JP3519291B2 - Ofdm通信装置及び方法 - Google Patents
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Description
動体通信に用いられる通信装置に関する。
られる通信装置(以下「OFDM通信装置」という。)
について図13及び図14を用いて説明する。図13
は、従来のOFDM通信装置の概略構成を示す要部ブロ
ック図であり、図14は、OFDM方式の無線通信にお
けるフレームフォーマットの模式図である。
明する。直交検波器1301には、ベースバンド信号が
入力される。このベースバンド信号は、図示しないアン
テナを介して受信された信号が、図示しない無線受信部
で通常の無線受信処理がなされたものである。直交検波
器1301は、後述する発振器1314が出力するロー
カル信号により制御され、入力されたベースバンド信号
に対して直交検波処理を行う。LPF(アナログ・ロー
パス・フィルタ)1302、1303は、直交検波処理
された信号の不要周波数成分を除去する。A/D変換器
1304、1305は、不要周波数成分が除去されたア
ナログ信号をディジタル信号に変換する。
ansform;以下「FFT」という。)回路130
6は、後述するタイミング生成部1316の出力信号を
トリガとして、A/D変換された信号にFFT処理を行
う。復調部1307は、FFT処理された信号を復調す
る。判定部1308は、復調された信号の判定を行う。
された信号を遅延させる。複素乗算器1311は、A/
D変換された信号及び遅延された信号を用いて、複素乗
算を行う。積算器1312は、複素乗算器1311によ
る複素乗算結果を積算し、積算結果を最大値検出部13
15及び周波数オフセット検出部1313に出力する。
による積算結果の最大値を検出する。タイミング生成部
1316は、最大値検出部1315により最大値が検出
されたときに、FFT処理を開始させる旨の信号をFF
T回路1306に対して出力する。
器1312による積算結果を用いて、周波数オフセット
補償に必要な周波数オフセットを計算して発振器131
4に出力する。発振器1314は、周波数オフセット補
償を施したローカル信号を直交検波器1301に出力す
る。
る。図示しないアンテナを介して入力された信号は、図
示しない無線受信部により通常の無線受信処理がなされ
てベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、
直交検波器1301により直交検波処理がなされる。直
交検波器1301により直交検波処理されたベースバン
ド信号は、LPF1302、1303により不要周波数
成分が除去され、A/D変換器1304、1305によ
りディジタル信号に変換されてディジタルベースバンド
信号となる。
路1306によりFFT処理が行われ、各サブキャリア
に割り当てられた信号が得られる。FFT回路1306
によりFFT処理された信号は、復調部1307により
復調され、さらに、判定部1308により判定が行わ
れ、復調信号となる。
ける通信装置は、送信側である基地局とシンボル同期を
合わせてFFTを開始するようにタイミングを取る必要
がある。以下、シンボル同期確立について説明する。
般に、図14に示すように、各シンボルのAGC用(利
得制御用)シンボルの後に挿入された、同期用シンボル
と、これと同一の信号である位相基準シンボルとを用い
て、シンボル同期が確立される。なお、位相基準シンボ
ルの後に、ガード区間及び有効シンボルが続く構成とな
っている。
前の信号を遅延器1309、1310により1シンボル
(単位シンボル)だけ遅延させた信号と、に対して、複
素乗算器1311が複素乗算を行う。
器1312により積算される。上述したように、同期用
シンボルと位相基準シンボルの波形は同一であるため、
積算結果は、各ガード区間の開始タイミングでピークが
生ずる。このピーク時における積算結果は、最大値検出
部1315により検出される。この後、最大値検出部1
315により、最大値が検出された旨の信号が、タイミ
ング生成部1316に送られる。この信号を受信したタ
イミング生成部1316により、FFT処理を開始する
旨の信号が、FFT回路1306に送られる。FFT回
路1306は、タイミング生成部1316からの信号を
受信して、FFT処理を開始する。
移動通信における通信装置は、シンボル同期を確立して
FFT開始タイミングを取ることができる。
は、周波数オフセットに起因する受信特性劣化の影響が
非常に大きいため、周波数オフセット補償が行われる。
以下、周波数オフセット補償の動作について説明する。
般には、上述した図14における同期用シンボルと位相
基準シンボルとを用いて、周波数オフセット補償が行わ
れる。
号と、FFT処理前の信号を遅延器1309、1310
により1シンボル(単位シンボル)だけ遅延させた信号
と、に対して、複素乗算器1311が複素乗算を行う。
複素乗算結果は、積算器1312により積算されて周波
数オフセット検出部1313に送られる。
算器1312の積算結果を用いて、位相回転量が算出さ
れ、この位相回転量から周波数オフセットが算出され
る。この周波数オフセットは、発振器1314に送られ
る。
出部1313から送られた周波数オフセットを用いて、
周波数オフセット補償が施されたローカル信号が生成さ
れ、直交検波器1301に送られる。直交検波器130
1は、発振器1314から送られたローカル信号に制御
されて、直交検波処理を行う。
移動通信における通信装置は、周波数オフセットに起因
する受信特性劣化を防止している。
においては、以下のような問題がある。すなわち、図1
5に示すように、マルチパス環境下においては、通信装
置は、主波以外に遅延波1〜遅延波nのn個の遅延波を
受信する。これにより、主波における同期用シンボル
は、各遅延波のn個のAGCシンボルにより干渉を受け
る。すなわち、主波における同期用シンボルは、遅延波
