JP3583679B2 - 位相誤差検出装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散を用いた符号分割多元接続（以後ＣＤＭＡ）通信システム等における周波数位相同期時の周波数位相誤差を検出する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話に代表される移動体通信や衛星通信において、スペクトラム拡散を持ち値吾ＣＤＭＡ通信方式が実用化されている。スペクトラム拡散を用いたＣＤＭＡ通信方式は、まず送信側で送信データに対し、ＱＰＳＫ等の１次変調を行い、疑似雑音系列（以後ＰＮ系列）を用いて、乗算することで、拡散変調され、アンテナを通じて送信される。一方、受信側ではアンテナからの受信波を、送信側と同じＰＮ系列を用いて逆拡散することで、多重された１次変調波を復元することができる。
【０００３】
ここで、問題となるのが逆拡散で乗算される受信波とＰＮ系列との同期である。受信波から１次変調波を復元するためには、ＰＮ系列と時間、周波数、位相のそれぞれについて同期を取る必要がある。
【０００４】
周波数位相同期の方法としては、パイロットチャネルを設け、送信データが送信されるトラフィックチャネルを、このパイロットチャネルに同期させ、多重して送信する方法がある。
【０００５】
その一例を以下に説明する。この例ではパイロットチャネルはＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈともデータが同じ正の値をとる無変調信号を使用するものとする。その時の信号配置（ｘ軸にＩ−ｃｈ、ｙ軸にＱ−ｃｈをとったもの）の一例を図７に示す。この図７によれば、周波数位相同期がとれている場合は、π／４［ｒａｄ］の位置で止まった状態にある。
【０００６】
無変調信号のパターンに関してはＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈがどちらも同じ正の値を取る必要はなく、周波数位相同期のとれている状態で、特定の位相で止まった状態であれば、どのような形式を用いてもよい。この例では、図７に示すパイロットチャンネルに基づいて説明を行う。
【０００７】
図１に一般的な復調装置の構成の例を示す。入力されるアナログ中間周波数信号（以後ＩＦ信号）はＡ／Ｄ変換器１によりディジタル中間周波数信号に変換され、ディジタル直交検波器３を通ることで、同相成分（以後Ｉ−ｃｈ信号）と直交成分（以後Ｑ−ｃｈ信号）の２つの信号を有するベースバンド信号に変換される。
【０００８】
ベースバンド信号は受信信号の波形整形を目的としたロールオフフィルタ３を通過し、スペクトル整形され、分離変換部４により、多チャンネル信号が各トラフィックチャネル信号と無変調パイロットチャネル信号とに分離される。
【０００９】
分離されたトラフィックチャネルは復調処理が行われる。一方、無変調パイロットチャネルは周波数位相誤差分析器５に入力され、周波数誤差Δｆ、位相誤差Δθが求められる。
【００１０】
求められた周波数誤差Δｆはループフィルタ６により、前の周波数誤差の結果が反映され、得られた正弦波回路に反映すべき周波数誤差結果と求められた位相誤差を正弦波発生回路７に入力する。
【００１１】
正弦波発生回路７では入力された周波数誤差および位相誤差に基づいて、同相成分と直交成分の２つの信号を持つ複素正弦波を生成し、前記ディジタル直交検波器２に入力することでベースバンド信号に変換される。
【００１２】
図８に従来の周波数位相誤差分析器５の内部構成を示す。入力された無変調パイロットチャネル信号は直並列変換回路１１で必要なデータ数Ｎだけ集まったあと、一括して出力される。その後、ディジタル周波数位相検出回路１２で、周波数結果ｆ０と位相結果θ０が出力される。
【００１３】
周波数結果ｆ０は周波数誤差算出回路１３に入力され、直交検波器２で変換されたＩＦ信号と同じサンプリング周波数に変換された周波数誤差Δｆが出力される。
【００１４】
この周波数誤差Δｆを求める式は以下の通りである。
【００１５】
【数１】
【００１６】
この式において、Ｎはディジタル周波数位相検出回路１２の入力データ数を、Ｆｓはディジタル直交検波器２のサンプリングレートを表している。
【００１７】
一方、位相に関しては、ディジタル周波数位相検出回路１２からの出力である位相結果θ０をそのまま位相誤差として利用することはできない。図４（ａ）は、図８のディジタル周波数位相誤差分析器５に入力される前の、無変調パイロットチャネル信号の信号点の移動の様子、Ｑ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。図中の●は、ディジタル周波数位相検出回路に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後の入力である。
【００１８】
ここで、ディジタル周波数位相検出回路１２から出力される位相結果θ０はディジタル周波数位相分析器５に最初に入力されたデータの位相の値を返すようになっている。
【００１９】
しかし、復調回路ではディジタル周波数位相誤差分析器５で出力されるデータから導出された周波数位相誤差を次のデータに反映させる必要がある。すなわち、位相誤差として求められるのは、ディジタル周波数位相分析器に最後に入力されたデータ（図４（ａ）の矢印の先）の位相である。
【００２０】
したがって、前述で求められた位相結果θ０及び周波数誤差Δｆを用いて、位相回転予測回路１４で位相回転予測が行われる。位相回転予測回路１４で最後に入力されたデータの位相θ１を求める演算は以下の通りである。
