JPH09321733A - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Ｏｆｄｍ復調装置

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JPH09321733A
JPH09321733A JP9019411A JP1941197A JPH09321733A JP H09321733 A JPH09321733 A JP H09321733A JP 9019411 A JP9019411 A JP 9019411A JP 1941197 A JP1941197 A JP 1941197A JP H09321733 A JPH09321733 A JP H09321733A
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定司 影山
Akira Kisoda
晃 木曽田
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Yuji Hayashino
裕司 林野
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JISEDAI DIGITAL TELE HOSO SYS
JISEDAI DIGITAL TELEVISION HOSO SYST KENKYUSHO KK
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＯＦＤＭ直交検波用の局部発振信号及び標本
化クロックの周波数を、雑音に影響されることなく、か
つ高速にＯＦＤＭ信号に同期させる。 【解決手段】 直交検波回路３１にて局部発振信号によ
りＯＦＤＭ信号を直交検波して標本化クロック毎に複素
検波信号を求め、遅延回路３３により標本化クロックで
有効シンボル期間相当のクロック数遅延した後、フィル
タ回路３４，３５により各々異なる周波数領域の信号成
分を抽出し、相関回路３６，３７により各フィルタ出力
と複素検波信号との相関ベクトルを求め、周波数制御回
路３８により各相関ベクトルの位相角の和及び差から局
部発振信号及び標本化クロックの周波数誤差を求め、そ
の誤差に基づいて局部発振信号の周波数、標本化クロッ
クの周波数をそれぞれ制御し、これによってＯＦＤＭ信
号との同期化を図る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ信号から
有効シンボル期間の変調ベクトルを復調するＯＦＤＭ復
調装置に関し、特に局部発振信号及び標本化クロックの
同期化技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体向けディジタル音声放送や
地上系ディジタルテレビ放送において、ＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）技術を用いた伝送方式が着目されてい
る。このＯＦＤＭ伝送方式は、マルチキャリア変調方式
の一種であり、隣接間で互いに直交する多数のサブキャ
リアに直並列変換された符号化データ（情報シンボル）
を割り当て、それぞれ逆フーリエ変換（周波数領域を時
間領域に変換）によってディジタル変調波に変換した後
に、各々を加算することでＯＦＤＭ信号を生成し、伝送
後に逆の処理を施すことにより元の符号化データが得ら
れるようにしたものである。この方式は、サブキャリア
に分割された各々の情報シンボルの周期が長くなるた
め、マルチパスなどの遅延波の影響を受けにくい特質を
有している。
【０００３】図２２は、送信局側でＯＦＤＭ信号を発生
するＯＦＤＭ変調装置の基本的なブロック構成を示すも
のである。図２２において、逆フーリエ変換回路１１
は、複数の変調ベクトル（情報シンボル）を入力し、図
示しないタイミング発生回路で生成されるシンボルタイ
ミング信号に従って、シンボル単位で各変調ベクトルを
それぞれ隣接間で互いに直交する複数のサブキャリアに
割り当て、逆フーリエ変換を施して周波数領域の信号を
時間領域の信号に変換し、これによって有効シンボル期
間の信号を得る。この信号はガード期間付加回路１２に
供給される。
【０００４】このガード期間付加回路１２は、上記シン
ボルタイミング信号に従って逆フーリエ変換回路１１か
ら有効シンボル期間の信号を順次取り込み、シンボル毎
に有効シンボル期間に対してガード期間を前置きする。
さらに、そのガード期間に逆フーリエ変換回路１１から
出力される有効シンボル期間の後部の信号を複写し、基
底帯域のＯＦＤＭ信号を構成する。このガード期間付加
回路１２で得られた基底帯域のＯＦＤＭ信号のフォーマ
ットを図２３に示す。このＯＦＤＭ信号は直交変調回路
１３に供給される。
【０００５】この直交変調回路１３は、上記ガード期間
付加回路１２で得られた基底帯域のＯＦＤＭ信号に局部
発振回路１４で発生される局部発振信号によって直交変
調を施し、中間周波数帯域または無線周波数帯域に周波
数変換し、ＯＦＤＭ信号として出力する。
【０００６】図２４は、受信局側でＯＦＤＭ信号を復調
処理するＯＦＤＭ復調装置の基本的なブロック構成を示
すものである。図２４において、直交復調回路１５は上
記送信局からのＯＦＤＭ信号を入力し、局部発振回路１
６で発生される局部発振信号（検波周波数信号）によっ
て直交復調することで、中間周波数帯域または無線周波
数帯域のＯＦＤＭ信号から基底帯域のＯＦＤＭ信号に周
波数変換する。このＯＦＤＭ信号はガード期間除去回路
１７に供給される。
【０００７】このガード期間除去回路１７は、直交復調
回路１５で基底帯域に変換されたＯＦＤＭ信号からガー
ド期間を除去し、有効シンボル期間の信号を抜き出す。
この有効シンボル期間の信号はフーリエ変換回路１８に
供給される。
【０００８】このフーリエ変換回路１８は、有効シンボ
ル期間の信号にフーリエ変換を施して時間領域の信号を
周波数領域の信号に変換し、これによって複数の復調ベ
クトル（情報シンボル）を得る。
【０００９】しかしながら、上記構成によるＯＦＤＭ復
調装置には、局部発振回路１６で得られる局部発振信号
の周波数がＯＦＤＭ変調装置側の局部発振回路１４で得
られる変調周波数とずれていたり、フーリエ変換回路１
８が離散的な変換を行う場合に標本化クロックの周波数
がずれていると、フーリエ変換回路１８で得られる復調
ベクトルにサブキャリア間の相互干渉が発生するという
問題がある。
【００１０】そこで、従来では、局部発振信号の周波数
及び標本化クロックのクロック周波数の同期を行うため
に、図２５に示すように、ＯＦＤＭ信号に電力を抑圧し
たヌルシンボルや特定の既知の信号からなる基準シンボ
ルを定期的に付加して伝送する方法が考えられている。
【００１１】ところが、このような伝送方法では、ヌル
シンボルや基準シンボルを頻繁に伝送すると伝送効率が
低下してしまう。一方、伝送効率を低下させないために
ヌルシンボルや基準シンボルを伝送する頻度を抑える
と、局部発振信号の周波数及び標本化クロックのクロッ
ク周波数の同期に誤差を生じてしまう。
【００１２】この問題を解決するために、ヌルシンボル
や基準シンボルを用いずに局部発振信号の周波数やクロ
ック周波数の同期を行う方法が特開平７−１４３０９６
号公報に開示されている。以下、上記公報に開示されて
いる従来のＯＦＤＭ復調装置について、図２６を参照し
ながら説明する。
【００１３】図２６はそのブロック構成を示すもので、
直交検波回路２１はＯＦＤＭ信号を入力し、内部で発生
される局部発振信号により直交検波して得られた複素検
波信号を標本化クロック毎に出力する。この複素検波信
号はフーリエ変換回路２２及びシンボルタイミング判定
回路２３に供給される。
【００１４】シンボルタイミング判定回路２３は、ＯＦ
ＤＭ信号においてガード期間に有効シンボル期間の後部
の信号が複写されていることを利用し、複素検波信号を
有効シンボル期間だけ遅延した信号と直接入力した複素
検波信号との相関を求めてシンボルタイミングを判定
し、フーリエ変換回路２２に有効シンボル期間を通知す
る。
【００１５】このフーリエ変換回路２２は、シンボル毎
に有効シンボル期間の複素検波信号を抽出してフーリエ
変換を施し、復調ベクトルとして出力する。このように
して得られた復調ベクトルはコンステレーション分析回
路２４にも供給される。
【００１６】このコンステレーション分析回路２４は、
２つ以上の異なる周波数のサブキャリアでの復調ベクト
ルを抽出し、コンステレーションの位相回転から直交検
波用の局部発振信号の周波数誤差と標本化クロックの周
波数誤差を求め、検波周波数誤差信号及びクロック周波
数誤差信号を生成する。クロック周波数誤差信号はクロ
ック周波数制御回路２５に供給され、検波周波数誤差信
号は検波周波数制御回路２６に供給される。
【００１７】上記クロック周波数制御回路２５は、コン
ステレーション分析回路２４からのクロック周波数誤差
信号をもとにクロック発生回路２７のクロック周波数を
制御する。また、検波周波数制御回路２６は、コンステ
レーション分析回路２４からの検波周波数誤差信号をも
とに、直交検波回路２１の内部で発生される直交検波用
の局部発振信号の周波数を制御する。
【００１８】上記クロック発生回路２７は、ＯＦＤＭ復
調装置の各部に標本化クロックを供給するもので、標本
化クロックのクロック周波数はクロック周波数制御回路
２５からのクロック周波数制御信号によって制御され
る。
【００１９】以下、上記構成によるＯＦＤＭ復調装置の