1〜遅延波nにおけるAGC用シンボルと時間的に重な
る部分があるため、干渉を受ける。特に、各遅延波の遅
延時間が短い場合には、遅延波のレベルが高いため、主
波における同期用シンボル、さらに詳しくは、この同期
シンボルの前半部分は、シンボル間干渉の影響が大きく
なる。したがって、前述の周波数オフセット補償時に、
同期用シンボルのすべてを積算処理に用いた場合には、
周波数オフセット検出精度が劣化するという問題があ
る。
であり、マルチパス環境下において、周波数オフセット
の検出精度を向上させるOFDM通信装置を提供するこ
とを目的とする。
ット補償時においては、同期用シンボルにおけるシンボ
ル間干渉の影響が小さい部分のみを用いるようにした。
M通信装置は、受信信号を単位シンボル遅延させる遅延
手段と、前記受信信号と単位シンボル遅延した受信信号
との間の乗算処理を行なう乗算手段と、この乗算結果を
単位シンボル期間積算する積算手段と、前記単位シンボ
ル期間より短い周波数オフセット用積算期間の積算結果
に基づいて周波数オフセットを求める周波数オフセット
算出手段と、を具備する構成を採る。
短い周波数オフセット用積算期間の積算結果に基づいて
周波数オフセットを求めるので、マルチパス環境下にお
ける周波数オフセット検出精度を高くすることができ
る。
置は、第1の態様において、前記周波数オフセット用積
算期間は、前記単位シンボル期間の後半である構成を採
る。
響を抑えることができ、周波数オフセットの検出精度を
より高くすることができる。
置は、第1又は第2の態様において、受信信号の回線品
質を測定する品質測定手段と、測定された回線品質に基
づいて前記周波数オフセット用積算期間の長さを変える
積算期間可変手段と、を具備する構成を採る。
なわち遅延分散に応じて最適な積分帯域幅を選択するこ
とができ、適応的に周波数オフセット検出精度を高くす
ることができる。特に、シンボル同期に使用する積算手
段と周波数オフセット用の積算手段とを共用することに
より、ハード規模の削減を図ることができる。
置は、第1から第3のいずれかの態様において、測定さ
れた回線品質の結果を平均化する平均化手段を具備する
構成を採る。
結果を平均化するので、品質結果のピーク値を削除する
ことができ、回線品質の精度を向上させることができ
る。これにより、より最適な積分帯域幅を選択すること
ができる。
第1から第4のいずれかの態様のOFDM通信装置を備
えたことを特徴とする。また、本発明の第6の態様に係
る通信端末装置は、第1から第4のいずれかの態様のO
FDM通信装置を備えたことを特徴とする。
の検出精度をより高くすることができるので、マルチパ
ス環境下での無線通信を良好に行なうことができる。
法は、受信信号を単位シンボル遅延させる工程と、前記
受信信号と単位シンボル遅延した受信信号との間の乗算
処理を行なう工程と、この乗算結果を単位シンボル期間
積算する工程と、前記単位シンボル期間より短い周波数
オフセット用積算期間の積算結果に基づいて周波数オフ
セットを求める工程と、を具備する。
短い周波数オフセット用積算期間の積算結果に基づいて
周波数オフセットを求めるので、マルチパス環境下にお
ける周波数オフセット検出精度を高くすることができ
る。
法は、第7の態様において、受信信号の回線品質を測定
する工程と、測定された回線品質に基づいて前記周波数
オフセット用積算期間の長さを変える工程と、を具備す
る。
なわち遅延分散に応じて最適な積分帯域幅を選択するこ
とができ、適応的に周波数オフセット検出精度を高くす
ることができる。
を参照して詳細に説明する。
形態1に係るOFDM通信装置の構成を示すブロック図
である。
テナを介して受信された信号に対して、通常の無線受信
処理を施してベースバンド信号とする。直交検波器10
1は、後述する発振器が出力するローカル信号により制
御され、無線受信部が出力するベースバンド信号に対し
て直交検波処理を行う。さらに、直交検波器101は、
直交検波処理を行ったベースバンド信号を、同相成分
(以下「I成分」という。)と直交成分(以下「Q成
分」という。)に分離して出力する。
102及びLPF103は、それぞれ直交検波器101
により直交検波処理された信号のI成分及びQ成分につ
いて、不要周波数成分を除去する。A/D変換機104
及びA/D変換機105は、それぞれLPF102及び
LPF103により不要除去成分が除去されたアナログ
信号をディジタル信号に変換する。
ansform;以下「FFT」という。)回路106
は、後述するタイミング生成部117の出力信号をトリ
ガとして、A/D変換器104及びA/D変換器105
のそれぞれによりディジタル信号に変換されたI成分及
びQ成分の信号に対して、FFT処理を行う。
FFT処理されたI成分及びQ成分の信号を復調する。
判定部108は、復調部107により復調された信号の
判定を行う。
れA/D変換器104及びA/D変換器105のそれぞ
れによりディジタル信号に変換されたI成分及びQ成分
の信号を遅延させる。
及びA/D変換器105のそれぞれによりディジタル信
号に変換されたI成分及びQ成分、並びに、遅延器10
9及び遅延器110のそれぞれにより遅延されたI成分
及びQ成分の信号を入力する。また、複素乗算器111
は、上記のように入力した信号を用いて複素乗算を行
い、乗算結果を第1積算器115及び第2積算器112
に出力する。
は、複素乗算器111による乗算結果を積算する。ま
た、第1積算器115と第2積算器112は、それぞれ
異なる方法で積算を行う。なお、第1積算器115及び
第2積算器の具体的な積算方法については後述する。
による積算結果の最大値を検出する。タイミング生成部
117は、最大値検出部116により最大値が検出され
たときに、前述したFFT処理を開始させる旨の信号を
FFT回路106に出力する。
算器112による積算結果を用いて、周波数オフセット
補償に必要な周波数オフセットを計算して発振器114
に出力する。発振器114は、オフセット周波数検出部