【００２１】
【数２】
【００２２】
ここで、ＴＦＦＴはディジタル周波数位相検出回路１２のデータ取り込み時間を表している。
【００２３】
このようにして求められた位相θ１と本来あるべきパイロットチャネル信号（π／４［ｒａｄ］）との差分を位相誤差算出回路１５において演算することで、位相誤差Δθを得ることができる。位相誤差算出回路１５における演算は以下の通りである。
【００２４】
【数３】
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明したように、従来の周波数位相誤差分析器においては、位相回転予測回路での演算において、ディジタル周波数位相検出回路におけるデータ取り込み時間を用いているため、ディジタル周波数位相検出回路の規模が大きくなり、ＴＦＦＴが大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆの精度に大きく左右されることになり、位相の同期が正確にとれないことになる。
【００２６】
また、周波数が時間的に変化している場合には、特にその周波数結果の精度が劣化し、位相同期が取れないという問題がある。本発明は、このような問題を解決するものであり、ＴＦＦＴに関係なく位相誤差Δθを求めるものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の発明によれば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、順次入力される信号を所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られた位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決する。
【００２８】
本発明の第２の発明によれば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、入力されるパイロットチャネルの同相成分と直交成分に対し、それぞれの入力データを加算する積分手段と、前記積分手段により加算されたデータを加算出力毎に間引く間引き手段と、前記間引き手段により間引かれたデータを所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段と、求められた位相成分及び周波数誤差に基づいて、前記積分手段による位相の回転を求める位相回転補償手段と、前記位相回転補償手段により補償された位相により、パイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。本発明の第１の実施形態である復調装置の構成は、従来技術で説明した図１の構成とほぼ同一である。本願発明が従来技術とことなる構成を有するのは図１における周波数位相誤差分析器５の内部構成である。よって、図１における周波数位相誤差分析器５以外の構成については同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００３０】
図２に、本発明における周波数位相誤差分析器５の構成を示す。２１は直並列変換回路である。Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈそれぞれ入力されるパイロットチャネルを所定のデータ数（Ｎ）だけ集めて一括して出力する。
【００３１】
２２は順序判定回路である。この構成は前述の直並列変換回路によって、所定数集められたデータの順序を反転させるものである。これは、入力系列をｘ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）、出力系列をｙ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）とすると以下に示す演算となる。
【００３２】
【数４】
【００３３】
上記の順序判定回路２２によって、反転されたパイロットチャネルがディジタル周波数位相検出回路２３に入力される。このディジタル周波数位相検出回路２３の基本的な演算は上述した従来技術におけるディジタル周波数位相検出回路と同様である。
【００３４】
図４にその動作を示す。図４（ａ）は、従来技術同様、本願発明の図２におけるＡ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子及びＱ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。本発明においても、無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置にある、すなわちＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ共に同じ正の振幅を持つものであると仮定する。また、図において、●はディジタル周波数位相誤差分析器に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後のデータであることとする。
【００３５】
図４（ｂ）は、図２において順序反転回路２２の出力（図２のＢ点）における無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子及びＱ−ｃｈの時間変化の様子を示している。
【００３６】
このように、直並列変換回路２１では最後に入力されたデータが順序判定回路２２を通すことにより、ディジタル周波数位相検出回路へ入力する時には最後に入力されることになり、図４（ａ）と図４（ｂ）は矢印の方向が逆になるということになる。