動作について説明する。前述の特開平７−１４３０９６
号公報に開示されているように、従来のＯＦＤＭ復調装
置は、コンステレーション分析回路２４により、２つ以
上の異なる周波数のサブキャリアでの復調ベクトルから
得られるコンステレーションの位相回転を各々分析し、
局部発振信号の周波数誤差及び標本化クロックの周波数
誤差を検出している。
【００２０】これは、フーリエ変換回路２２でＯＦＤＭ
信号をフーリエ変換して得られた復調ベクトルの位相回
転が検波周波数の誤差及びクロック周波数の誤差によっ
て与えられ、かつ、検波周波数の誤差が復調ベクトルに
与える位相回転角と、クロック周波数の誤差が復調ベク
トルに与える位相回転角とが、サブキャリアの周波数に
よって異なることを利用している。
【００２１】尚、復調ベクトルは本来の変調による位相
回転も含んでいるため、コンステレーション分析回路２
４では、複数のシンボルに渡って復調ベクトルを重ね合
わせてコンステレーションを求め、コンステレーション
全体の回転角を求める必要がある。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記公
報に開示されているような従来のＯＦＤＭ復調装置で
は、直交検波用の局部発振信号の周波数及び標本化クロ
ックの周波数がずれた状態でフーリエ変換を行っている
ため、サブキャリア間の相互干渉が発生して正確な復調
ベクトルが得られず、コンステレーション分析回路で局
部発振信号や標本化クロックの周波数誤差を正確に求め
ることができないことがある。
【００２３】また、コンステレーションを求めるには、
複数のシンボルに渡って復調ベクトルを観測する必要が
あるため、局部発振信号及び標本化クロックの周波数誤
差を抽出するまでに長い時間を要する。
【００２４】さらに、各サブキャリアの変調が例えば６
４ＱＡＭのような多値変調である場合には、熱雑音等に
よってコンステレーションの分析に誤りが生じ易く、局
部発振信号及び標本化クロックの周波数同期に乱れを生
じてしまう。
【００２５】本発明の課題は、上記の問題を解決し、Ｏ
ＦＤＭ直交検波用の局部発振信号及び標本化クロックの
周波数がずれた状態でも、局部発振信号及び標本化クロ
ックの周波数誤差を正確に推定することができ、これに
よって雑音に影響されることなく、かつ高速に局部発振
信号及び標本化クロックの周波数をＯＦＤＭ信号に同期
させることのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することに
ある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に第１の発明は、１シンボルがガード期間と有効シンボ
ル期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するよう
に前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間
に複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号
を受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調
するＯＦＤＭ復調装置であって、標本化された前記ＯＦ
ＤＭ信号をそれぞれ互いに異なるろ波特性でろ波する第
１及び第２のフィルタ手段と、前記第１及び第２のフィ
ルタ手段に前置され標本化された前記ＯＦＤＭ信号を標
本化クロックに基づいて前記第１及び第２のフィルタ手
段の遅延時間を考慮した前記有効シンボル期間長に相当
するクロック数だけ遅延する遅延手段と、標本化された
前記ＯＦＤＭ信号と前記第１のフィルタ手段の出力信号
との相関を求めて第１の相関ベクトルを得る第１の相関
手段と、標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第２のフ
ィルタ手段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベク
トルを得る第２の相関手段と、前記第１の相関ベクトル
と前記第２の相関ベクトルとに基づいて搬送波周波数の
誤差と標本化周波数の誤差とを求め、それぞれの誤差を
除去すベく搬送波周波数制御信号と標本化周波数制御信
号とを出力する周波数制御手段とを具備するようにし
た。
【００２７】第２の発明は、１シンボルがガード期間と
有効シンボル期間とで形成され、シンボル内で周期性を
有するように前記有効シンボル期間の信号の一部が前記
ガード期間に複写された直交周波数分割多重信号なるＯ
ＦＤＭ信号を受信し、前記有効シンボル期間の変調ベク
トルを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、標本化され
た前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なるろ波特性で
ろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、標本化された
前記ＯＦＤＭ信号を標本化クロックに基づいて前記第１
及び第２のフィルタ手段の遅延時間を考慮した前記有効
シンボル期間長に相当するクロック数だけ遅延する遅延
手段と、前記第１のフィルタ手段の出力信号と前記遅延
手段の出力信号との相関を求めて第１の相関ベクトルを
得る第１の相関手段と、前記第２のフィルタ手段の出力
信号と前記遅延手段の出力信号との相関を求めて第２の
相関ベクトルを得る第２の相関手段と、前記第１の相関
ベクトルと前記第２の相関ベクトルとに基づいて搬送波
周波数の誤差と標本化周波数の誤差とを求め、それぞれ
の誤差を除去すベく搬送波周波数制御信号と標本化周波
数制御信号とを出力する周波数制御手段とを具備するよ
うにした。
【００２８】第３の発明は、１シンボルがガード期間と
有効シンボル期間とで構成され、シンボル内で周期性を
有するように前記有効シンボル期間の信号の一部が前記
ガード期間に複写された直交周波数分割多重信号なるＯ
ＦＤＭ信号を受信し、前記有効シンボル期間の変調ベク
トルを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、標本化され
た前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なるろ波特性で
ろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、標本化された
前記ＯＦＤＭ信号を標本化クロックに基づいて前記有効
シンボル期間長に相当するクロック数だけ遅延する遅延
手段と、前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号を前記
第１のフィルタ手段と同じろ波特性でろ波する第３のフ
ィルタ手段と、前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号
を前記第２のフィルタ手段と同じろ波特性でろ波する第
４のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段の出力信
号と前記第３のフィルタ手段の出力信号との相関を求め
て第１の相関ベクトルを得る第１の相関手段と、前記第
２のフィルタ手段の出力信号と前記第４のフィルタ手段
の出力信号との相関を求めて第２の相関ベクトルを得る
第２の相関手段と、前記第１の相関ベクトルと前記第２
の相関ベクトルとに基づいて搬送波周波数の誤差と標本
化周波数の誤差とを求め、それぞれの誤差を除去すベく
搬送波周波数制御信号と標本化周波数制御信号とを出力
する周波数制御手段とを具備するようにした。
【００２９】第４の発明は、１シンボルがガード期間と
有効シンボル期間とで形成され、シンボル内で周期性を
有するように前記有効シンボル期間の信号の一部が前記
ガード期間に複写された直交周波数分割多重信号なるＯ
ＦＤＭ信号を受信し、前記有効シンボル期間の変調ベク
トルを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、標本化され
た前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なるろ波特性で
ろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、前記第１及び
第２のフィルタ手段の出力信号を標本化クロックに基づ
いて前記有効シンボル期間長に相当するクロック数だけ
各々遅延する第１及び第２の遅延手段と、前記第１のフ
ィルタ手段の出力信号と前記第１の遅延手段の出力信号
との相関を求めて第１の相関べクトルを得る第１の相関
手段と、前記第２のフィルタ手段の出力信号と前記第２
の遅延手段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベク
トルを得る第２の相関手段と、前記第１の相関ベクトル
と前記第２の相関ベクトルとに基づいて搬送波周波数の
誤差と標本化周波数の誤差とを求め、それぞれの誤差を
除去すベく搬送波周波数制御信号と標本化周波数制御信
号とを出力する周波数制御手段とを具備するようにし
た。
【００３０】第５の発明は、１シンボルがガード期間と
有効シンボル期間とで形成され、シンボル内で周期性を
有するように前記有効シンボル期間の信号の一部が前記
ガード期間に複写された直交周波数分割多重信号なるＯ