113が出力した周波数オフセットを用いて、周波数オ
フセット補償を施したローカル信号を生成し、直交検波
器101に出力する。
作について説明する。
号は、図示しない無線受信部により通常の無線受信処理
がなされてベースバンド信号となる。このベースバンド
信号は、直交検波器101により直交検波処理がなされ
た後、I成分とQ成分とに分離される。
たI成分及びQ成分は、それぞれLPF102及びLP
F103により、不要周波数成分が除去された後、それ
ぞれA/D変換器104及びA/D変換器105によ
り、ディジタル信号に変換されてディジタルベースバン
ド信号となる。
5が出力するディジタルベースバンド信号のI成分及び
Q成分は、それぞれFFT回路106によりFFT処理
が行われ、各サブキャリアに割り当てられた信号が得ら
れる。FFT回路106が出力するI成分及びQ成分
は、復調部107により復調される。復調部107によ
り復調された信号は、判定部108により判定が行わ
れ、復調信号となる。
信装置は、送信側である基地局とシンボル同期を合わせ
てFFTを開始するように、タイミングを取る必要があ
る。以下、シンボル同期について説明する。
図14に示したフレームフォーマット形式の信号を受信
する。図14に示すように、先頭のAGC用(利得制御
用)シンボルの後に、同期用シンボルと、これと同一の
信号である位相基準シンボルが連なり、さらに、ガード
区間と有効シンボルが続く構成となっている。
上述の同期用シンボルと位相基準シンボルとを用いて、
シンボル同期を確立する。
の信号のI成分及びQ成分を用いて複素乗算を行い、乗
算結果を第1積算器115に出力するとともに、FFT
処理前の信号を遅延器109及び遅延器110により1
シンボルだけ遅延させたI成分及びQ成分を用いて複素
乗算を行い、乗算結果を第1積算器115に出力する。
次に、第1積算器115は、複素乗算器111の乗算結
果を積算する。ここで、第1積算器115の積算結果に
ついて、図2を用いて説明する。
装置の遅延器による受信信号の遅延結果を示す模式図で
ある。
信信号が示されており、また、下段には、FFT処理前
の受信信号を遅延器109により1シンボルだけ遅延さ
れた状態の受信信号が示されている。なお、図には示さ
れていないが、上段及び下段の受信信号における同期用
シンボルの前には、AGC用(利得制御用)シンボルが
付加されている。図から明らかなように、時間T1から
時間T4では、上段の受信信号における位相基準シンボ
ルと下段の遅延された受信信号における同期用シンボル
が重なる関係にある。
5の積算結果は、遅延された受信信号における位相基準
シンボルでピークを生じる。このビーク時における積算
結果は、最大値検出部116により検出される。この
後、最大値検出部116により、最大値が検出された旨
の信号がタイミング生成部117に送られる。この信号
を受信したタイミング生成部117により、FFT処理
を開始する旨の信号が、FFT回路106に送られる。
FFT回路106は、タイミング生成部117からの信
号を受信して、FFT処理を開始する。
係るOFDM方式通信装置は、シンボル同期を確立して
FFT開始タイミングを取ることができる。
置は、上述した同期用シンボルと位相基準シンボルとを
用いて、周波数オフセット補償を行う。以下、周波数オ
フセット補償について説明する。
乗算器111の乗算結果を積算する。具体的な第2積算
器112の積算方法は、以下のとおりである。
る同期用シンボルの先頭部分は、遅延波におけるAGC
用シンボルによる干渉を受けている可能性が高い。すな
わち、この上段の受信信号を1シンボルだけ遅延させた
下段の信号においても、同期用シンボルの先頭部分は、
上述のような干渉を受けている可能性が高い。よって、
下段の信号における同期用シンボルの先頭部分を、ここ
で説明するオフセット補償に用いると精度が低下する。
2は、遅延波による干渉を受けている部分を用いず、図
に示す時間T2から時間T4にわたって、複素乗算器11
1の乗算結果を積算する。ここでは、第2積算器112
は、時間T2から積算を開始する例について説明してい
るが、積算を開始する時間は、遅延波による干渉の程度
に応じて適宜変更してもよい。以上が、第2積算器によ
る積算方法である。
波数オフセット検出部112に送られる。周波数オフセ
ット検出部113では、第2積算器112の積算結果を
用いて、位相回転量が算出され、この位相回転量から周
波数オフセットが算出される。この周波数オフセット
は、発振器114に送られる。
部112から送られた周波数オフセットを用いて、周波
数オフセット補償が施されたローカル信号が生成され、
直交検波器101に送られる。直交検波器101は、発
振器114から送られたローカル信号に制御されて、直
交検波処理を行う。
係るOFDM通信装置は、周波数オフセット補償を行
う。
通信装置によれば、第2積算器112は、周波数オフセ
ット補償時に用いられる位相基準シンボル及び同期用シ
ンボルにおいて、遅延波による干渉を受けている部分の
複素乗算結果を積算しないので、周波数オフセット検出
部113は、正確な周波数オフセットを検出することが
できる。したがって、マルチパス環境下においても、高
精度な周波数オフセット補償を行うことができる。
形態1におけるシンボル同期用の第1積算器115と周
波数オフセット補償用の第2積算器112の動作を、1
つの積算器で共用させる形態である。
装置の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態
2におけるOFDM通信装置は、実施の形態1における
第1積算器115及び第2積算器112に代えて、第3
積算器301を用いる点を除いて、実施の形態1におけ
るものと同様であるので、図1と同様な符号を付して説
明を省略する。
図4を用いて説明する。図4は、実施の形態2に係るO
FDM通信装置における第3積算器301の構成を示す
ブロック図である。