【００３７】
前述したようにディジタル周波数位相検出回路から出力される位相結果θ０は、最後にディジタル周波数位相検出回路に入力されたデータとなるため、このθ０をそのまま位相誤差を求める値として利用することができる。位相結果θ０から位相誤差Δθを求める演算は以下の通りである。
【００３８】
【数５】
【００３９】
なお、順序反転回路２２を設けたことにより、図４（ｂ）に示すように位相の回転が逆方向になるために、周波数の符号を逆転する必要がある。そこで、ディジタル周波数位相検出回路２３から出力される周波数結果ｆ０に対して、符号反転回路２４で符号を反転する。符号反転の演算は以下のようになる。
【００４０】
【数６】
【００４１】
このように符号反転された周波数結果ｆ１は、従来技術と同じ演算によって、周波数誤差Δｆを求めることができる。演算式は以下の通りである。
【００４２】
【数７】
【００４３】
以上説明したように、位相誤差Δθを求める課程において、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間であるＴＦＦＴを用いないで演算可能となるために、位相回転予測回路が不要となり、位相誤差を精度よく求めることが可能である。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。この第２の実施形態においても、周波数位相誤差分析器の内部構成以外は、図１の構成と同様であるので詳細な説明は省略する。
【００４５】
図３に第２の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示す。図２の構成と同じ作用の構成には同一の符号を付与する。３１は積分器である。積分器により、信号の帯域制限が行われる。この帯域制限は、後の間引き器により信号間干渉（エリアジング）が発生しないようにするためである。この積分器３１により帯域制限された信号は、間引き器３２により周波数帯域が狭くなり、周波数分解能が向上する。
【００４６】
入力された無変調パイロットチャネル信号をＩ−ｃｈ信号およびＱ−ｃｈ信号それぞれについて、まず積分器に入力され、積分器の積分加算回数のシンボル分加算される。次に間引き器によりＤシンボルごとに出力し、積分結果をＤシンボルごとに間引く。積分器の積分加算回数をＤ、シンボル周期をＴｓととすると、−１／（２ＤＴｓ）〜１／（２ＤＴｓ）までの周波数領域以外の信号が除去される。
【００４７】
また、Ｄシンボルごとに１つのディジタル周波数位相分析器への入力データが生成されることから、入力データ数Ｎのディジタル周波数位相検出器に対してＮＤシンボル分のデータ取り込み時間が必要になる。
【００４８】
図５にこの信号の様子を示す。図５（ａ）は、入力信号が積分器を通過した前の様子を示している。左側は横軸に時間をとり、右側は横軸に周波数を取っている。この図５（ａ）においては干渉成分が現れている。
【００４９】
図５（ｂ）は、Ｄ＝３である積分器を通過した後の様子である。この図５（ｂ）から明らかなように、積分器を通過後には干渉成分が除去されている。
【００５０】
図５（ｃ）はＤシンボルごとに間引く間引き器通過後の信号の様子を示している。図が示すように、間引き器通過後は、サンプリング周波数が１／Ｄとなるため、Ｆｓ／Ｄごとに波形が繰り返されることになる（Ｆｓ＝１／Ｔｓ＝サンプリング周波数）。
【００５１】
上記図に示したように積分器を挿入することで、位相回転が生じる。このため、積分器の位相回転を補償する回路が必要となる。以下図６を用いて、その構成を説明する。
【００５２】
図６（ａ）は、図３の積分器３１入力前のＡ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子、さらにＱ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。この例においても無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置にあるものと仮定する。図中の●はディジタル周波数位相検出器２３に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後のデータとなる。
【００５３】
図６（ｂ）はＤ＝３における図３の直並列変換回路２１の出力の部分（Ｂ点）における無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子、およびＱ−ｃｈの時間変換の様子を示したものである。
【００５４】
図６（ａ）と図６（ｂ）を比較してみると、図６（ｂ）では、積分器を通過しているため、データが加算されることにより、位相が平均化されて出力される。すなわち図６（ａ）に比べ時間的にＴｄｕｍｐだけ、位相ではθｄｕｍｐだけ遅れている。
【００５５】
図６（ｃ）は、順序反転回路２２の出力である。ここでは単に入力の順序が反転されているだけであるので、図６（ｂ）と矢印の先端と後端が逆になっているだけである。ここで、前述した積分器による時間的遅れである遅延量をＴｄｕｍｐとする。
【００５６】
順序反転回路２２の出力はディジタル周波数位相検出回路２３に入力され、周波数結果θ０と周波数結果ｆ０が出力される。この周波数結果ｆ０に関しては、第１の実施形態で説明したように、順序反転回路により周波数の符号が反転するため、符号反転回路２４によりｆ０は符号が反転され、ｆ１となる。
【００５７】