ＦＤＭ信号を受信し、前記有効シンボル期間の変調ベク
トルを復調するＯＦＤＭ復調装置であって、標本化され
た前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なるろ波特性で
ろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、前記第１及び
第２のフィルタ手段の出力信号を標本化クロックに基づ
いて前記第１及び第２のフィルタ手段の遅延時間を考慮
した前記有効シンボル期間長に相当するクロック数だけ
各々遅延する第１及び第２の遅延手段と、標本化された
前記ＯＦＤＭ信号と前記第１のフィルタ手段の出力信号
との相関を求めて第１の相関ベクトルを得る第１の相関
手段と、標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第２のフ
ィルタ手段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベク
トルを得る第２の相関手段と、前記第１の相関ベクトル
と前記第２の相関ベクトルとに基づいて搬送波周波数の
誤差と標本化周波数の誤差とを求め、それぞれの誤差を
除去すべく搬送波周波数制御信号と標本化周波数制御信
号とを出力する周波数制御手段とを具備するようにし
た。
【００３１】第６の発明は、第１乃至第５の発明のいず
れかの構成において、さらに、前記ＯＦＤＭ信号を標本
化するために用いられる前記標本化クロックを発生する
標本化クロック発生手段を具備し、前記標本化クロック
発生手段の発生する標本化クロックの周波数が前記標本
化周波数制御信号に従って制御されるようにした。
【００３２】第７の発明は、第１乃至第６の発明のいず
れかの構成において、さらに、前記搬送波周波数制御信
号に従って発振周波数が制御される局部発振手段と、前
記局部発振手段の出力する信号を前記ＯＦＤＭ信号に乗
じて周波数変換を行う乗算手段とを具備するようにし
た。
【００３３】第８の発明は、第１乃至第７の発明のいず
れかの構成において、さらに、前記第１の相関ベクトル
と前記第２の相関ベクトルとの少なくともいずれかの相
関ベクトルに基づいて前記ＯＦＤＭ信号のシンボルタイ
ミングを判別するシンボルタイミング判別手段と、前記
シンボルタイミング判別手段で判別されたシンボルタイ
ミングに基づいて前記有効シンボル期間長のＯＦＤＭ信
号を抽出するシンボル抽出手段と、前記シンボル抽出手
段で抽出された有効シンボル期間長のＯＦＤＭ信号を離
散フーリエ変換処理して送信側で施した変調ベクトルを
復調するディジタル復調手段とを具備するようにした。
【００３４】第９の発明は、第１乃至第８の発明のいず
れかの構成において、前記第１及び第２のフィルタ手段
のいずれか一方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数よ
り高い周波数帯域の信号成分を主として通過させるろ波
特性を有し、他方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数
より低い周波数帯域の信号成分を主として通過させるろ
波特性を有するようにした。
【００３５】第１０の発明は、第１乃至第８の発明のい
ずれかの構成において、前記第１及び第２のフィルタ手
段のいずれか一方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数
を軸に偶対称な通過特性を有し、他方が前記ＯＦＤＭ信
号帯域の中心周波数を軸に奇対称な通過特性を有するよ
うにした。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図２１を参照して
本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明に
係る第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ復調装置のブロ
ック構成を示すものである。
【００３７】図１において、直交検波回路３１は、入力
されるＯＦＤＭ信号を内部で発生される局部発振信号に
基づいて直交検波することで複素検波信号を求める。こ
の複素検波信号は標本化クロック毎にフーリエ変換回路
３２に供給されると共に遅延回路３３に供給され、同時
に第１及び第２の相関回路３６，３７に供給される。
【００３８】この遅延回路３３は、直交検波回路３１か
ら出力される複素検波信号を標本化クロックの有効シン
ボル期間相当のクロック数分遅延するもので、その出力
は第１及び第２のフィルタ回路３４，３５に供給され
る。
【００３９】第１及び第２のフィルタ回路３４，３５
は、それぞれ遅延回路３３で遅延された複素検波信号の
各々異なる周波数領域の信号成分を通過させる。第１の
フィルタ回路３４から出力される信号成分は直交検波回
路３１から出力される複素検波信号と共に第１の相関回
路３６に供給される。同様に、第２のフィルタ回路３５
から出力される信号成分は直交検波回路３１から出力さ
れる複素検波信号と共に第２の相関回路３７に供給され
る。
【００４０】第１の相関回路３６は、第１のフィルタ回
路３４の出力信号と複素検波信号との相関を求め、第１
の相関ベクトルとして出力する。第２の相関回路３７
は、第２のフィルタ回路３５の出力する信号と複素検波
信号との相関を求め、第２の相関ベクトルとして出力す
る。これらの相関回路３６，３７で得られた第１及び第
２の相関ベクトルは周波数制御回路３８及びシンボルタ
イミング判定回路４０に供給される。
【００４１】この周波数制御回路３８は、シンボルタイ
ミング信号に基づいて第１の相関ベクトルと第２の相関
ベクトルを取り込み、両者の関係から局部発振信号の周
波数誤差及び標本化クロックの周波数誤差を検出し、検
波周波数制御信号及びクロック周波数制御信号を生成す
る。この周波数制御回路３８から出力される検波周波数
制御信号は直交検波回路３１に供給され、その内部で発
生される局部発振信号の周波数制御に供される。
【００４２】クロック発生回路３９は、詳細は図示しな
いが、ＯＦＤＭ復調装置の各部に標本化クロックを供給
するもので、その標本化クロックのクロック周波数は周
波数制御回路３８から出力されるクロック周波数制御信
号によって制御される。
【００４３】一方、シンボルタイミング判定回路４０
は、第１の相関ベクトルと第２の相関ベクトルとからＯ
ＦＤＭ信号のシンボルの境界を求め、シンボルタイミン
グ信号を得る。このシンボルタイミング信号はフーリエ
変換回路３２及び周波数制御回路３８に供給される。
【００４４】このフーリエ変換回路３２は、シンボルタ
イミング信号に基づいて有効シンボル期間の複素検波信
号を抽出し、フーリエ変換を施して時間領域から周波数
領域への変換を行い、これによって復調ベクトル（情報
シンボル）を得る。
【００４５】上記直交検波回路３１は、例えば図２に示
すように構成できる。図２において、直交検波回路３１
に入力されたＯＦＤＭ信号は、ＢＰＦ（帯域通過フィル
タ）３１１によって復調に必要な周波数帯域以外の雑音
を除去され、乗算回路３１２，３１３に供給される。
【００４６】局部発振回路３１４は、検波周波数制御信
号によって周波数が制御される発振器で構成され、この
局部発振回路３１４の出力する局部発振信号は乗算回路
３１２及び移相回路３１５に供給される。移相回路３１
５は局部発振信号を９０度移相するもので、その出力は
乗算回路３１３に供給される。
【００４７】乗算回路３１２はＢＰＦ３１１からのＯＦ
ＤＭ信号と局部発振回路３１４からの局部発振信号とを
乗算するもので、その出力はＬＰＦ（低域通過フィル
タ）３１６に供給され、高調波成分が除去される。これ
により、ＬＰＦ３１６から局部発振信号に対して同相成
分の検波信号が得られる。
【００４８】一方、乗算回路３１３はＢＰＦ３１１から
のＯＦＤＭ信号と移相回路３１５で９０度移相された局
部発振信号とを乗算するもので、その出力はＬＰＦ３１
７に供給され、高調波成分が除去される。これにより、
ＬＰＦ３１７から局部発振信号に対して直交成分の検波
信号が得られる。
【００４９】このようにして得られた同相検波信号と直
交検波信号はそれぞれＡ／Ｄ変換回路３１８，３１９で
標本化クロック毎に量子化され、複素検波信号に合成さ
れて直交検波回路３１から出力される。
【００５０】直交検波回路３１の動作は、図３に示すよ
うに、局部発振回路３１４の発振周波数ｆc 付近のＯＦ
ＤＭ信号（図３（ａ））を基底帯域（中心周波数ｆ0 ）
の複素検波信号（図３（ｂ））に変換する周波数変換に
相当する。
【００５１】第１のフィルタ回路３４は、例えば図４に
示すように構成できる。図４において、遅延回路
（Ｚ-1）３４１，３４２は、当該フィルタ回路３４に入
力された複素検波信号を順次１標本化クロックずつ遅延
する。入力された複素検波信号及び各遅延回路３４１，
３４２で遅延された複素検波信号はそれぞれ係数回路３
４３，３４４，３４５に供給される。
【００５２】係数回路３４３は、複素検波信号に−ｊ
（ｊは虚数単位）を乗じる。係数回路３４４は、１標本
化クロック遅延された複素検波信号に１を乗じる。係数
回路３４５は、２標本化クロック遅延された複素検波信
号にｊを乗じる。係数回路３４３の出力と係数回路３４
４の出力は加算回路３４６で加算され、さらに加算回路
３４７で係数回路３４５の出力が加算されてフィルタ回
路３４の出力となる。
【００５３】以上のように構成された第１のフィルタ回
路１４の周波数−振幅特性は、図５に示すように、主に