算器111から送られた乗算結果(以下「複素乗算結
果」という。)を、サンプリング周期Tだけ遅延させて
遅延器401a2に出力する。遅延器401a2は、遅延
器401a1が出力した信号を、サンプリング周期Tだ
け遅延させて遅延器401a3に出力する。同様に、遅
延器401aMは、遅延器401aM-1が出力した信号
を、サンプリング周期Tだけ遅延させて遅延器401a
M+1に出力する。また、遅延器401aNは、遅延器40
1aN-1が出力した信号を、サンプリング周期Tだけ遅
延させて加算器401bNに出力する。
器401a1が出力した信号とを加算して、加算器40
1b2に出力する。加算器401b2は、加算器401b
1が出力した信号と遅延器402a1が出力した信号とを
加算して、加算器401b3に出力する。同様に、加算
器401bMは、加算器401bM-1が出力した信号と遅
延器401aMが出力した信号とを加算して、加算器4
01bM+1と周波数オフセット検出部113とに出力す
る。また、加算器401bNは、加算器401bN-1が出
力した信号と遅延器401aNが出力した信号とを加算
して、最大値検出部116に出力する。
について、さらに図2を参照して説明する。
複素乗算器111により第3積算器301に入力され
る。T1時間の複素乗算結果は、遅延器401a1と加算
器401b1とに入力される。
T)時間では、T1時間の複素乗算結果は、遅延器40
1a1により、遅延器401a2と加算器401b1とに
入力される。同時に、複素乗算器111により、第3積
算器301には、(T1+T)時間における複素乗算結
果が入力される。よって、加算器401b1からは、T1
時間と(T1+T)時間の複素乗算結果を加算した結果
が出力される。
(T1+2×T)時間では、T1時間の複素乗算結果は、
遅延器401a2により、遅延器401a3と加算器40
1b2とに入力される。同時に、複素乗算器111によ
り、第3積算器301には、(T1+2×T)時間にお
ける複素乗算結果が入力される。よって、加算器401
b2からは、T1時間と(T1+T)時間と(T1+2×
T)時間の複素乗算結果を加算した結果が出力される。
また、加算器401b1からは、(T1+T)時間と(T
1+2×T)時間の複素乗算結果を加算した結果が出力
される。
した時点、すなわち(T1+N×T)時間では、T1時間
の複素乗算結果は、遅延器401aNから出力されて、
加算器401bNに入力される。同時に、複素乗算器1
11により、第3積算器301には、(T1+N×T)
時間における複素乗算結果が入力される。よって、加算
器401bNからは、T1時間から(T1+N×T)時間
までの複素乗算結果を加算した結果が出力される。ま
た、加算器401bMからは、(T1+M×T)時間から
(T1+N×T)時間までの複素乗算結果を加算した結
果が出力される。
に示す式を満たすように、N個の遅延器401a1〜4
01aN及びN個の加算器401b1〜401bNが設け
られているので、時間T1から時間T4までの積算結果
が、最大値検出部116に送られる。 T4−T1=N×T (1)
に示す式を満たすように、周波数オフセット検出部11
3に積算結果を出力するための加算器401bMが選択
されているので、時間T2から時間T4までの積算結果
が、周波数オフセット検出部113に送られる。 T4−T2=M×T (2)
4の時点のみにおいて、加算器401bNの積算結果を最
大値検出部116に出力させ、また、加算器401bM
の積算結果を周波数オフセット検出部113に出力させ
るように制御するので、上述したシンボル同期及び周波
数オフセット補償に最適な積算結果を出力することがで
きる。
積算器301は、異なる積算結果を個別に出力すること
ができるので、シンボル同期用の積算器と周波数オフセ
ット補償用の積算器の機能を兼用することができる。し
たがって、OFDM方式の受信装置のハード規模を小さ
くすることができる
形態1における周波数オフセット補償用の積算器に、シ
ンボル同期誤差に起因する部分の複素乗算結果を積算さ
せないようにする形態である。
装置の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態
3におけるOFDM通信装置は、実施の形態1における
第2積算器112に代えて、第4積算器501を用いる
点を除いて、実施の形態1におけるものと同様であるの
で、図1と同様な符号を付して説明を省略する。
図6を用いて説明する。図6は、実施の形態3に係るO
FDM通信装置における第4積算器501の積算範囲を
示す模式図である。
信信号は、マルチパスの環境下における複数の遅延波に
より干渉を受けるために、シンボル同期誤差が生ずる可
能性がある。よって、図に示す上段の受信信号における
位相基準シンボルの終端部分は、本来ならばガード区間
である可能性がある。したがって、周波数オフセット補
償における複素乗算時にこの部分を用いた場合には、乗
算結果に誤差が生ずることとなり、ひいては、正確な周
波数オフセットを検出することができなくなる。
位相基準シンボルにおける時間T3から時間T4までの部
分をシンボル同期誤差を含む部分とみなし、時間T2か
ら時間T3までの範囲の積算結果を周波数オフセット検
出部113に出力する。これにより、周波数オフセット
検出部113は、正確な周波数オフセットを検出するこ
とができる。なお、上記位相基準シンボルにおけるシン
ボル同期誤差を含むとみなす部分は、マルチパスの程度
に応じて適宜変更することができる。
積算器501は、シンボル同期誤差を含む部分の複素乗
算結果を積算しないので、周波数オフセット補償検出部
113は、正確な周波数オフセットを検出することがで
きる。
形態3におけるシンボル同期用の第1積算器115と周
波数オフセット補償用の第4積算器501の動作を、1
つの積算器で共用させる形態である。
装置の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態