一方、位相結果θ０については、第１の実施形態のように、そのままπ／４との差分により位相誤差を求めることはできない。それは前述のように積分器により遅延が生じているからである。そこで、この第２の実施形態においては、積分器による位相回転分（遅延量＝Ｔｄｕｍｐ）だけ位相を進ませる必要がある。この処理を周波数誤差算出回路３３で行う。
【００５８】
符号反転回路２４により符号反転された周波数結果であるｆ１は周波数誤差算出回路３３に入力され、周波数誤差Δｆが算出される。この誤差算出の演算式は以下の通りである。
【００５９】
【数８】
【００６０】
一方、ディジタル周波数位相検出回路２３の位相結果θ０は、周波数誤差算出回路３３で求められた周波数誤差Δｆとともに、位相回転補償回路３４に入力され、位相結果θ０に遅延した位相を加算する。この位相回転補償回路３４での演算式は以下の通りである。
【００６１】
【数９】
【００６２】
この演算により求められたθ１を用いて位相誤差Δθを位相誤差算出回路２６で求める。ここでの演算は第１の実施形態と同様である。演算式は以下の通りである。
【００６３】
【数１０】
【００６４】
この第２の実施形態においては、位相誤差Δθを求めるにあたって、積分器により遅延した時間Ｔｄｕｍｐを用いる点を特徴としている。このＴｄｕｍｐを用いる方法と、従来のディジタル周波数位相検出回路におけるデータ取り込み時間であるＴＦＦＴを用いる手法とを比較する。
【００６５】
周波数誤差Δｆが同程度であると仮定すると、位相誤差の精度はＴｄｕｍｐとＴＦＦ Ｔとの大きさが位相誤差の精度に関係することになる。ＴＦＦＴとＴｄｕｍｐをシンボル周期Ｔｓで表現すると、
【００６６】
【数１１】
【００６７】
となる。
【００６８】
ここで、デジタル周波数位相分析器の入力データ数Ｎを１０２４、積分回路の加算データ数Ｄを４と仮定すると、
ＴＦＦＴ＝４０９８×Ｔｓ
Ｔｄｕｍｐ＝１．５×Ｔｓ となり、Ｔｄｕｍｐを用いることで、ＴＦＦＴを用いるときに比べ、周波数誤差による位相誤差の揺れを約２７３２分の１にすることが可能であり、積分器を挿入した場合でも、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能となる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明における周波数位相誤差検出によれば、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間ＴＦＦＴを用いずに位相誤差を求めることができるので、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能となる。
【００７０】
また、積分器を挿入した構成においても、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間ＴＦＦＴを用いず、積分器による遅延時間Ｔｄｕｍｐを用いることで、位相誤差を大幅に改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的な復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における信号点配置とＱ−ｃｈの時間変化を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態における積分器と間引き器による信号の変化を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態における信号点配置とＱ−ｃｈの時間変化を示す図である。
【図７】一般的なパイロットチャネルの信号点配置の一例を示す図である。
【図８】従来の周波数位相誤差分析器の構成を示す図である。
【符号の説明】
２１ 直並列変換回路
２２ 順序反転回路
２３ ディジタル周波数位相検出回路
２４ 符号反転回路
２５ 周波数誤差算出回路
２６ 位相誤差算出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散を用いた符号分割多元接続（以後ＣＤＭＡ）通信システム等における周波数位相同期時の周波数位相誤差を検出する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話に代表される移動体通信や衛星通信において、スペクトラム拡散を持ち値吾ＣＤＭＡ通信方式が実用化されている。スペクトラム拡散を用いたＣＤＭＡ通信方式は、まず送信側で送信データに対し、ＱＰＳＫ等の１次変調を行い、疑似雑音系列（以後ＰＮ系列）を用いて、乗算することで、拡散変調され、アンテナを通じて送信される。一方、受信側ではアンテナからの受信波を、送信側と同じＰＮ系列を用いて逆拡散することで、多重された１次変調波を復元することができる。
【０００３】
ここで、問題となるのが逆拡散で乗算される受信波とＰＮ系列との同期である。受信波から１次変調波を復元するためには、ＰＮ系列と時間、周波数、位相のそれぞれについて同期を取る必要がある。
【０００４】
周波数位相同期の方法としては、パイロットチャネルを設け、送信データが送信されるトラフィックチャネルを、このパイロットチャネルに同期させ、多重して送信する方法がある。
【０００５】
その一例を以下に説明する。この例ではパイロットチャネルはＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈともデータが同じ正の値をとる無変調信号を使用するものとする。その時の信号配置（ｘ軸にＩ−ｃｈ、ｙ軸にＱ−ｃｈをとったもの）の一例を図７に示す。この図７によれば、周波数位相同期がとれている場合は、π／４［ｒａｄ］の位置で止まった状態にある。