基底帯域の中心周波数ｆ0 に対して正の周波数領域の信
号を通過させる特性を有する。また、１標本化クロック
の群遅延特性を有する。
【００５４】尚、係数回路３４３は、複素検波信号の実
部と虚部を入れ替えた後に虚部の極性を反転する構成と
することで簡単に実現できる。係数回路３４４は省略可
能である。係数回路３４５は、複素検波信号の実部と虚
部を入れ替えた後に実部の極性を反転する構成とするこ
とで簡単に実現できる。
【００５５】一方、第２のフィルタ回路３５は、例えば
図６に示すように構成できる。図６において、遅延回路
（Ｚ-1）３５１，３５２は、当該フィルタ回路３５に入
力された複素検波信号を順次１標本化クロックずつ遅延
する。入力された複素検波信号及び各遅延回路３５１，
３５２で遅延された複素検波信号はそれぞれ係数回路３
５３，３５４，３５５に供給される。
【００５６】係数回路３５３は複素検波信号にｊを乗じ
る。係数回路３５４は１標本化クロック遅延された複素
検波信号に１を乗じる。係数回路３５５は２標本化クロ
ック遅延された複素検波信号に−ｊを乗じる。係数回路
３５３の出力と係数回路３５４の出力は加算回路３５６
で加算され、さらに加算回路３５７で係数回路３５５の
出力が加算されて第２のフィルタ回路３５の出力とな
る。
【００５７】以上のように構成された第２のフィルタ回
路３５の周波数−振幅特性は、図７に示すように、主に
基底帯域の中心周波数ｆ0 に対して負の周波数領域の信
号を通過させる特性を有する。また、１標本化クロック
の群遅延特性を有する。
【００５８】尚、係数回路３５３は、複素検波信号の実
部と虚部を入れ替えた後に実部の極性を反転する構成と
することで簡単に実現できる。係数回路３５４は省略可
能である。係数回路３５５は、複素検波信号の実部と虚
部を入れ替えた後に虚部の極性を反転する構成とするこ
とで簡単に実現できる。
【００５９】ところで、図１において、遅延回路３３が
複素検波信号を遅延するクロック数は、有効シンボル期
間から第１及び第２のフィルタ回路３４，３５の群遅延
時間を引いた時間に相当するクロック数である。例え
ば、フィルタ回路３４，３５が図４、図６に示したよう
な構成であるとすると、フィルタ回路３４，３５の群遅
延時間が１クロックであるため、遅延回路３３が遅延す
るクロック数は有効シンボル期間に相当するクロック数
より１クロック少なくすればよい。
【００６０】第１、第２の相関回路３６，３７は同構成
であり、例えば第１の相関回路３６は図８に示すように
構成できる（第２の相関回路３７の構成図は省略す
る）。図８において、相関回路３６に入力された２つの
複素検波信号のうち、一方は共役回路３６１で共役な信
号に変換され、残りの一方は、乗算回路３６２で共役回
路３６１の出力する信号と複素乗算される。
【００６１】乗算回路３６２の出力する信号はシフトレ
ジスタ３６３に所定の期間保持される。このシフトレジ
スタ３６３は保持している期間の信号を並列に出力する
もので、この並列出力は加算回路３６４に供給される。
この加算回路３６４はシフトレジスタ３６３が並列に出
力する信号の総和を求める。すなわち、シフトレジスタ
３６３と加算回路３６４は積分回路を構成している。
【００６２】また、上記第１の相関回路３６（及び第２
の相関回路３７）は、例えば図９に示すように構成する
こともできる。図９において図８の構成と異なる部分
は、積分回路を構成するシフトレジスタ３６３と加算回
路３６４に対応する部分である。
【００６３】図９において、保持回路３６６は１標本化
クロック前の相関ベクトルを保持する。係数回路３６７
は保持回路３６６で保持された相関ベクトルに減衰率α
（αは０より大きい１未満の実数）を乗ずる。加算回路
３６５は、乗算回路３６２の出力と係数回路３６７で減
衰率αを乗された相関ベクトルとを加算して相関ベクト
ルを求める。保持回路３６６は、保持する相関ベクトル
の値を加算回路３６５で求められた相関ベクトルの値に
標本化クロック毎に更新する。
【００６４】すなわち、加算回路３６５と保持回路３６
６と係数回路３６７は、時定数が１／αの積分回路を構
成しており、図８に示したシフトレジスタ３６３と加算
回路３６４で構成される積分回路と同様に機能する。
【００６５】図１０に、直交検波回路３１で得られた複
素検波信号から第１及び第２の相関回路３６，３７にて
第１及び第２の相関ベクトルが求められる過程を示す。
図１０において、（ａ）は直交検波回路３１が出力する
複素検波信号である。本発明のＯＦＤＭ復調装置は、こ
の複素検波信号における有効シンボル期間の後部の信号
を有効シンボル期間に前置されるガード期間に複写した
構成のＯＦＤＭ信号を復調するものである。
【００６６】複素検波信号は、遅延回路３３で図１０
（ｂ）に示すように１シンボルの有効シンボル期間分遅
延され、第１及び第２のフィルタ回路３４，３５で各々
異なる周波数領域の信号に分離される。
【００６７】説明を簡単にするため、各フィルタ回路３
４，３５の周波数選択効果を無視すると、フィルタ回路
３４，３５の出力には遅延された複素検波信号が得られ
る。第１及び第２の相関回路３６，３７では、図１０
（ａ）に示す複素検波信号と図１０（ｂ）に示すように
有効シンボル期間遅延された複素検波信号の相関を求め
る。このとき、ガード期間には有効シンボル期間の後部
の信号が複写されている。このため、両者の相関ベクト
ルは、図１０（ｃ）に示すように、信号波形が一致する
部分（図では−Ｔg ，Ｔs の部分）で絶対値が大きくな
る。
【００６８】また、相関ベクトルのピーク点での位相角
は、局部発振信号及び標本化クロックの周波数に誤差が
ない場合は０であるが、局部発振信号及び標本化クロッ
クの周波数に誤差が生じた場合はその誤差に応じた位相
角が発生する。
【００６９】以下に、局部発振信号及び標本化クロック
の周波数に誤差が生じた場合に、相関回路３６，３７で
得られる第１及び第２の相関ベクトルの位相角について
説明する。
【００７０】局部発振信号の周波数に誤差がない場合、
あるシンボル（例えば、図１０（ａ）におけるＳ1 を伝
送するシンボル）の期間に直交検波回路３１から出力さ
れる複素検波信号ｓ(t) は（１）式に示すように与えら
れる。（１）式において、ｄk はサブキャリアｋの変調
ベクトルである。ωk はサブキャリアｋの角周波数であ
り、２π／Ｔs の整数倍である（Ｔs は有効シンボル期
間長）。ここで、有効シンボルの先頭は、図１０に示す
ように時刻ｔ＝０とする。
【００７１】
【数１】
【００７２】相関回路３６，３７において、複素検波信
号ｓ(t) が遅延回路３３及びフィルタ回路３４，３５を
経て有効シンボル期間Ｔs 遅延された信号ｓ(t−Ｔs)と
直接入力された複素検波信号ｓ(t) との相関ベクトルＣ
(t) を求める演算は（２）式に示すように表わせる。
【００７３】
【数２】
【００７４】サブキャリアｋのＯＦＤＭ信号成分ｓk(t)
について相関回路３６，３７での相関演算を考えると、
（３）式に示すように表されるため、サブキャリアｋの
相関ベクトルＣk(t)は（４）式に示すようになる。
【００７５】
【数３】
【００７６】
【数４】
【００７７】相関ベクトルから局部発振信号及び標本化
クロックの周波数誤差を検出する時刻を、相関ベクトル
の大きさが最大となる時刻（ｔ＝Ｔs ）とすると、時刻
Ｔsにおける相関ベクトルＣk(Ｔs)は（５）式に示すよ
うになる。（５）式から、相関ベクトルＣk(Ｔs)の位相
角は０であることがわかる。
【００７８】
【数５】
【００７９】局部発振信号の周波数に誤差Δωが発生
し、標本化クロックの周波数のずれによって有効シンボ
ル期間長にΔＴの誤差が発生した場合、複素検波信号ｓ
k(t)は（６）式に示すようになり、相関ベクトルＣk(Ｔ
s ＋ΔＴ) は（７）式に示すようになる。尚、（７）式
において、ΔωΔＴは微小な値であるとして省略してい
る。
【００８０】
【数６】
【００８１】
【数７】 相関ベクトルＣk(Ｔs+ΔＴ) の位相角をφk とすると、
（８）式に示すようになる。
【００８２】
【数８】
【００８３】（８）式からわかるように、相関ベクトル
の位相角は、局部発振信号の周波数の誤差Δωに対して
は、サブキャリアの周波数ωk に関わらずΔωＴs なる
位相角を生じる。また、標本化クロックの周波数のずれ
により発生した有効シンボル期間の誤差ΔＴに対して
は、周波数ωk に比例したωk ΔＴなる位相角を生じ
る。
【００８４】そこで、例えば第１及び第２のフィルタ回
路３４，３５で得られる正の周波数帯域の信号と負の周
波数領域の信号を用い、第１及び第２の相関回路３６，
３７にて複素検波信号との相関ベクトルを求め、周波数
制御回路３８にて各々の相関ベクトルの位相角の和から
局部発振信号の周波数の誤差Δωを、また各々の相関ベ
クトルの位相角の差から標本化クロックの周波数のずれ
による有効シンボル期間の誤差ΔＴを検出することがで
きる。
【００８５】局部発振信号の周波数制御及び標本化クロ
ックの周波数制御を行う周波数制御回路３８は、例えば
図１１に示すように構成できる。図１１において、位相
角演算回路（ tan-1（Ｉm ／Ｒe ）；Ｒe は実部、Ｉm
は虚部）３８１，３８２はそれぞれ第１及び第２の相関
ベクトルの位相角を求める。加算回路３８３は、位相角
演算回路３８１で得られた第１の相関ベクトルの位相角
と位相角演算回路３８２で得られた第２の相関ベクトル
の位相角とを加算することによって、前述のように局部
発振信号の周波数の誤差Δωに従った値を求める。
【００８６】ループフィルタ３８４は、検波周波数制御
ループの制御特性を決めるもので、局部発振信号の周波
数誤差信号を増幅または減衰したり平滑化したりする。
Ｄ／Ａ変換回路３８５は、ループフィルタ３８４の出力
する数値をアナログ電圧に変換する。この信号は、検波
周波数制御信号として直交検波回路３１の局部発振回路
３１４に供給される。
【００８７】尚、ループフィルタ３８４とＤ／Ａ変換回
路３８５は順序が入れ替わることもある。また、直交検
波回路３１に用いられる局部発振回路３１４が数値制御
型である場合にはＤ／Ａ変換回路３８５は不要となる。
【００８８】減算回路３８６は、位相角演算回路３８１
で得られた第１の相関ベクトルの位相角から位相角演算
回路３８２で得られた第２の相関ベクトルの位相角を減
算することによって、前述のように標本化クロックの周
波数のずれによる有効シンボル期間の誤差ΔＴに従った
値を求める。
【００８９】ループフィルタ３８７は、クロック周波数
制御ループの制御特性を決めるもので、標本化クロック
の周波数誤差信号を増幅または減衰したり平滑化したり
する。Ｄ／Ａ変換回路３８８は、ループフィルタ３８７
の出力する数値をアナログ電圧に変換する。この信号は
クロック周波数制御信号としてクロック発生回路３９に
供給される。
【００９０】クロック発生回路３９では、クロック周波
数制御信号に基づいて、有効シンボル期間の誤差ΔＴが
正のときはクロック周波数を高く、有効シンボル期間の
誤差ΔＴが負のときはクロック周波数を低くするように
制御する。
【００９１】尚、ループフィルタ３８７とＤ／Ａ変換回
路３８８は順序が入れ替わることもある。また、クロッ
ク発生回路３９の発振器が数値制御型である場合にはＤ
／Ａ変換回路３８８は不要となる。
【００９２】周波数制御回路３８における演算は、雑音
耐性を良好にするため、第１及び第２の相関ベクトルの
大きさが最大となる時点で行うのが望ましい。そこで、
周波数制御回路３８では、シンボルタイミング判定回路
４０から第１及び第２の相関ベクトルが最大と判定され
る時点のシンボルタイミング信号を入力し、そのタイミ
ングで演算処理を実行するものとする。
【００９３】これにより、局部発振信号及び標本化クロ
ックの周波数誤差は、サブキャリアの変調方式に依存せ
ずにシンボル毎に正確に求めることができ、これによっ
て局部発振信号及び標本化クロックの周波数同期を高速
にかつ正確に引き込むことができる。
【００９４】上記シンボルタイミング判定回路４０は、
例えば図１２に示すように構成できる。図１２におい
て、第１の相関ベクトルの実部（Ｒe ）と虚部（Ｉm ）
はそれぞれ自乗回路４０１，４０２で自乗された後、加
算回路４０５で加算され、これによって第１の相関ベク
トルの絶対値の自乗が求まる。
【００９５】同様に、第２の相関ベクトルの実部と虚部
はそれぞれ自乗回路４０３，４０４で自乗された後、加
算回路４０６で加算され、これによって第２の相関ベク
トルの絶対値の自乗が求まる。
【００９６】各加算回路４０５，４０６の加算結果は加
算回路４０７で加算され、これによって第１及び第２の
相関ベクトルの絶対値の自乗の和が求まる。この加算回
路４０７の出力信号は微分回路４０８で時間的に微分さ
れ、零クロス検出回路４０９でピーク点（傾きが０とな
る時点）が求められる。
【００９７】一方、加算回路４０７の出力信号はコンパ
レータ４０１０にも供給される。このコンパレータ４０
１０は、加算回路４０７の出力が所定の値を超えた場合
に、ゲート回路４０１１を開く。このゲート回路４０１
１は、コンパレータ４０１０によってゲートが開かれた
ときに零クロス検出回路４０９の出力するピーク点をシ
ンボルタイミングとして判定し、トリガによるシンボル
タイミング信号として出力する。
【００９８】尚、シンボルタイミング信号が第１及び第
２の相関ベクトルに発生した雑音等によって揺らがない
ように、フライホイール回路でシンボルタイミング信号
を保護すると効果的である。
【００９９】また、シンボルタイミング判定回路４０で
は、第１及び第２の相関ベクトルの大きさが最大となる
時点を求められればよいので、自乗回路４０１〜４０４
を例えば絶対値を求める回路に置き換えてもよい。ま
た、第１または第２の相関ベクトルのいずれか一方のみ
でシンボルタイミングを求めるようにしてもよい。
【０１００】図１において、フーリエ変換回路３２は、
シンボルタイミング判定回路４０からのシンボルタイミ
ング信号に従って有効シンボル期間の複素検波信号を抜
き出し、時間領域から周波数領域へフーリエ変換するこ
とによって各サブキャリアの復調ベクトルを得る。
【０１０１】したがって、上記構成によるＯＦＤＭ復調
装置は、フーリエ変換する前の複素検波信号から局部発
振信号及び標本化クロックの周波数誤差を得ているの
で、局部発振信号及び標本化クロックの周波数がずれて
も、その局部発振信号及び標本化クロックの周波数誤差
を正確に推定することができる。
【０１０２】これにより、雑音に影響されることなく、
かつ高速に局部発振信号及び標本化クロックの周波数同
期を行うことができる。その結果、局部発振信号及びク
ロック周波数の誤差が確実に除去され、これによってフ
ーリエ変換回路３２にて正しい復調ベクトルが得られる
ようになる。
【０１０３】次に、図１３乃至図１７を参照して第２の
実施の形態について説明する。この実施の形態の全体構
成は図１に示した第１の実施の形態の構成と同じである
が、第１のフィルタ回路３４、第２のフィルタ回路３
５、周波数制御回路３８の構成に特徴がある。そこで、
ここでは全体構成の図及び説明は省略し、図１３、図１
５、図１７にそれぞれの具体的な構成を示して、特徴部
分について説明する。また、図１４、図１６にそれぞれ
この実施の形態における第１及び第２のフィルタ回路３
４，３５が持つ周波数−振幅特性を示す。
【０１０４】まず、図１３に示すフィルタ回路３４にお
いて、遅延回路（Ｚ-1）３４１１はフィルタ回路３４に
入力された複素検波信号を１標本化クロック遅延して係
数回路３４１２に出力する。この係数回路３４１２は、
１標本化クロック遅延された複素検波信号に１を乗じ
る。この係数回路３４１２の出力はフィルタ回路３４の
出力となる。
【０１０５】以上のように構成されたフィルタ回路３４
は、図１４に示すように、周波数領域で基底帯域の中心
周波数を軸に偶対称な通過特性を有する。また、１標本
化クロックの群遅延を有する。尚、係数回路３４１２は
省略可能である。
【０１０６】図１５に示すフィルタ回路３５において、
遅延回路（Ｚ-1）３５１１，３５１２は、当該フィルタ
回路３５に入力された複素検波信号を順次１標本化クロ
ックずつ遅延する。係数回路３５１３は、当該フィルタ
回路３５に入力された複素検波信号に−ｊを乗じる。係
数回路３５１４は、遅延回路３５１１，３５１２によっ
て２標本化クロック遅延された複素検波信号にｊを乗じ
る。係数回路３５１３の出力と係数回路３５１４の出力
は加算回路３５１５で加算され、フィルタ回路３５の出
力となる。
【０１０７】以上のように構成されたフィルタ回路３５
は、図１６に示すように、周波数領域で基底帯域の中心
周波数を軸に奇対称な通過特性を有する。また、１標本
化クロックの群遅延を有する。
【０１０８】尚、係数回路３５１３は、複素検波信号の
実部と虚部を入れ替えた後に虚部の極性を反転する構成
とすることで簡単に実現できる。また、係数回路３５１
４は、複素検波信号の実部と虚部を入れ替えた後に実部
の極性を反転することで簡単に実現できる。
【０１０９】ところで、図１に示した遅延回路３３が複
素検波信号を遅延するクロック数は、前述したように、
有効シンボル期間からフィルタ回路３４，３５の群遅延
時間を引いた時間に相当するクロック数である。例え
ば、フィルタ回路３４，３５をそれぞれ図１３、図１５
に示すような構成とすると、フィルタ回路３４，３５の
群遅延時間が１クロックであるため、遅延回路３３が遅
延するクロック数は有効シンボル期間に相当するクロッ
ク数より１クロック少なくすればよい。
【０１１０】以下に、局部発振信号及び標本化クロック
の周波数に誤差が生じた場合に、相関回路３６，３７で
得られる第１及び第２の相関ベクトルについて説明す
る。前述のように、（７）式はサブキャリアｋの信号成
分によって相関回路３６，３７の出力に得られる相関ベ
クトルを表す。そこで、ここではさらにωk1＝＋ω、ω
k2＝−ωなる２つの周波数のサブキャリアｋ1 及びｋ2
について考える。
【０１１１】第１のフィルタ回路３４は偶対称な通過特
性を有するため、このフィルタ回路３４の出力はサブキ
ャリアｋ1 の信号成分にサブキャリアｋ2 の信号成分を
加えたものとなる。したがって、相関回路３６から出力
される第１の相関ベクトルＣ１は各々の相関ベクトルの
和として（９）式に示すようになる。
【０１１２】
【数９】
【０１１３】一方、第２のフィルタ回路３５は奇対称な
通過特性を有するため、このフィルタ回路３５の出力は
サブキャリアｋ1 の信号成分からサブキャリアｋ2 の信
号成分を減じたものとなる。したがって、相関回路３７
から出力される第２の相関ベクトルＣ2 は各々の相関ベ
クトルの差として（１０）式に示すようになる。
【０１１４】
【図１０】
【０１１５】第１及び第２のフィルタ回路３４，３５を
それぞれ上記のような構成とした場合、周波数制御回路
３８は例えば図１７に示すように構成できる。図１７に
おいて、第１の相関回路３６からの第１の相関ベクトル
は位相角演算回路（ tan-1（Ｉm ／Ｒe ））３８１３に
供給される。この位相角演算回路３８１３は第１の相関
ベクトルの位相を求める。（９）式からわかるように、
第１の相関ベクトルＣ１の位相はΔωＴs となる。よっ
て、位相角演算回路３８１３の出力には局部発振信号の
周波数誤差Δωに従った値が得られる。この局部発振信
号の検波周波数誤差信号はループフィルタ３８１４に供
給される。
【０１１６】このループフィルタ３８１４は、検波周波
数制御ループの制御特性を決めるもので、局部発振信号
の検波周波数誤差信号を増幅または減衰したり平滑化し
たりするもので、その出力はＤ／Ａ変換回路３８１５に
供給される。このＤ／Ａ変換回路３８１５は、ループフ
ィルタ３８１４の出力する数値をアナログ電圧に変換す
るもので、その出力は、検波周波数制御信号として、前
述の直交検波回路３１内の局部発振回路３１４に供給さ
れる。
【０１１７】尚、ループフィルタ３８１４とＤ／Ａ変換
回路３８１５は順序が入れ替わることもある。また、局
部発振回路３１４が数値制御型である場合には、Ｄ／Ａ
変換回路３８１５は不要となる。
【０１１８】一方、上記第１の相関ベクトルは共役回路
３８１１にも供給される。この共役回路３８１１は第１
の相関ベクトルの複素共役を求めるもので、その出力は
乗算回路３８１２に供給される。
【０１１９】この乗算回路３８１２は共役回路３８１１
で得られた第１の相関ベクトルの共役なベクトルと第２
の相関回路３７からの第２の相関ベクトルとを乗算する
もので、その乗算結果は虚部選択回路（Ｉm[ ]）３８１
６に供給される。この虚部選択回路３８１６は入力信号
から虚部を選択的に導出するもので、その出力には（１
１）式に示すように有効シンボル期間の誤差ΔＴに従っ
た値が得られる。このようにして得られた虚部選択信号
はループフィルタ３８１７に供給される。
【０１２０】
【数１１】
【０１２１】上記ループフィルタ３８１７は、標本化ク
ロック制御ループの制御特性を決めるもので、標本化ク
ロックの周波数誤差信号を増幅または減衰したり平滑化
したりするもので、その出力はＤ／Ａ変換回路３８１８
に供給される。このＤ／Ａ変換回路３８１８は、ループ
フィルタ３８１７の出力する数値をアナログ電圧に変換
するもので、その出力はクロック周波数制御信号として
前述のクロック発生回路３９に供給される。
【０１２２】クロック発生回路３９は、周波数制御回路
３８からのクロック周波数制御信号に基づいて、有効シ
ンボル期間の誤差ΔＴが正のときはクロック周波数を高
く、有効シンボル期間の誤差ΔＴが負のときはクロック
周波数を低くする。
【０１２３】尚、上記周波数制御回路３８において、ル
ープフィルタ３８１７とＤ／Ａ変換回路３８１８は順序
が入れ替わることもある。また、クロック発生回路３９
の発振器が数値制御型である場合にはＤ／Ａ変換回路３
８１８は不要となる。
【０１２４】周波数制御回路３８における演算は、前述
したように、雑音耐性を良好にするため、第１及び第２
の相関ベクトルの大きさが最大となる時点で行うのが望
ましい。そこで、周波数制御回路３８では、シンボルタ
イミング判定回路４０から第１及び第２の相関ベクトル
が最大と判定される時点のシンボルタイミング信号を入
力し、そのタイミングで演算処理を実行するものとす
る。
【０１２５】以上の説明からわかるように、上記構成に
よるＯＦＤＭ復調装置でも、フーリエ変換する前の複素
検波信号から局部発振信号及び標本化クロックの周波数
誤差を得ているので、第１の実施の形態と同様の効果を
得ることができる。
【０１２６】図１８は本発明の第３の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置のブロック構成を示すものである。
この実施の形態のＯＦＤＭ復調装置は、第１及び第２の
実施の形態のＯＦＤＭ復調装置の構成とは、フィルタ回
路の接続位置が異なる。すなわち、第１及び第２の実施
の形態では、フィルタ回路３４，３５を遅延回路３３と
相関回路３６，３７との間に接続する構成であるのに対
して、この実施の形態では図１８に示すように直交検波
回路３１と相関回路３６，３７の間にフィルタ回路４
１，４２を接続する構成となっている。
【０１２７】上記フィルタ回路４１は前述のフィルタ回
路３４と同構成であり、図４または図１３に示すような
構成とし、図５または図１４に示すような特性を有する
ものとする。また、フィルタ回路４２は前述のフィルタ
回路３５と同構成であり、図６または図１５に示すよう
な構成とし、図７または図１６に示すような特性を有す
るものとする。
【０１２８】但し、この構成の場合、フィルタ回路の接
続される位置の違いに伴い、第１及び第２の実施の形態
における遅延回路３３の遅延時間が、有効シンボル期間
長からフィルタ回路３４，３５の群遅延時間を引いたも
のであったのに対して、この実施の形態における遅延回
路３３の遅延時間は有効シンボル期間長にフィルタ回路
４１，４２の群遅延時間を加えたものとする必要があ
る。
【０１２９】その他の構成は第１及び第２の実施の形態
と同じであるため、図１８では図１と同一部分に同一符
号を付して示し、詳細な説明は省略する。また、第１の
実施の形態のＯＦＤＭ復調装置と同じ原理に基づいて動
作し、同様に作用するので、その説明も省略する。
【０１３０】図１９は本発明の第４の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置のブロック構成を示すものである。
この実施の形態のＯＦＤＭ復調装置は、第１の実施の形
態と第３の実施の形態の構成の組み合わせであり、図１
におけるフィルタ回路３４，３５及び図１８におけるフ
ィルタ回路４１，４２を同時に使用する構成となってい
る。ここで、フィルタ回路３４，４１は、いずれも図４
または図１３に示す構成で、図５または図１４に示す特
性を有する。同様に、フィルタ回路３５，４２は、いず
れも図６または図１５に示す構成で、図７または図１６
に示す特性を有する。
【０１３１】この構成の場合、フィルタ回路３４，３
５，４１，４２の各群遅延時間が全て同じであることか
ら、遅延回路３３の遅延時間は有効シンボル期間長相当
の時間とすればよい。
【０１３２】その他の構成は第１及び第２の実施の形態
と同じであるため、図１９では図１と同一部分に同一符
号を付して示し、詳細な説明は省略する。また、第１の
実施の形態のＯＦＤＭ復調装置と同じ原理に基づいて動
作し、同様に作用するので、その説明も省略する。
【０１３３】図２０は本発明の第５の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置のブロック構成を示すものである。
この実施の形態のＯＦＤＭ復調装置は、直交検波回路３
１から出力される複素検波信号を互いに異なる周波数−
振幅特性を有するフィルタ回路４３，４４に通して相関
回路３６，３７に供給する一方、遅延回路４５，４６で
有効シンボル期間長相当の時間遅延して相関回路３６，
３７に供給するようにしたものである。
【０１３４】上記フィルタ回路４３，４４は、図４と図
６に示す構成あるいは図１３と図１５に示す構成とし
て、図５と図７に示す特性あるいは図１４と図１６に示
す特性を有するものとする。この場合、フィルタ回路４
３，４４の群遅延時間は考慮する必要はなく、遅延回路
４５，４６はいずれも有効シンボル期間長相当の遅延時
間を持てばよい。
【０１３５】その他の構成は第１及び第２の実施の形態
と同じであるため、図２０では図１と同一部分に同一符
号を付して示し、詳細な説明は省略する。また、第１の
実施の形態のＯＦＤＭ復調装置と同じ原理に基づいて動
作し、同様に作用するので、その説明も省略する。
【０１３６】図２１は本発明の第６の実施の形態におけ
るＯＦＤＭ復調装置のブロック構成を示すものである。
この実施の形態のＯＦＤＭ復調装置は、直交検波回路３
１から出力される複素検波信号を互いに異なる周波数−
振幅特性を有するフィルタ回路４３，４４に通し、さら
に遅延回路４５，４６で有効シンボル期間長相当の時間
遅延して相関回路３６，３７に供給する一方、直交検波
回路３１から出力される複素検波信号を直接的に相関回
路３６，３７に供給するようにしたものである。
【０１３７】上記フィルタ回路４３，４４は、図４と図
６に示す構成あるいは図１３と図１５に示す構成とし
て、図５と図７に示す特性あるいは図１４と図１６に示
す特性を有するものとする。この場合、フィルタ回路４
３，４４は１標本化クロックの群遅延特性を有するか
ら、遅延回路４５，４６はそれぞれ有効シンボル期間長
から１標本化クロック分差し引いた時間を遅延時間とす
る。
【０１３８】その他の構成は第１及び第２の実施の形態
と同じであるため、図２１では図１と同一部分に同一符
号を付して示し、詳細な説明は省略する。また、第１の
実施の形態のＯＦＤＭ復調装置と同じ原理に基づいて動
作し、同様に作用するので、その説明も省略する。
【０１３９】尚、第１乃至第６の実施の形態において、
フィルタ回路３４，３５，４１，４２，４３，４４の構
成例を２通り示したが、本発明のＯＦＤＭ復調装置は、
複素検波信号を互いに異なる特性のフィルタ回路で分離
した信号を用いて２つの相関ベクトルを求めることによ
って、検波周波数制御信号とクロック周波数制御信号と
の２つの周波数制御信号を得ることを特徴とするもので
ある。
【０１４０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、ＯＦＤＭ
直交検波用の局部発振信号及び標本化クロックの周波数
がずれた状態でも、局部発振信号及び標本化クロックの
周波数誤差を正確に推定することができ、これによって
雑音に影響されることなく、かつ高速に局部発振信号及
び標本化クロックの周波数をＯＦＤＭ信号に同期させる
ことのできるＯＦＤＭ復調装置を提供することができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ
復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２】 第１の実施の形態における直交検波回路の具
体的な構成を示すブロック回路図である。
【図３】 第１の実施の形態における直交検波回路の動
作を説明するための周波数スペクトルを表わす周波数ス
ペクトル分布図である。
【図４】 第１の実施の形態における第１のフィルタ回
路の具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図５】 図４に示す第１のフィルタ回路の周波数−振
幅特性を示す特性図である。
【図６】 第１の実施の形態における第２のフィルタ回
路の具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図７】 図６に示す第２のフィルタ回路の周波数−振
幅特性を示す特性図である。
【図８】 第１の実施の形態における相関回路の具体的
な構成を示すブロック回路図である。
【図９】 第１の実施の形態における相関回路の他の具
体的な構成を示すブロック回路図である。
【図１０】 第１の実施の形態における動作過程を説明
するための各部の信号タイミングと相関関係を示すタイ
ミング図である。
【図１１】 第１の実施の形態における周波数制御回路
の具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図１２】 第１の実施の形態におけるシンボルタイミ
ング判定回路の具体的な構成を示すブロック回路図であ
る。
【図１３】 本発明の第２の実施の形態における第１の
フィルタ回路の具体的な構成を示すブロック回路図であ
る。
【図１４】 図１３に示す第１のフィルタ回路の周波数
−振幅特性を示す特性図である。
【図１５】 第２の実施の形態における第２のフィルタ
回路の具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図１６】 図１５に示す第２のフィルタ回路の周波数
−振幅特性を示す特性図である。
【図１７】 第２の実施の形態における周波数制御回路
の具体的な構成を示すブロック回路図である。
【図１８】 本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図１９】 本発明の第４の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２０】 本発明の第５の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２１】 本発明の第６の実施の形態におけるＯＦＤ
Ｍ復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２２】 送信局側のＯＦＤＭ変調装置の基本的な構
成を示すブロック回路図である。
【図２３】 図２２に示すＯＦＤＭ変調装置の動作説明
のための基底帯域でのＯＦＤＭ信号のフォーマットを示
す信号構成図である。
【図２４】 受信局側のＯＦＤＭ復調装置の基本的な構
成を示すブロック回路図である。
【図２５】 ヌルシンボル及び基準シンボルが挿入され
たＯＦＤＭ信号のパターンを示すタイミング図である。
【図２６】 ヌルシンボル、基準シンボルを用いずに検
波周波数、標本化クロックの周波数の同期を行う従来の
ＯＦＤＭ復調装置の構成を示すブロック回路図である。
【符号の説明】
１１…逆フーリエ変換回路、１２…ガード期間付加回
路、１３…直交変調回路、１４…局部発振回路、１５…
直交復調回路、１６…局部発振回路、１７…ガード期間
除去回路、１８…フーリエ変換回路、２１…直交検波回
路、２２…フーリエ変換回路、２３…シンボルタイミン
グ判定回路、２４…コンステレーション分析回路、２５
…クロック周波数制御回路、２６…検波周波数制御回
路、２７…クロック発生回路、３１…直交検波回路、３
２…フーリエ変換回路、３３…遅延回路、３４…第１の
フィルタ回路、３５…第２のフィルタ回路、３６…第１
の相関回路、３７…第２の相関回路、３８…周波数制御
回路、３９…クロック発生回路、４０…シンボルタイミ
ング判定回路、３１１…ＢＰＦ、３１２，３１３…乗算
回路、３１４…局部発振回路、３１５…移相回路、３１
６，３１７…ＬＰＦ、３１８，３１９…Ａ／Ｄ変換回
路、３４１，３４２…遅延回路、３４３，３４４，３４
５…係数回路、３４６，３４７…加算回路、３４１１…
遅延回路、３４１２…係数回路、３５１，３５２…遅延
回路、３５３，３５４，３５５…係数回路、３５６，３
５７…加算回路、３５１１，３５１２…遅延回路、３５
１３，３５１４…係数回路、３５１５…加算回路、３６
１…共役回路、３６２…乗算回路、３６３…シフトレジ
スタ、３６４…加算回路、３６６…保持回路、３６７…
係数回路、３８１，３８２…位相角演算回路、３８３…
加算回路、３８４…ループフィルタ、３８５…Ｄ／Ａ変
換回路、３８６…減算回路、３８７…ループフィルタ、
３８８…Ｄ／Ａ変換回路、４０１〜４０４…自乗回路、
４０５〜４０７…加算回路、４０８…微分回路、４０９
…零クロス検出回路、４０１０…コンパレータ、４０１
１…ゲート回路、３８１１…共役回路、３８１２…乗算
回路、３８１３…位相演算回路、３８１４…ループフィ
ルタ、３８１５…Ｄ／Ａ変換回路、３８１６…虚部選択
回路、３８１７…ループフィルタ、３８１８…Ｄ／Ａ変
換回路、４１，４２，４３，４４…フィルタ回路、４
５，４６…遅延回路。
フロントページの続き (72)発明者 原田 泰男 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 影山 定司 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 林 健一郎 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 林野 裕司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 １シンボルがガード期間と有効シンボル
    期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するように
    前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間に
    複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号を
    受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調す
    るＯＦＤＭ復調装置であって、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なる
    ろ波特性でろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、 前記第１及び第２のフィルタ手段に前置され標本化され
    た前記ＯＦＤＭ信号を標本化クロックに基づいて前記第
    １及び第２のフィルタ手段の遅延時間を考慮した前記有
    効シンボル期間長に相当するクロック数だけ遅延する遅
    延手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第１のフィルタ手
    段の出力信号との相関を求めて第１の相関ベクトルを得
    る第１の相関手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第２のフィルタ手
    段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベクトルを得
    る第２の相関手段と、 前記第１の相関ベクトルと前記第２の相関ベクトルとに
    基づいて搬送波周波数の誤差と標本化周波数の誤差とを
    求め、それぞれの誤差を除去すベく搬送波周波数制御信
    号と標本化周波数制御信号とを出力する周波数制御手段
    とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
  2. 【請求項２】 １シンボルがガード期間と有効シンボル
    期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するように
    前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間に
    複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号を
    受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調す
    るＯＦＤＭ復調装置であって、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なる