4におけるOFDM通信装置は、実施の形態3における
第1積算器115及び第4積算器501に代えて、第5
積算器701を用いる点を除いて、実施の形態1におけ
るものと同様であるので、図5と同様な符号を付して説
明を省略する。
図8を用いて説明する。図8は、実施の形態4に係るO
FDM通信装置における第5積算器701の構成を示す
ブロック図である。
における第3積算器301において、減算器802が付
加された点を除いて、図4と同様であるので、説明を省
略する。
結果と、加算器801bMの積算結果との減算結果を、
周波数オフセット検出部113に出力する。ここで、加
算器801a1〜801aNの中から、加算器801bL
と加算器801bMの選択方法について、図6を用いて
説明する。
801bLは選択される。 T4−T3=L×T (3) これにより、加算器801bLは、時間T3から時間T4
までの積算結果を減算器802に出力する。
器801bMは選択される。 T4−T2=M×T (4) これにより、加算器801bMは、時間T2から時間T4
までの積算結果を減算器802に出力する。
に選択された加算器801bLの積算結果と加算器80
1bMの積算結果との減算を行う。すなわち、減算器8
02は、時間T2から時間T3までの積算結果を出力す
る。だたし、減算器802が周波数オフセット検出部1
13に減算結果を出力するタイミングは、前述したよう
に、時間T1における複素減算結果が、図8における遅
延器801aNから出力された時点である。
積算器701は、最大値検出部116には、時間T1か
ら時間T4までの積算結果を出力するとともに、周波数
オフセット検出部113には、時間T2から時間T3まで
の積算結果を出力することができる。したがって、第5
積算器701は、シンボル同期用の積算器と、同期シン
ボル誤差を考慮した周波数オフセット補償用の積算器と
の機能を兼用することができる。
質に応じて、周波数オフセット補償時の複素乗算結果の
積算範囲を変化させることより、正確な周波数オフセッ
トを検出する形態である。
装置の構成を示すブロック図である。なお、図中、実施
の形態1と同様の構成には同じ符号を付し、詳しい説明
は省略する。また、図中の第4積算器501は、実施の
形態3におけるものと同様であるので、説明を省略す
る。
響によるシンボル同期誤差が大きくなるため、復調信号
の判定誤差を用いて回線品質を測定し、回線品質に応じ
て、周波数オフセット補償時の複素乗算結果の積算範囲
を変化させるようにする。
信号と、この復調信号が判定部108により判定された
信号との減算結果(遅延分散)を、判定器902に出力
する。判定器902は、減算器901が出力した減算結
果が、適宜設定されたしきい値より大きいか小さいかを
判定する。
がしきい値より大きい(遅延分散が大きい)場合、すな
わち、回線品質が悪く、マルチパスの影響によるシンボ
ル同期誤差が大きい場合には、複素乗算器111の乗算
結果を第4積算器501に出力するように、スイッチ9
03を制御する。同時に、判定器902は、第4積算器
501による積算結果を周波数オフセット検出部113
に出力するように、スイッチ904を制御する。
しきい値より小さい(遅延分散が小さい)場合、すなわ
ち、回線品質が良い場合には、複素乗算器111の乗算
結果を第2積算器112に出力するように、スイッチ9
03を制御する。同時に、判定器902は、第2積算器
112による積算結果を周波数オフセット検出部113
に出力するように、スイッチ904を制御する。
器902は、回線品質に応じて、第2積算器112又は
第4積算器501のいずれかを選択するため、回線品質
が変化する場合においても、正確な周波数オフセットを
検出することができる。
して、第2積算器112及び第4積算器を選択する場合
について説明したが、本発明は、これに限定されず、様
々な積算範囲で積算を行う積算器を複数用意し、回線品
質に応じてこれらの積算器の中から選択する場合にも適
用することができる。
形態5における周波数オフセット補償用の2つの積算器
の動作を、1つの積算器で共用させる形態である。
信装置の構成を示すブロック図である。なお、図中、実
施の形態5と同様の構成には同じ符号を付し、詳しい説
明は省略する。
て、図11を用いて説明する。図11は、実施の形態6
に係るOFDM通信装置における第6積算器1001の
構成を示すブロック図である。なお、図中、実施の形態
4における第5積算器と同様の構成には同じ符号を付
し、詳しい説明は省略する。
制御信号に従って、加算器801b Mの積算結果のみ
か、又は、加算器801bMの積算結果と加算器801
bLの積算結果との減算結果のうちどちらかを、周波数
オフセット検出部113に出力する。なお、加算器80
1bM及び加算器801bLの選択方法並びに積算結果に
ついては、上述したものと同様であるので説明を省略す
る。
積算器1001は、回線品質に応じて、複素乗算結果の
積算範囲を変更するので、回線品質が変化する場合にお
いても、正確な周波数オフセットを検出することができ
る。
形態5及び実施の形態6における回線品質の判定精度を
向上させる形態である。
信装置の構成を示すブロック図である。なお、図中、実
施の形態6と同様の構成については同じ符号を付して、
詳しい説明を省略する。
出力された減算結果を平均して、判定器902に出力す
る。これにより、減算器901による減算結果、すなわ
ち回線品質の測定結果のピーク値を削除することができ
るので、回線品質をより正確に測定することができる。
判定器902は、平均化部1201により出力された結
果が、適宜設定されたしきい値より大きいか小さいかを
判定する。以下の動作は、前述したものと同様であるの
で説明を省略する。
化部1201は、回線品質の測定結果の平均をとり、さ
らに、判定器902は、この平均化された結果に応じ
て、周波数オフセット補償時の複素乗算結果の積算範囲
を変化させるので、回線品質が変化する場合において