【０００６】
無変調信号のパターンに関してはＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈがどちらも同じ正の値を取る必要はなく、周波数位相同期のとれている状態で、特定の位相で止まった状態であれば、どのような形式を用いてもよい。この例では、図７に示すパイロットチャンネルに基づいて説明を行う。
【０００７】
図１に一般的な復調装置の構成の例を示す。入力されるアナログ中間周波数信号（以後ＩＦ信号）はＡ／Ｄ変換器１によりディジタル中間周波数信号に変換され、ディジタル直交検波器３を通ることで、同相成分（以後Ｉ−ｃｈ信号）と直交成分（以後Ｑ−ｃｈ信号）の２つの信号を有するベースバンド信号に変換される。
【０００８】
ベースバンド信号は受信信号の波形整形を目的としたロールオフフィルタ３を通過し、スペクトル整形され、分離変換部４により、多チャンネル信号が各トラフィックチャネル信号と無変調パイロットチャネル信号とに分離される。
【０００９】
分離されたトラフィックチャネルは復調処理が行われる。一方、無変調パイロットチャネルは周波数位相誤差分析器５に入力され、周波数誤差Δｆ、位相誤差Δθが求められる。
【００１０】
求められた周波数誤差Δｆはループフィルタ６により、前の周波数誤差の結果が反映され、得られた正弦波回路に反映すべき周波数誤差結果と求められた位相誤差を正弦波発生回路７に入力する。
【００１１】
正弦波発生回路７では入力された周波数誤差および位相誤差に基づいて、同相成分と直交成分の２つの信号を持つ複素正弦波を生成し、前記ディジタル直交検波器２に入力することでベースバンド信号に変換される。
【００１２】
図８に従来の周波数位相誤差分析器５の内部構成を示す。入力された無変調パイロットチャネル信号は直並列変換回路１１で必要なデータ数Ｎだけ集まったあと、一括して出力される。その後、ディジタル周波数位相検出回路１２で、周波数結果ｆ０と位相結果θ０が出力される。
【００１３】
周波数結果ｆ０は周波数誤差算出回路１３に入力され、直交検波器２で変換されたＩＦ信号と同じサンプリング周波数に変換された周波数誤差Δｆが出力される。
【００１４】
この周波数誤差Δｆを求める式は以下の通りである。
【００１５】
【数１】
この式において、Ｎはディジタル周波数位相検出回路１２の入力データ数を、Ｆｓはディジタル直交検波器２のサンプリングレートを表している。
【００１７】
一方、位相に関しては、ディジタル周波数位相検出回路１２からの出力である位相結果θ０をそのまま位相誤差として利用することはできない。図４（ａ）は、図８のディジタル周波数位相誤差分析器５に入力される前の、無変調パイロットチャネル信号の信号点の移動の様子、Ｑ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。図中の●は、ディジタル周波数位相検出回路に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後の入力である。
【００１８】
ここで、ディジタル周波数位相検出回路１２から出力される位相結果θ０はディジタル周波数位相分析器５に最初に入力されたデータの位相の値を返すようになっている。
【００１９】
しかし、復調回路ではディジタル周波数位相誤差分析器５で出力されるデータから導出された周波数位相誤差を次のデータに反映させる必要がある。すなわち、位相誤差として求められるのは、ディジタル周波数位相分析器に最後に入力されたデータ（図４（ａ）の矢印の先）の位相である。
【００２０】
したがって、前述で求められた位相結果θ０及び周波数誤差Δｆを用いて、位相回転予測回路１４で位相回転予測が行われる。位相回転予測回路１４で最後に入力されたデータの位相θ１を求める演算は以下の通りである。
【００２１】
【数２】
ここで、ＴＦＦＴはディジタル周波数位相検出回路１２のデータ取り込み時間を表している。
【００２３】
このようにして求められた位相θ１と本来あるべきパイロットチャネル信号（π／４［ｒａｄ］）との差分を位相誤差算出回路１５において演算することで、位相誤差Δθを得ることができる。位相誤差算出回路１５における演算は以下の通りである。
【００２４】
【数３】
【発明が解決しようとする課題】
上記説明したように、従来の周波数位相誤差分析器においては、位相回転予測回路での演算において、ディジタル周波数位相検出回路におけるデータ取り込み時間を用いているため、ディジタル周波数位相検出回路の規模が大きくなり、ＴＦＦＴが大きくなると、位相誤差Δθの精度はΔｆの精度に大きく左右されることになり、位相の同期が正確にとれないことになる。
【００２６】
また、周波数が時間的に変化している場合には、特にその周波数結果の精度が劣化し、位相同期が取れないという問題がある。本発明は、このような問題を解決するものであり、ＴＦＦＴに関係なく位相誤差Δθを求めるものである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の発明によれば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、順次入力される信号を所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られた位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決する。
【００２８】