    ろ波特性でろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号を標本化クロックに基づ
    いて前記第１及び第２のフィルタ手段の遅延時間を考慮
    した前記有効シンボル期間長に相当するクロック数だけ
    遅延する遅延手段と、 前記第１のフィルタ手段の出力信号と前記遅延手段の出
    力信号との相関を求めて第１の相関ベクトルを得る第１
    の相関手段と、 前記第２のフィルタ手段の出力信号と前記遅延手段の出
    力信号との相関を求めて第２の相関ベクトルを得る第２
    の相関手段と、前記第１の相関ベクトルと前記第２の相
    関ベクトルとに基づいて搬送波周波数 の誤差と標本化周波数の誤差とを求め、それぞれの誤差
    を除去すベく搬送波周波数制御信号と標本化周波数制御
    信号とを出力する周波数制御手段とを具備することを特
    徴とするＯＦＤＭ復調装置。
  3. 【請求項３】 １シンボルがガード期間と有効シンボル
    期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するように
    前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間に
    複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号を
    受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調す
    るＯＦＤＭ復調装置であって、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なる
    ろ波特性でろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号を標本化クロックに基づ
    いて前記有効シンボル期間長に相当するクロック数だけ
    遅延する遅延手段と、 前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号を前記第１のフ
    ィルタ手段と同じろ波特性でろ波する第３のフィルタ手
    段と、 前記遅延手段で遅延されたＯＦＤＭ信号を前記第２のフ
    ィルタ手段と同じろ波特性でろ波する第４のフィルタ手
    段と、 前記第１のフィルタ手段の出力信号と前記第３のフィル
    タ手段の出力信号との相関を求めて第１の相関ベクトル
    を得る第１の相関手段と、 前記第２のフィルタ手段の出力信号と前記第４のフィル
    タ手段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベクトル
    を得る第２の相関手段と、 前記第１の相関ベクトルと前記第２の相関ベクトルとに
    基づいて搬送波周波数の誤差と標本化周波数の誤差とを
    求め、それぞれの誤差を除去すベく搬送波周波数制御信
    号と標本化周波数制御信号とを出力する周波数制御手段
    とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
  4. 【請求項４】 １シンボルがガード期間と有効シンボル
    期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するように
    前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間に
    複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号を
    受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調す
    るＯＦＤＭ復調装置であって、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なる
    ろ波特性でろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、 前記第１及び第２のフィルタ手段の出力信号を標本化ク
    ロックに基づいて前記有効シンボル期間長に相当するク
    ロック数だけ各々遅延する第１及び第２の遅延手段と、 前記第１のフィルタ手段の出力信号と前記第１の遅延手
    段の出力信号との相関を求めて第１の相関べクトルを得
    る第１の相関手段と、 前記第２のフィルタ手段の出力信号と前記第２の遅延手
    段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベクトルを得
    る第２の相関手段と、 前記第１の相関ベクトルと前記第２の相関ベクトルとに
    基づいて搬送波周波数の誤差と標本化周波数の誤差とを
    求め、それぞれの誤差を除去すベく搬送波周波数制御信
    号と標本化周波数制御信号とを出力する周波数制御手段
    とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
  5. 【請求項５】 １シンボルがガード期間と有効シンボル
    期間とで形成され、シンボル内で周期性を有するように
    前記有効シンボル期間の信号の一部が前記ガード期間に
    複写された直交周波数分割多重信号なるＯＦＤＭ信号を
    受信し、前記有効シンボル期間の変調ベクトルを復調す
    るＯＦＤＭ復調装置であって、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ互いに異なる
    ろ波特性でろ波する第１及び第２のフィルタ手段と、 前記第１及び第２のフィルタ手段の出力信号を標本化ク
    ロックに基づいて前記第１及び第２のフィルタ手段の遅
    延時間を考慮した前記有効シンボル期間長に相当するク
    ロック数だけ各々遅延する第１及び第２の遅延手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第１のフィルタ手
    段の出力信号との相関を求めて第１の相関ベクトルを得
    る第１の相関手段と、 標本化された前記ＯＦＤＭ信号と前記第２のフィルタ手
    段の出力信号との相関を求めて第２の相関ベクトルを得
    る第２の相関手段と、 前記第１の相関ベクトルと前記第２の相関ベクトルとに
    基づいて搬送波周波数の誤差と標本化周波数の誤差とを
    求め、それぞれの誤差を除去すべく搬送波周波数制御信
    号と標本化周波数制御信号とを出力する周波数制御手段
    とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
  6. 【請求項６】 さらに、前記ＯＦＤＭ信号を標本化する
    ために用いられる前記標本化クロックを発生する標本化
    クロック発生手段を具備し、 前記標本化クロック発生手段の発生する標本化クロック
    の周波数が前記標本化周波数制御信号に従って制御され
    ることを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載のＯＦ
    ＤＭ復調装置。
  7. 【請求項７】 さらに、前記搬送波周波数制御信号に従
    って発振周波数が制御される局部発振手段と、 前記局部発振手段の出力する信号を前記ＯＦＤＭ信号に
    乗じて周波数変換を行う乗算手段とを具備することを特
    徴とする請求項１乃至６記載のＯＦＤＭ復調装置。
  8. 【請求項８】 さらに、前記第１の相関ベクトルと前記
    第２の相関ベクトルとの少なくともいずれかの相関ベク
    トルに基づいて前記ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミング
    を判別するシンボルタイミング判別手段と、 前記シンボルタイミング判別手段で判別されたシンボル
    タイミングに基づいて前記有効シンボル期間長のＯＦＤ
    Ｍ信号を抽出するシンボル抽出手段と、 前記シンボル抽出手段で抽出された有効シンボル期間長
    のＯＦＤＭ信号を離散フーリエ変換処理して送信側で施
    した変調ベクトルを復調するディジタル復調手段とを具
    備することを特徴とする請求項１乃至７記載のＯＦＤＭ
    復調装置。
  9. 【請求項９】 前記第１及び第２のフィルタ手段は、い
    ずれか一方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数より高
    い周波数帯域の信号成分を主として通過させるろ波特性
    を有し、他方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数より
    低い周波数帯域の信号成分を主として通過させるろ波特
    性を有することを特徴とする請求項１乃至８記載のＯＦ
    ＤＭ復調装置。
  10. 【請求項１０】 前記第１及び第２のフィルタ手段は、
    いずれか一方が前記ＯＦＤＭ信号帯域の中心周波数を軸
    に偶対称な通過特性を有し、他方が前記ＯＦＤＭ信号帯
    域の中心周波数を軸に奇対称な通過特性を有することを
    特徴とする請求項１乃至８記載のＯＦＤＭ復調装置。
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