も、より正確な周波数オフセットを検出することができ
る。
ステムにおける基地局装置や移動局装置などの通信端末
装置に適用することができる。これにより、周波数オフ
セットの検出精度をより高くすることができるので、マ
ルチパス環境下での無線通信を良好に行なうことができ
る。
マルチパス環境下において、周波数オフセットの検出精
度を向上させるOFDM通信装置を提供することができ
る。
の構成を示すブロック図
による受信信号の遅延結果を示す模式図
示すブロック図
第3積算器の構成を示すブロック図
示すブロック図
第4積算器の積算範囲を示す図
示すブロック図
第5積算器の構成を示すブロック図
示すブロック図
を示すブロック図
る第6積算器の構成を示すブロック図
を示すブロック図
信装置の構成を示すブロック図
レームフォーマットを示す模式図
信装置が受信する信号波を示す模式図
Claims (10)
- 【請求項1】 同期用シンボルおよび前記同期用シンボ
ルに後続する位相基準シンボルを含む受信信号を単位シ
ンボル期間だけ遅延させる遅延手段と、遅延前の前記 受信信号と遅延後の前記受信信号とを乗算
して乗算結果を得る乗算手段と、前記 乗算結果を前記単位シンボル期間より短い積算期間
において積算して積算結果を得る積算手段と、前記 積算結果に基づいて周波数オフセットを求めるオフ
セット算出手段と、を具備し、 前記積算手段は、前記単位シンボル期間のうち、遅延後
の前記受信信号における同期用シンボルの先頭部分およ
び遅延前の前記受信信号における位相基準シンボルの終
端部分の双方を除いた期間において前記乗算結果を積算
する、 ことを特徴とするOFDM通信装置。 - 【請求項2】 前記受信信号は、前記同期用シンボルの
前にAGC用シンボルをさらに含み、 前記先頭部分は、遅延波におけるAGC用シンボルの干
渉を受けている部分である、 ことを特徴とする請求項1記載のOFDM通信装置。 - 【請求項3】 前記終端部分は、シンボル同期誤差を含
む部分である、 ことを特徴とする請求項1記載のOFDM通信装置。 - 【請求項4】 前記先頭部分の長さと前記終端部分の長
さが異なる、 ことを特徴とする請求項1記載のOFDM通信装置。 - 【請求項5】 前記受信信号を用いて回線品質を測定す
る測定手段と、 測定された回線品質に応じて前記積算期間の長さを変え
る可変手段と、 をさらに具備することを特徴とする請求項1記載のOF
DM通信装置。 - 【請求項6】 前記測定手段で測定された回線品質を平
均化する平均化手段、をさらに具備し、 前記可変手段は、平均化された回線品質に応じて前記積
算期間の長さを変化させる、 ことを特徴とする請求項5記載のOFDM通信装置。 - 【請求項7】 請求項1から請求項6のいずれかに記載
のOFDM通信装置を備えたことを特徴とする基地局装
置。 - 【請求項8】 請求項1から請求項6のいずれかに記載
のOFDM通信装置を備えたことを特徴とする通信端末
装置。 - 【請求項9】 同期用シンボルおよび前記同期用シンボ
ルに後続する位相基準シンボルを含む受信信号を単位シ
ンボル期間だけ遅延させる遅延工程と、遅延前の前記 受信信号と遅延後の前記受信信号とを乗算
して乗算結果を得る乗算工程と、前記 乗算結果を前記単位シンボル期間より短い積算期間
において積算して積算結果を得る積算工程と、前記 積算結果に基づいて周波数オフセットを求めるオフ
セット算出工程と、を具備し、 前記積算工程において、前記単位シンボル期間のうち、
遅延後の前記受信信号における同期用シンボルの先頭部
分および遅延前の前記受信信号における位相基準シンボ
ルの終端部分の双方を除いた期間において前記乗算結果
を積算する、 ことを特徴とするOFDM通信方法。 - 【請求項10】 前記受信信号を用いて回線品質を測定
する測定工程と、 測定された回線品質に応じて前記積算期間の長さを変え
る可変工程と、 をさらに具備することを特徴とする請求項9記載のOF
DM通信方法。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31669998A JP3519291B2 (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | Ofdm通信装置及び方法 |
CNB991236505A CN1148903C (zh) | 1998-11-06 | 1999-11-02 | 正交频分复用通信装置及正交频分复用通信方法 |
KR1019990048279A KR100355502B1 (ko) | 1998-11-06 | 1999-11-03 | Ofdm 통신 장치, 기지국 장치, 통신 단말 장치 및 ofdm 통신 방법 |
EP99121877A EP0999676B1 (en) | 1998-11-06 | 1999-11-04 | OFDM communication receiver and frequency offset detection method for use in a OFDM communication receiver |
US09/433,205 US6584092B1 (en) | 1998-11-06 | 1999-11-04 | Apparatus and method for OFDM communication |
DE69925690T DE69925690T2 (de) | 1998-11-06 | 1999-11-04 | OFDM-Kommunikationsempfänger und Frequenzversatz-Erfassungsverfahren zur Verwendung in einem OFDM-Kommunikationsempfänger |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP31669998A JP3519291B2 (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | Ofdm通信装置及び方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000151546A JP2000151546A (ja) | 2000-05-30 |