本発明の第２の発明によれば、同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、入力されるパイロットチャネルの同相成分と直交成分に対し、それぞれの入力データを加算する積分手段と、前記積分手段により加算されたデータを加算出力毎に間引く間引き手段と、前記間引き手段により間引かれたデータを所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段と、求められた位相成分及び周波数誤差に基づいて、前記積分手段による位相の回転を求める位相回転補償手段と、前記位相回転補償手段により補償された位相により、パイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段とを備えることにより上記課題を解決する。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。本発明の第１の実施形態である復調装置の構成は、従来技術で説明した図１の構成とほぼ同一である。本願発明が従来技術とことなる構成を有するのは図１における周波数位相誤差分析器５の内部構成である。よって、図１における周波数位相誤差分析器５以外の構成については同様であるため、詳細な説明は省略する。
【００３０】
図２に、本発明における周波数位相誤差分析器５の構成を示す。２１は直並列変換回路である。Ｉ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈそれぞれ入力されるパイロットチャネルを所定のデータ数（Ｎ）だけ集めて一括して出力する。
【００３１】
２２は順序判定回路である。この構成は前述の直並列変換回路によって、所定数集められたデータの順序を反転させるものである。これは、入力系列をｘ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）、出力系列をｙ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）とすると以下に示す演算となる。
【００３２】
【数４】
上記の順序判定回路２２によって、反転されたパイロットチャネルがディジタル周波数位相検出回路２３に入力される。このディジタル周波数位相検出回路２３の基本的な演算は上述した従来技術におけるディジタル周波数位相検出回路と同様である。
【００３４】
図４にその動作を示す。図４（ａ）は、従来技術同様、本願発明の図２におけるＡ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子及びＱ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。本発明においても、無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置にある、すなわちＩ−ｃｈ、Ｑ−ｃｈ共に同じ正の振幅を持つものであると仮定する。また、図において、●はディジタル周波数位相誤差分析器に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後のデータであることとする。
【００３５】
図４（ｂ）は、図２において順序反転回路２２の出力（図２のＢ点）における無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子及びＱ−ｃｈの時間変化の様子を示している。
【００３６】
このように、直並列変換回路２１では最後に入力されたデータが順序判定回路２２を通すことにより、ディジタル周波数位相検出回路へ入力する時には最後に入力されることになり、図４（ａ）と図４（ｂ）は矢印の方向が逆になるということになる。
【００３７】
前述したようにディジタル周波数位相検出回路から出力される位相結果θ０は、最後にディジタル周波数位相検出回路に入力されたデータとなるため、このθ０をそのまま位相誤差を求める値として利用することができる。位相結果θ０から位相誤差Δθを求める演算は以下の通りである。
【００３８】
【数５】
なお、順序反転回路２２を設けたことにより、図４（ｂ）に示すように位相の回転が逆方向になるために、周波数の符号を逆転する必要がある。そこで、ディジタル周波数位相検出回路２３から出力される周波数結果ｆ０に対して、符号反転回路２４で符号を反転する。符号反転の演算は以下のようになる。
【００４０】
【数６】
このように符号反転された周波数結果ｆ１は、従来技術と同じ演算によって、周波数誤差Δｆを求めることができる。演算式は以下の通りである。
【００４２】
【数７】
以上説明したように、位相誤差Δθを求める課程において、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間であるＴＦＦＴを用いないで演算可能となるために、位相回転予測回路が不要となり、位相誤差を精度よく求めることが可能である。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。この第２の実施形態においても、周波数位相誤差分析器の内部構成以外は、図１の構成と同様であるので詳細な説明は省略する。
【００４５】
図３に第２の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示す。図２の構成と同じ作用の構成には同一の符号を付与する。３１は積分器である。積分器により、信号の帯域制限が行われる。この帯域制限は、後の間引き器により信号間干渉（エリアジング）が発生しないようにするためである。この積分器３１により帯域制限された信号は、間引き器３２により周波数帯域が狭くなり、周波数分解能が向上する。
