から
オフセット誤差およびゲイン誤差を検出する誤差検出手
段と、検出されたオフセット誤差を補償する値を入力信
号にディジタル加算する手段と、検出されたゲイン誤差
を補償する値を入力信号にディジタル乗算する手段とを
含むディジタル復調器において、誤差検出手段は、復調
信号と識別信号との相関からゲイン誤差を求める手段
と、復調信号と識別信号とから得られた誤差信号を位相
情報により位相変換することでオフセット誤差信号を生
成する手段とを含むことを特徴とする。
器は、直交変調された信号をディジタル処理により直交
検波したＩチャネルおよびＱチャネルの信号を入力信号
とし、これらの入力信号の直流オフセット補償およびゲ
イン制御を行う入力補償手段と、この入力補償手段の出
力を位相回転させることでキャリア同期を行う位相補償
手段と、この位相補償手段の出力信号から符号間干渉を
除去する等化手段と、この等化手段の出力する復調信号
を識別する識別手段とを備え、位相補償手段は、等化手
段の出力する復調信号と識別手段の出力する識別信号と
からキャリア誤差を検出する手段と、検出されたキャリ
ア誤差を補償するための位相情報を求める手段と、この
位相情報により信号位相を回転させる手段とを含み、入
力補償手段は、復調信号、識別信号および位相情報から
オフセット誤差およびゲイン誤差を検出する誤差検出手
段と、検出されたオフセット誤差を補償する値を入力信
号にディジタル加算する手段と、検出されたゲイン誤差
を補償する値を入力信号にディジタル乗算する手段とを
含むディジタル復調器において、誤差検出手段は、復調
信号と識別信号との相関からゲイン誤差を求める手段
と、復調信号と識別信号とから得られた誤差信号を位相
情報により位相変換することでオフセット誤差信号を生
成する手段とを含むことを特徴とする。
【００１１】ＩチャネルおよびＱチャネルの二つの入力
信号に対して共通のゲイン誤差およびオフセット誤差信
号を用いることがよい。
信号に対して共通のゲイン誤差およびオフセット誤差信
号を用いることがよい。
【００１２】ゲイン誤差を求める手段は、Ｉチャネルま
たはＱチャネルの少なくとも一方について、復調信号の
極性を求める手段と、復調信号と誤差信号との誤差成分
の極性を求める手段と、二つの極性の排他的論理和を求
める手段とを含むことがよい。また、オフセット誤差信
号を生成する手段は、ＩおよびＱのそれぞれのチャネル
における復調信号と識別信号との誤差を求める手段と、
それぞれの誤差の極性を求める手段と、Ｉチャネルの誤
差の極性、Ｑチャネルの誤差の極性およびそれぞれの極
性の反転のいずれかを位相情報により選択する手段とを
含むことがよい。
たはＱチャネルの少なくとも一方について、復調信号の
極性を求める手段と、復調信号と誤差信号との誤差成分
の極性を求める手段と、二つの極性の排他的論理和を求
める手段とを含むことがよい。また、オフセット誤差信
号を生成する手段は、ＩおよびＱのそれぞれのチャネル
における復調信号と識別信号との誤差を求める手段と、
それぞれの誤差の極性を求める手段と、Ｉチャネルの誤
差の極性、Ｑチャネルの誤差の極性およびそれぞれの極
性の反転のいずれかを位相情報により選択する手段とを
含むことがよい。
【００１３】
【作用】アナログ処理を用いた直交検波器においては、
Ａ／Ｄ変換器前段のアナログ回路の不完全性のため、チ
ャネル間の特性差が存在しており、Ｉ、Ｑ両チャネル個
別に制御する必要があった。しかし、ディジタル信号処
理を用いた直交検波方式では、チャネル間の特性差は無
視できるため、ディジタル処理型のオフセットおよびゲ
イン補償においては、両チャネルとも同一の制御係数で
補償可能である。
Ａ／Ｄ変換器前段のアナログ回路の不完全性のため、チ
ャネル間の特性差が存在しており、Ｉ、Ｑ両チャネル個
別に制御する必要があった。しかし、ディジタル信号処
理を用いた直交検波方式では、チャネル間の特性差は無
視できるため、ディジタル処理型のオフセットおよびゲ
イン補償においては、両チャネルとも同一の制御係数で
補償可能である。
【００１４】このとき、振幅誤差成分は信号点と信号点
配置の中心とを結ぶ直線に沿って存在するため、位相回
転量には依存しない。このめた、ゲイン制御用の誤差信
号は復調信号と識別信号との相関のみ検出できる。一
方、オフセットの誤差成分は、位相補償量＝０の場合、
両チャネルとも誤差量は同一となる。このため、誤差成
分極性の反転、非反転は、位相回転量のみで決まり、キ
ャリア位相制御信号で判定できる。このとき、位相補償
回路と等化器との出力遅延時間によって生じるキャリア
位相制御信号と復調信号との時間差は遅延回路を用いて
調整する。
配置の中心とを結ぶ直線に沿って存在するため、位相回
転量には依存しない。このめた、ゲイン制御用の誤差信
号は復調信号と識別信号との相関のみ検出できる。一
方、オフセットの誤差成分は、位相補償量＝０の場合、
両チャネルとも誤差量は同一となる。このため、誤差成
分極性の反転、非反転は、位相回転量のみで決まり、キ
ャリア位相制御信号で判定できる。このとき、位相補償
回路と等化器との出力遅延時間によって生じるキャリア
位相制御信号と復調信号との時間差は遅延回路を用いて
調整する。
【００１５】このように本発明のディジタル復調器で
は、振幅誤差成分およびオフセット成分を位相逆補償を
行うことなく簡易に抽出でき、制御ループの遅延時間を
短縮できるとともに、回路規模を縮小することができ
る。
は、振幅誤差成分およびオフセット成分を位相逆補償を
行うことなく簡易に抽出でき、制御ループの遅延時間を
短縮できるとともに、回路規模を縮小することができ
る。
【００１６】
【実施例】図１は本発明実施例のディジタル復調器を示
すブロック構成図である。この実施例は、直交変調され
た信号をディジタル処理により直交検波したＩチャネル
およびＱチャネルの信号を入力信号とし、ディジタル加
算器１−１、１−２、ディジタル乗算器２−１、２−
２、位相補償回路３およびトランスバーサル等化器４に
より復調信号を求め、信号識別器５−１、５−２により
信号を識別して出力する。また、この実施例は、位相補
償回路３によるキャリア同期のため、波形ＲＯＭ８−
１、８−２、位相アキュームレータ９、ループフィルタ
１０およびキャリア誤差検出回路１１を備え、ディジタ
ル加算器１−１、１−２およびディジタル乗算器２−
１、２−２による入力信号の直流オフセット補償および
ゲイン制御のため、遅延回路６、ループフィルタ７−
１、７−２および誤差検出回路１２を備える。
すブロック構成図である。この実施例は、直交変調され
た信号をディジタル処理により直交検波したＩチャネル
およびＱチャネルの信号を入力信号とし、ディジタル加
算器１−１、１−２、ディジタル乗算器２−１、２−
２、位相補償回路３およびトランスバーサル等化器４に
より復調信号を求め、信号識別器５−１、５−２により
信号を識別して出力する。また、この実施例は、位相補
償回路３によるキャリア同期のため、波形ＲＯＭ８−
１、８−２、位相アキュームレータ９、ループフィルタ
１０およびキャリア誤差検出回路１１を備え、ディジタ
ル加算器１−１、１−２およびディジタル乗算器２−
１、２−２による入力信号の直流オフセット補償および
ゲイン制御のため、遅延回路６、ループフィルタ７−
１、７−２および誤差検出回路１２を備える。
【００１７】位相補償回路３は、ディジタル加算器１−
１、１−２およびディジタル乗算器２−１、２−２を介
して入力された信号の位相を回転させることで、キャリ
ア同期を行う。トランスバーサル等化器４は、位相補償
回路３の出力信号から符号間干渉を除去する。信号識別
器５−１、５−２は、トランスバーサル等化器４の出力
する復調信号を識別する。キャリア誤差検出回路１１
は、トランスバーサル等化器４の出力する復調信号と信
号識別器５−１、５−２の出力する識別信号とからキャ
リア誤差を検出する。このキャリア誤差検出回路１１の
出力はループフィルタ１０を介して位相アキュームレー
タ９に供給され、この位相アキュームレータ９は、検出
されたキャリア誤差を補償するための位相情報を求めそ
の位相情報をキャリア位相制御信号として出力する。波
形ＲＯＭ８−１、８−２は、位相アキュームレータ９か
らのキャリア位相制御信号により、位相補償回路３で信
号位相を回転させるための波形を発生する。誤差検出回
路１２は、復調信号と識別信号との相関からゲイン誤差
を求め、復調信号と識別信号とから得られた誤差信号を
位相情報により位相変換することでオフセット誤差信号
を生成する。生成されたオフセット誤差信号はループフ
ィルタ７−１を介してディジタル加算器１−１、１−２
に入力され、入力信号にディジタル加算される。同様に
誤差検出回路１２で求められたゲイン誤差は、ループフ
ィルタ７−２を介してディジタル乗算器２−１、２−２
に入力され、ディジタル乗算される。オフセットおよび
ゲイン制御は共通の制御信号を用いて行われる。
１、１−２およびディジタル乗算器２−１、２−２を介
して入力された信号の位相を回転させることで、キャリ
ア同期を行う。トランスバーサル等化器４は、位相補償
回路３の出力信号から符号間干渉を除去する。信号識別
器５−１、５−２は、トランスバーサル等化器４の出力
する復調信号を識別する。キャリア誤差検出回路１１
は、トランスバーサル等化器４の出力する復調信号と信
号識別器５−１、５−２の出力する識別信号とからキャ
リア誤差を検出する。このキャリア誤差検出回路１１の
出力はループフィルタ１０を介して位相アキュームレー
タ９に供給され、この位相アキュームレータ９は、検出
されたキャリア誤差を補償するための位相情報を求めそ
の位相情報をキャリア位相制御信号として出力する。波
形ＲＯＭ８−１、８−２は、位相アキュームレータ９か
らのキャリア位相制御信号により、位相補償回路３で信
号位相を回転させるための波形を発生する。誤差検出回
路１２は、復調信号と識別信号との相関からゲイン誤差
を求め、復調信号と識別信号とから得られた誤差信号を
位相情報により位相変換することでオフセット誤差信号
を生成する。生成されたオフセット誤差信号はループフ
ィルタ７−１を介してディジタル加算器１−１、１−２
に入力され、入力信号にディジタル加算される。同様に
誤差検出回路１２で求められたゲイン誤差は、ループフ
ィルタ７−２を介してディジタル乗算器２−１、２−２
に入力され、ディジタル乗算される。オフセットおよび
ゲイン制御は共通の制御信号を用いて行われる。
【００１８】図２は誤差検出回路１２の具体例を示すブ
ロック構成図であり、図３は位相補償回路３による誤差
成分の回転を説明する図である。ここでは、制御アルゴ
リズムとしてＺＦ法を用いる場合について説明する。
ロック構成図であり、図３は位相補償回路３による誤差
成分の回転を説明する図である。ここでは、制御アルゴ
リズムとしてＺＦ法を用いる場合について説明する。
【００１９】この誤差検出回路１２は、Ｉチャネルおよ
びＱチャネルのそれぞれの復調信号と識別信号との誤差
成分を求める減算器１２−１と、Ｉチャネルの復調信号
とＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれの復調信号と
識別信号との誤差成分の極性を求める極性回路１２−２
と、Ｉチャネルの復調信号の極性とＩチャネルの誤差の
極性との排他的論理和を求める排他的論理和回路１２−
３と、ＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれの誤差成
分の極性を反転する信号反転器１２−４と、Ｉチャネル
の誤差成分またはＱチャネルの誤差成分あるいはそれら
の反転のいずれかを選択する４−１セレクタ１２−５と
備える。
びＱチャネルのそれぞれの復調信号と識別信号との誤差
成分を求める減算器１２−１と、Ｉチャネルの復調信号
とＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれの復調信号と
識別信号との誤差成分の極性を求める極性回路１２−２
と、Ｉチャネルの復調信号の極性とＩチャネルの誤差の
極性との排他的論理和を求める排他的論理和回路１２−
３と、ＩチャネルおよびＱチャネルのそれぞれの誤差成
分の極性を反転する信号反転器１２−４と、Ｉチャネル
の誤差成分またはＱチャネルの誤差成分あるいはそれら
の反転のいずれかを選択する４−１セレクタ１２−５と
備える。
【００２０】誤差信号成分は減算器１２−１により復調
信号と識別信号の差分をとることにより得られ、その極
性を極性回路１２−２により取り出して誤差信号（Ｉ
error、Ｑerror ）とする。このとき、位相補償回路に
よって誤差成分が図３に示すように回転するため、その
位相回転角θに応じて、オフセット誤差極性が表１に示
すように変化する。
信号と識別信号の差分をとることにより得られ、その極
性を極性回路１２−２により取り出して誤差信号（Ｉ
error、Ｑerror ）とする。このとき、位相補償回路に
よって誤差成分が図３に示すように回転するため、その
位相回転角θに応じて、オフセット誤差極性が表１に示
すように変化する。
【００２１】
【表１】 そこで、４−１セレクタを用いて、Ｉerror 、Ｉerror
の反転、Ｑerror 、Ｑerror の反転のいずれかをキャリ
ア位相制御信号を用いて選択する。これにより、位相回
転角θ分を補正したオフセット誤差信号が得られる。一
方、ゲイン制御信号については、前述したように位相回
転角には依存しないため、Ｉチャネルの識別信号の極性
ＩsignとＩerror との排他的論理和をとることで、ゲイ
ン誤差信号が得られる。
の反転、Ｑerror 、Ｑerror の反転のいずれかをキャリ
ア位相制御信号を用いて選択する。これにより、位相回
転角θ分を補正したオフセット誤差信号が得られる。一
方、ゲイン制御信号については、前述したように位相回
転角には依存しないため、Ｉチャネルの識別信号の極性
ＩsignとＩerror との排他的論理和をとることで、ゲイ
ン誤差信号が得られる。
【００２２】誤差信号生成については、上述の構成の他
に、オフセット誤差信号の場合にはＩチャネルまたはＱ
チャネルの信号の反転、非反転を表１に従い、２−１セ
レクタで切り替えることも可能でありる。ゲイン誤差に
ついては、Ｉチャネル信号から検出した誤差信号とＱチ
ャネル信号から検出した誤差信号とを加算することもで
きる。
に、オフセット誤差信号の場合にはＩチャネルまたはＱ
チャネルの信号の反転、非反転を表１に従い、２−１セ
レクタで切り替えることも可能でありる。ゲイン誤差に
ついては、Ｉチャネル信号から検出した誤差信号とＱチ
ャネル信号から検出した誤差信号とを加算することもで
きる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のディジタ
ル復調器は、簡単な回路を付加するのみで、準同期検波
方式におけるオフセットおよびゲイン補償を実現でき
る。このため、複数個のディジタル乗算器により構成さ
れる位相逆補償回路を用いる従来の構成と比較して、ル
ープ内の遅延時間および回路規模ともに縮小する。
ル復調器は、簡単な回路を付加するのみで、準同期検波
方式におけるオフセットおよびゲイン補償を実現でき
る。このため、複数個のディジタル乗算器により構成さ
れる位相逆補償回路を用いる従来の構成と比較して、ル
ープ内の遅延時間および回路規模ともに縮小する。
【００２４】さらに本発明は、Ａ／Ｄ変換器前段のアナ
ログ回路のチャネル間特性差が無視できる程度に抑えら
れている場合には、アナログ処理を用いて直交検波され
た信号に対しても利用することができる。
ログ回路のチャネル間特性差が無視できる程度に抑えら
れている場合には、アナログ処理を用いて直交検波され
た信号に対しても利用することができる。
【図１】本発明実施例のディジタル復調器を示すブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図２】誤差検出回路の具体例を示すブロック構成図。
【図３】位相補償回路による誤差成分の回転を説明する
図。
図。
【図４】従来例のディジタル復調器を示すブロック構成
図。
図。
１−１、１−２ ディジタル加算器 ２−１、２−２ ディジタル乗算器 ３ 位相補償回路 ４ トランスバーサル等化器 ５−１、５−２ 信号識別器 ６、１３ 遅延回路 ７−１、７−２、１０ ループフィルタ ８−１、８−２ 波形ＲＯＭ ９ 位相アキュームレータ １１ キャリア誤差検出回路 １２ 誤差検出回路 １２−１ 減算器 １２−２ 極性回路 １２−３ 排他的論理和回路 １２−４ 信号反転器 １２−５ ４−１セレクタ １４−１、１４−２ 位相逆補償回路 １５ ゲイン誤差検出器 １６ オフセット誤差検出回路
Claims (4)
- 【請求項１】 直交変調された信号をディジタル処理に
より直交検波したＩチャネルおよびＱチャネルの信号を
入力信号とし、これらの入力信号の直流オフセット補償
およびゲイン制御を行う入力補償手段と、この入力補償
手段の出力を位相回転させることでキャリア同期を行う
位相補償手段と、この位相補償手段の出力信号から符号
間干渉を除去する等化手段と、この等化手段の出力する
復調信号を識別する識別手段とを備え、 前記位相補償手段は、前記復調信号と前記識別手段の出
力する識別信号とからキャリア誤差を検出する手段と、
検出されたキャリア誤差を補償するための位相情報を求
める手段と、この位相情報により信号位相を回転させる
手段とを含み、 前記入力補償手段は、前記復調信号、前記識別信号およ
び前記位相情報からオフセット誤差およびゲイン誤差を
検出する誤差検出手段と、検出されたオフセット誤差を
補償する値を前記入力信号にディジタル加算する手段
と、検出されたゲイン誤差を補償する値を前記入力信号
にディジタル乗算する手段とを含むディジタル復調器に
おいて、 前記誤差検出手段は、前記復調信号と前記識別信号との
相関からゲイン誤差を求める手段と、前記復調信号と前
記識別信号とから得られた誤差信号を前記位相情報によ
り位相変換することでオフセット誤差信号を生成する手
段とを含むことを特徴とするディジタル復調器。 - 【請求項２】 ＩチャネルおよびＱチャネルの二つの入
力信号に対して共通のゲイン誤差およびオフセット誤差
信号を用いる請求項１記載のディジタル復調器。 - 【請求項３】 前記ゲイン誤差を求める手段は、Ｉチャ
ネルまたはＱチャネルの少なくとも一方について、復調
信号の極性を求める手段と、復調信号と識別信号との誤
差成分の極性を求める手段と、二つの極性の排他的論理
和を求める手段とを含む請求項１または２記載のディジ
タル復調器。 - 【請求項４】 前記オフセット誤差信号を生成する手段
は、ＩおよびＱのそれぞれのチャネルにおける復調信号
と識別信号との誤差を求める手段と、それぞれの誤差の
極性を求める手段と、Ｉチャネルの誤差の極性、Ｑチャ
ネルの誤差の極性およびそれぞれの極性の反転のいずれ
かを前記位相情報により選択する手段とを含む請求項１
ないし３のいずれか記載のディジタル復調器。
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|---|---|---|---|
| JP02065595A JP3301033B2 (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | ディジタル復調器 |
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|---|---|---|---|
| JP02065595A JP3301033B2 (ja) | 1995-02-08 | 1995-02-08 | ディジタル復調器 |
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|---|---|
| JPH08223237A true JPH08223237A (ja) | 1996-08-30 |
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- 1995-02-08 JP JP02065595A patent/JP3301033B2/ja not_active Expired - Fee Related
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