JP3519291B2 true JP3519291B2 (ja) | 2004-04-12 |
Family
ID=18079922
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP31669998A Expired - Fee Related JP3519291B2 (ja) | 1998-11-06 | 1998-11-06 | Ofdm通信装置及び方法 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6584092B1 (ja) |
EP (1) | EP0999676B1 (ja) |
JP (1) | JP3519291B2 (ja) |
KR (1) | KR100355502B1 (ja) |
CN (1) | CN1148903C (ja) |
DE (1) | DE69925690T2 (ja) |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4356203B2 (ja) * | 2000-07-11 | 2009-11-04 | ソニー株式会社 | 復調装置及び復調方法 |
US6721569B1 (en) * | 2000-09-29 | 2004-04-13 | Nortel Networks Limited | Dynamic sub-carrier assignment in OFDM systems |
US7012881B2 (en) * | 2000-12-29 | 2006-03-14 | Samsung Electronic Co., Ltd. | Timing and frequency offset estimation scheme for OFDM systems by using an analytic tone |
US6810236B2 (en) | 2001-05-14 | 2004-10-26 | Interdigital Technology Corporation | Dynamic channel quality measurement procedure for adaptive modulation and coding techniques |
JP3607238B2 (ja) * | 2001-10-22 | 2005-01-05 | 株式会社東芝 | Ofdm信号受信システム |
US7269394B2 (en) * | 2002-10-02 | 2007-09-11 | Agere Systems Inc. | Frequency offset compensation for communication systems |
EP1564920B1 (en) | 2002-11-18 | 2010-04-14 | Panasonic Corporation | Transmitter apparatus and transmitting method |
EP1469647B1 (en) * | 2003-04-17 | 2007-01-10 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | OFDM symbol synchronisation |
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US8009775B2 (en) * | 2005-03-11 | 2011-08-30 | Qualcomm Incorporated | Automatic frequency control for a wireless communication system with multiple subcarriers |
US8223623B2 (en) * | 2005-03-28 | 2012-07-17 | Qualcomm Incorporated | Timing and frequency acquisition for OFDM systems |
CN1960348B (zh) * | 2005-10-31 | 2010-09-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多载波数字功率计算装置 |
KR101128802B1 (ko) * | 2006-02-13 | 2012-03-23 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신 시스템에서 동기 추정 방법 및 그 장치 |
US8428198B2 (en) * | 2006-03-15 | 2013-04-23 | Qualcomm Incorporated | Frequency tracking which adapts to timing synchronization |
US7792202B2 (en) | 2007-01-31 | 2010-09-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for estimating timing offset of OFDM symbol, and method of recovering symbol timing of OFDM symbol |
JP6366692B2 (ja) * | 2013-05-16 | 2018-08-01 | ゼットティーイー(ユーエスエー)インコーポレーテッド | ハーフサイクル化直交周波数分割多重送信及び受信 |