【００４６】
入力された無変調パイロットチャネル信号をＩ−ｃｈ信号およびＱ−ｃｈ信号それぞれについて、まず積分器に入力され、積分器の積分加算回数のシンボル分加算される。次に間引き器によりＤシンボルごとに出力し、積分結果をＤシンボルごとに間引く。積分器の積分加算回数をＤ、シンボル周期をＴｓととすると、−１／（２ＤＴｓ）〜１／（２ＤＴｓ）までの周波数領域以外の信号が除去される。
【００４７】
また、Ｄシンボルごとに１つのディジタル周波数位相分析器への入力データが生成されることから、入力データ数Ｎのディジタル周波数位相検出器に対してＮＤシンボル分のデータ取り込み時間が必要になる。
【００４８】
図５にこの信号の様子を示す。図５（ａ）は、入力信号が積分器を通過した前の様子を示している。左側は横軸に時間をとり、右側は横軸に周波数を取っている。この図５（ａ）においては干渉成分が現れている。
【００４９】
図５（ｂ）は、Ｄ＝３である積分器を通過した後の様子である。この図５（ｂ）から明らかなように、積分器を通過後には干渉成分が除去されている。
【００５０】
図５（ｃ）はＤシンボルごとに間引く間引き器通過後の信号の様子を示している。図が示すように、間引き器通過後は、サンプリング周波数が１／Ｄとなるため、Ｆｓ／Ｄごとに波形が繰り返されることになる（Ｆｓ＝１／Ｔｓ＝サンプリング周波数）。
【００５１】
上記図に示したように積分器を挿入することで、位相回転が生じる。このため、積分器の位相回転を補償する回路が必要となる。以下図６を用いて、その構成を説明する。
【００５２】
図６（ａ）は、図３の積分器３１入力前のＡ点での無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子、さらにＱ−ｃｈの時間変化の様子を示したものである。この例においても無変調パイロットチャネルは信号点上でπ／４の位置にあるものと仮定する。図中の●はディジタル周波数位相検出器２３に入力される最初のデータであり、矢印の先が最後のデータとなる。
【００５３】
図６（ｂ）はＤ＝３における図３の直並列変換回路２１の出力の部分（Ｂ点）における無変調パイロットチャネル信号の信号点移動の様子、およびＱ−ｃｈの時間変換の様子を示したものである。
【００５４】
図６（ａ）と図６（ｂ）を比較してみると、図６（ｂ）では、積分器を通過しているため、データが加算されることにより、位相が平均化されて出力される。すなわち図６（ａ）に比べ時間的にＴｄｕｍｐだけ、位相ではθｄｕｍｐだけ遅れている。
【００５５】
図６（ｃ）は、順序反転回路２２の出力である。ここでは単に入力の順序が反転されているだけであるので、図６（ｂ）と矢印の先端と後端が逆になっているだけである。ここで、前述した積分器による時間的遅れである遅延量をＴｄｕｍｐとする。
【００５６】
順序反転回路２２の出力はディジタル周波数位相検出回路２３に入力され、周波数結果θ０と周波数結果ｆ０が出力される。この周波数結果ｆ０に関しては、第１の実施形態で説明したように、順序反転回路により周波数の符号が反転するため、符号反転回路２４によりｆ０は符号が反転され、ｆ１となる。
【００５７】
一方、位相結果θ０については、第１の実施形態のように、そのままπ／４との差分により位相誤差を求めることはできない。それは前述のように積分器により遅延が生じているからである。そこで、この第２の実施形態においては、積分器による位相回転分（遅延量＝Ｔｄｕｍｐ）だけ位相を進ませる必要がある。この処理を周波数誤差算出回路３３で行う。
【００５８】
符号反転回路２４により符号反転された周波数結果であるｆ１は周波数誤差算出回路３３に入力され、周波数誤差Δｆが算出される。この誤差算出の演算式は以下の通りである。
【００５９】
【数８】
一方、ディジタル周波数位相検出回路２３の位相結果θ０は、周波数誤差算出回路３３で求められた周波数誤差Δｆとともに、位相回転補償回路３４に入力され、位相結果θ０に遅延した位相を加算する。この位相回転補償回路３４での演算式は以下の通りである。
【００６１】
【数９】
この演算により求められたθ１を用いて位相誤差Δθを位相誤差算出回路２６で求める。ここでの演算は第１の実施形態と同様である。演算式は以下の通りである。
【００６３】
【数１０】
この第２の実施形態においては、位相誤差Δθを求めるにあたって、積分器により遅延した時間Ｔｄｕｍｐを用いる点を特徴としている。このＴｄｕｍｐを用いる方法と、従来のディジタル周波数位相検出回路におけるデータ取り込み時間であるＴＦＦＴを用いる手法とを比較する。
【００６５】
周波数誤差Δｆが同程度であると仮定すると、位相誤差の精度はＴｄｕｍｐとＴＦＦ Ｔとの大きさが位相誤差の精度に関係することになる。ＴＦＦＴとＴｄｕｍｐをシンボル周期Ｔｓで表現すると、
【００６６】
【数１１】
となる。
【００６８】
ここで、デジタル周波数位相分析器の入力データ数Ｎを１０２４、積分回路の加算データ数Ｄを４と仮定すると、
ＴＦＦＴ＝４０９８×Ｔｓ
Ｔｄｕｍｐ＝１．５×Ｔｓ となり、Ｔｄｕｍｐを用いることで、ＴＦＦＴを用いるときに比べ、周波数誤差による位相誤差の揺れを約２７３２分の１にすることが可能であり、積分器を挿入した場合でも、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能となる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明における周波数位相誤差検出によれば、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間ＴＦＦＴを用いずに位相誤差を求めることができるので、位相誤差の精度を大幅に改善することが可能となる。
【００７０】
また、積分器を挿入した構成においても、ディジタル周波数位相検出回路のデータ取り込み時間ＴＦＦＴを用いず、積分器による遅延時間Ｔｄｕｍｐを用いることで、位相誤差を大幅に改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的な復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施形態における周波数位相誤差分析器の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における信号点配置とＱ−ｃｈの時間変化を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態における積分器と間引き器による信号の変化を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態における信号点配置とＱ−ｃｈの時間変化を示す図である。
【図７】一般的なパイロットチャネルの信号点配置の一例を示す図である。
【図８】従来の周波数位相誤差分析器の構成を示す図である。
【符号の説明】
２１ 直並列変換回路
２２ 順序反転回路
２３ ディジタル周波数位相検出回路
２４ 符号反転回路
２５ 周波数誤差算出回路
２６ 位相誤差算出回路
Claims (2)
- 同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、
順次入力される信号を所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、
前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、
前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、
得られた位相成分からパイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段と、
得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、
符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段とを備えることを特徴とする位相誤差検出装置。 - 同相成分と直交成分に変換されたパイロットチャネルを入力し、周波数誤差及び位相誤差を求めて出力する位相誤差検出装置において、
入力されるパイロットチャネルの同相成分と直交成分に対し、それぞれの入力データを加算する積分手段と、
前記積分手段により加算されたデータを加算出力毎に間引く間引き手段と、
前記間引き手段により間引かれたデータを所定数蓄積した後、一括して出力する直並列変換手段と、
前記一括して出力された信号群の順序を反転させる順序反転手段と、
前記反転された信号群から周波数と位相成分を検出するディジタル周波数位相検出手段と、
得られた周波数の符号を反転する符号反転手段と、
符号反転された周波数の誤差を求める周波数誤差算出手段と、
求められた位相成分及び周波数誤差に基づいて、前記積分手段による位相の回転を求める位相回転補償手段と、
前記位相回転補償手段により補償された位相により、パイロットチャネルの位相誤差を求める位相誤差算出手段とを備えることを特徴とする位相誤差検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001245011A JP2001245011A (ja) | 2001-09-07 |
| JP3583679B2 true JP3583679B2 (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=18572212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000050425A Expired - Fee Related JP3583679B2 (ja) | 2000-02-28 | 2000-02-28 | 位相誤差検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3583679B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008072552A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 |
| JP2017135586A (ja) * | 2016-01-28 | 2017-08-03 | 三菱電機株式会社 | デジタル復調・受信回路、位相検波・位相復調方法 |
-
2000
- 2000-02-28 JP JP2000050425A patent/JP3583679B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001245011A (ja) | 2001-09-07 |
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|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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