CN109088842B (zh) * | 2018-09-03 | 2021-02-02 | 西安宇飞电子技术有限公司 | 一种用于ofdm的多重同步方法及系统 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3074103B2 (ja) | 1993-11-16 | 2000-08-07 | 株式会社東芝 | Ofdm同期復調回路 |
US20010055320A1 (en) * | 1994-12-15 | 2001-12-27 | Pierzga Wayne Francis | Multiplex communication |
EP0772332A3 (en) | 1995-11-02 | 2000-10-11 | British Broadcasting Corporation | Synchronisation of OFDM signals |
US5905742A (en) * | 1995-12-27 | 1999-05-18 | Ericsson Inc. | Method and apparauts for symbol decoding |
JP2774961B2 (ja) * | 1996-03-29 | 1998-07-09 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | Ofdm復調装置 |
JP2883866B2 (ja) | 1997-04-21 | 1999-04-19 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | Ofdm復調装置 |
US5991289A (en) * | 1997-08-05 | 1999-11-23 | Industrial Technology Research Institute | Synchronization method and apparatus for guard interval-based OFDM signals |
DE19733825A1 (de) | 1997-08-05 | 1999-02-11 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnung zur kombinierten Messung des Anfangs eines Datenblocks und des Trägerfrequenzversatzes in einem Mehrträgerübertragungssystem für unregelmäßige Übertragung von Datenblöcken |
-
1998
- 1998-11-06 JP JP31669998A patent/JP3519291B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-11-02 CN CNB991236505A patent/CN1148903C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-11-03 KR KR1019990048279A patent/KR100355502B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1999-11-04 DE DE69925690T patent/DE69925690T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-11-04 EP EP99121877A patent/EP0999676B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-11-04 US US09/433,205 patent/US6584092B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0999676B1 (en) | 2005-06-08 |
EP0999676A2 (en) | 2000-05-10 |
KR20000047588A (ko) | 2000-07-25 |
US6584092B1 (en) | 2003-06-24 |
KR100355502B1 (ko) | 2002-10-12 |
CN1258143A (zh) | 2000-06-28 |
DE69925690T2 (de) | 2005-10-20 |
JP2000151546A (ja) | 2000-05-30 |
EP0999676A3 (en) | 2002-09-04 |
CN1148903C (zh) | 2004-05-05 |
DE69925690D1 (de) | 2005-07-14 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040127 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040128 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080206 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090206 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100206 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100206 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110206 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120206 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |