JP2526931B2 - Ｐｓｋ信号復調装置 - Google Patents
Ｐｓｋ信号復調装置Info
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- JP2526931B2 JP2526931B2 JP62265374A JP26537487A JP2526931B2 JP 2526931 B2 JP2526931 B2 JP 2526931B2 JP 62265374 A JP62265374 A JP 62265374A JP 26537487 A JP26537487 A JP 26537487A JP 2526931 B2 JP2526931 B2 JP 2526931B2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、PSK変調波の復調装置に関する。
（従来の技術） 従来TDMA通信方式では、受信信号が複数の互いに非同
期のバースト信号からなるため、この信号を復調するた
めには、各バーストに対して基準信号を作成しながら復
調動作を行なわなければならず、このため搬送波再生回
路としては極めて短時間のうちに同期を確立し得るもの
でなければならなかった。また、受信信号と復調器で再
生する参照搬送波との同期が確立するまでの間は、送信
側では情報データは送信することができないことから、
通常TDMA信号は、情報データの前に同期用データ系列で
あるプリアンブルが付加されている。プリアンブルは、
第１図に示すように搬送波再生用のデータ系列、クロッ
ク再生用のデータ系列及び、フレーム同期を取るための
ユニークワード系列から成っている。
期のバースト信号からなるため、この信号を復調するた
めには、各バーストに対して基準信号を作成しながら復
調動作を行なわなければならず、このため搬送波再生回
路としては極めて短時間のうちに同期を確立し得るもの
でなければならなかった。また、受信信号と復調器で再
生する参照搬送波との同期が確立するまでの間は、送信
側では情報データは送信することができないことから、
通常TDMA信号は、情報データの前に同期用データ系列で
あるプリアンブルが付加されている。プリアンブルは、
第１図に示すように搬送波再生用のデータ系列、クロッ
ク再生用のデータ系列及び、フレーム同期を取るための
ユニークワード系列から成っている。
ここでプリアンブルの長さは、通常使用する回線状態
によって決定される。すなわち受信C/Nが小さく回線状
態が悪い場合には、受信信号搬送波と参照搬送波との間
の位相同期を確立するために長い時間がかかることか
ら、長いプリアンブル長が要求される。一方、衛星回線
では、地球局の送受信機の周波数安定度の不完全さ、あ
るいは、衛星内での周波数変換等により、受信信号の搬
送波周波数は、送信搬送波周波数とは、異なっているの
が普通である。特に低速度のディジタル通信では、信号
帯域が狭く、上記周波数偏差は信号帯域の２〜３倍にな
ることもある。このような、信号帯域の２〜３倍の周波
数偏差のあるTDMA信号を復調するためには、非常に長い
位相同期時間を要し、このためプリアンブル長も非常に
長く取る必要がある。
によって決定される。すなわち受信C/Nが小さく回線状
態が悪い場合には、受信信号搬送波と参照搬送波との間
の位相同期を確立するために長い時間がかかることか
ら、長いプリアンブル長が要求される。一方、衛星回線
では、地球局の送受信機の周波数安定度の不完全さ、あ
るいは、衛星内での周波数変換等により、受信信号の搬
送波周波数は、送信搬送波周波数とは、異なっているの
が普通である。特に低速度のディジタル通信では、信号
帯域が狭く、上記周波数偏差は信号帯域の２〜３倍にな
ることもある。このような、信号帯域の２〜３倍の周波
数偏差のあるTDMA信号を復調するためには、非常に長い
位相同期時間を要し、このためプリアンブル長も非常に
長く取る必要がある。
（発明が解決しようとする問題点） 以上述べたように、低C/Nでしかも、非常に大きな周
波数偏差が発生するような回線を通過するTDMA信号を復
調するためには、従来非常に長いプリアンブル長を用意
しなければならず、プリアンブルに続く、情報データ長
と同程度あるいは、それよりも長いプリアンブルが要求
されることになる。このように、本質的には、情報デー
タでないプリアンブルを長く取ることは、TDMAシステム
全体の通信効率を非常に低下させることになり、特に低
速度のTDMA通信において問題となっていた。
波数偏差が発生するような回線を通過するTDMA信号を復
調するためには、従来非常に長いプリアンブル長を用意
しなければならず、プリアンブルに続く、情報データ長
と同程度あるいは、それよりも長いプリアンブルが要求
されることになる。このように、本質的には、情報デー
タでないプリアンブルを長く取ることは、TDMAシステム
全体の通信効率を非常に低下させることになり、特に低
速度のTDMA通信において問題となっていた。
本発明は、上述した従来のプリアンブルを用いた搬送
波再生、及びビットタイミング再生方式の欠点を解決す
るためになされたもので、プリアンブルの中で搬送波再
生用のデータ、及びビットタイミング再生用のデータ系
列無しに復調できることを特徴とする。しかも本発明
は、受信C/Nが非常に小さく、周波数偏差も非常に大き
いような回線に対しても、適用可能なPSK信号復調装置
を提供することを目的としている。
波再生、及びビットタイミング再生方式の欠点を解決す
るためになされたもので、プリアンブルの中で搬送波再
生用のデータ、及びビットタイミング再生用のデータ系
列無しに復調できることを特徴とする。しかも本発明
は、受信C/Nが非常に小さく、周波数偏差も非常に大き
いような回線に対しても、適用可能なPSK信号復調装置
を提供することを目的としている。
（問題点を解決するための手段） 本発明によれば、第１の参照信号と該第１の参照信号
に対して直交関係にある第２の参照信号とを生成する固
定周波数発振器（５）及び移相器（４）と、入力された
PSK波受信信号を該第１及び第２の参照信号とで準同期
検波する回路（２、３）と、該検波により得られた互い
に直交関係にある２つの出力信号を所定の同期でサンプ
リングしA/D変換してディジタルの受信信号を出力するA
/D変換器（８、９）と、該A/D変換器（８、９）からの
ディジタルの受信信号をある時間長に渡って蓄積する回
路（11、12）とを備えており、該蓄積された受信信号を
用いて一括復調するPSK信号復調装置であって、該蓄積
された時間軸上の受信信号を周波数軸上の受信信号に変
換する第１のFFT回路（14）と、該変換された周波数軸
上の受信信号のPSK変調波成分と雑音成分との違いを利
用して該受信信号の搬送波周波数を推定する一次推定器
（18）と、伝送路上で相加された雑音成分を軽減するた
めに、中心周波数が前記一次推定器によって推定された
搬送波周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上の受信
信号を通過させる帯域通過フィルタ（BPF2、19）とを備
えており、該帯域通過フィルタから出力される信号から
搬送波再生及びクロック再生を行ってPSK信号の復調を
行うようにしたPSK信号復調装置が提供される。
に対して直交関係にある第２の参照信号とを生成する固
定周波数発振器（５）及び移相器（４）と、入力された
PSK波受信信号を該第１及び第２の参照信号とで準同期
検波する回路（２、３）と、該検波により得られた互い
に直交関係にある２つの出力信号を所定の同期でサンプ
リングしA/D変換してディジタルの受信信号を出力するA
/D変換器（８、９）と、該A/D変換器（８、９）からの
ディジタルの受信信号をある時間長に渡って蓄積する回
路（11、12）とを備えており、該蓄積された受信信号を
用いて一括復調するPSK信号復調装置であって、該蓄積
された時間軸上の受信信号を周波数軸上の受信信号に変
換する第１のFFT回路（14）と、該変換された周波数軸
上の受信信号のPSK変調波成分と雑音成分との違いを利
用して該受信信号の搬送波周波数を推定する一次推定器
（18）と、伝送路上で相加された雑音成分を軽減するた
めに、中心周波数が前記一次推定器によって推定された
搬送波周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上の受信
信号を通過させる帯域通過フィルタ（BPF2、19）とを備
えており、該帯域通過フィルタから出力される信号から
搬送波再生及びクロック再生を行ってPSK信号の復調を
行うようにしたPSK信号復調装置が提供される。
前記帯域通過フィルタ（19）から出力される周波数軸
上の信号を時間軸上の信号に逆変換する第１のIFFT回路
（20）と、該逆変換された時間軸上の信号の変調成分を
除去して無変調信号を出力する逓倍器（21）と、該出力
された時間軸上の無変調信号を周波数軸上の無変調信号
に変換する第２のFFT回路（22）と、離散的に得られて
いる該周波数軸上の無変調信号のうちで最大レベルを持
つ搬送波周波数及び位相を補間法によって推定する二次
推定器（23）とを備えることが好ましい。
上の信号を時間軸上の信号に逆変換する第１のIFFT回路
（20）と、該逆変換された時間軸上の信号の変調成分を
除去して無変調信号を出力する逓倍器（21）と、該出力
された時間軸上の無変調信号を周波数軸上の無変調信号
に変換する第２のFFT回路（22）と、離散的に得られて
いる該周波数軸上の無変調信号のうちで最大レベルを持
つ搬送波周波数及び位相を補間法によって推定する二次
推定器（23）とを備えることが好ましい。
中心周波数が前記二次推定器（23）によって推定され
た搬送波周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上の受
信信号を通過させる波形整形用フィルタ（BPF3、24）
と、該波形整形用フィルタ（24）から出力される周波数
軸上の信号を時間軸上の信号に逆変換する第２のIFFT回
路（25）と、該逆変換された時間軸上の信号の振幅絶対
値成分が、前記蓄積する時間長に渡って最も大きくなる
サンプル点を再生クロックとするクロック再生器（27）
とを備えることが好ましい。
た搬送波周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上の受
信信号を通過させる波形整形用フィルタ（BPF3、24）
と、該波形整形用フィルタ（24）から出力される周波数
軸上の信号を時間軸上の信号に逆変換する第２のIFFT回
路（25）と、該逆変換された時間軸上の信号の振幅絶対
値成分が、前記蓄積する時間長に渡って最も大きくなる
サンプル点を再生クロックとするクロック再生器（27）
とを備えることが好ましい。
このように本発明によれば、TDMAバースト信号を受信
側で一旦受信信号の持つ搬送波周波数に近い値を持つ参
照搬送波で準同期検波を行い、検波により得られた受信
搬送波周波数と参照搬送波周波数との差の周波数を有す
るPSK変調波をA/D変換器によりアナログ／ディジタル変
換し、変換により得られたディジタル値を１バーストご
とに全てのサンプル値をメモリーに蓄積する。
側で一旦受信信号の持つ搬送波周波数に近い値を持つ参
照搬送波で準同期検波を行い、検波により得られた受信
搬送波周波数と参照搬送波周波数との差の周波数を有す
るPSK変調波をA/D変換器によりアナログ／ディジタル変
換し、変換により得られたディジタル値を１バーストご
とに全てのサンプル値をメモリーに蓄積する。
メモリーに蓄積された信号は、時間軸上の信号から周
波数軸上の信号に変換するFFT（高速フーリエ変換）手
法を用いて、ディジタル演算し、これにより受信信号の
初期位相、及び周波数偏差量を推定する。
波数軸上の信号に変換するFFT（高速フーリエ変換）手
法を用いて、ディジタル演算し、これにより受信信号の
初期位相、及び周波数偏差量を推定する。
また、受信信号のクロック成分も蓄積されたディジタ
ル値を用いた演算処理により抽出している。ここで得ら
れた、受信信号の初期位相、周波数偏差量は、メモリー
に蓄積された原信号を補正するために利用され、補正さ
れた信号は、再生されたクロックにより１ビットごとに
判定され、復調データとして出力される。
ル値を用いた演算処理により抽出している。ここで得ら
れた、受信信号の初期位相、周波数偏差量は、メモリー
に蓄積された原信号を補正するために利用され、補正さ
れた信号は、再生されたクロックにより１ビットごとに
判定され、復調データとして出力される。
本発明はこのようにバースト信号を一度ディジタル値
で全て蓄積し、FFT手法を用いたディジタル演算処理で
復調操作を行なうことから、回線状態の悪い、すなわち
低C/Nでしかも周波数偏差が非常に大きい場合の受信PSK
波に対しても復調が可能である。
で全て蓄積し、FFT手法を用いたディジタル演算処理で
復調操作を行なうことから、回線状態の悪い、すなわち
低C/Nでしかも周波数偏差が非常に大きい場合の受信PSK
波に対しても復調が可能である。
また、復調操作が蓄積されたディジタル値に対して行
なわれることから、リアルタイムで位相同期を行なう従
来方式と異なり、プリアンブルとしては、フレーム同期
を取るためのユニークワード系列だけあれば良く、これ
によりTDMAバースト信号の中の情報データの占める割合
が非常に大きく取ることが可能となり通信効率を高める
ことができる。
なわれることから、リアルタイムで位相同期を行なう従
来方式と異なり、プリアンブルとしては、フレーム同期
を取るためのユニークワード系列だけあれば良く、これ
によりTDMAバースト信号の中の情報データの占める割合
が非常に大きく取ることが可能となり通信効率を高める
ことができる。
一方、本発明の復調装置は、TDMA信号に対してのみで
なく、連続モードのPSK変調波に対しても、変調波送信
時の初期同期操作あるいは、同期はずれが発生した時の
再同期操作に対しても、本発明の手法を利用することが
可能である。これにより、従来、連続モードで長い時間
がかかった同期操作が、あるきめられた時間で完全に同
期を確立することが可能である。
なく、連続モードのPSK変調波に対しても、変調波送信
時の初期同期操作あるいは、同期はずれが発生した時の
再同期操作に対しても、本発明の手法を利用することが
可能である。これにより、従来、連続モードで長い時間
がかかった同期操作が、あるきめられた時間で完全に同
期を確立することが可能である。
（実施例） 以下、図面を用いて本発明の実施例について詳細に説
明する。
明する。
第２図は本発明の実施例を示す図であり、入力変調波
としてはＭ相PSK波を想定する。
としてはＭ相PSK波を想定する。
第２図で100はＭ相PSK変調波の入力端子、１は帯域通
過フィルタ、2,3は乗算器、４はπ/2移相器、５は固定
周波数発振器、6,7は低域通過フィルタ、8,9はアナログ
／ディジタル変換器、10は入力バッファ切替制御回路、
11,12は入力バッファ、13は、ディジタル処理型復調
器、1301は復調データ出力端子を示す。
過フィルタ、2,3は乗算器、４はπ/2移相器、５は固定
周波数発振器、6,7は低域通過フィルタ、8,9はアナログ
／ディジタル変換器、10は入力バッファ切替制御回路、
11,12は入力バッファ、13は、ディジタル処理型復調
器、1301は復調データ出力端子を示す。
ここで、100の入力端子には、次式で表わされるＭ相P
SK波が入力される。
SK波が入力される。
式（１）でＡは受信信号の振幅レベルを示し、Ｗ′ｃ
は搬送波角周波数、θ０は初期位相を示し、θｋは、ｋ
番目の情報ビットに応じた位相情報であり、２相PSK
（Ｍ＝２）では、θｋは０、πを取り、４相PSK（Ｍ＝
４）では、θｋは、０、π/2、π、３π/2を取る。
は搬送波角周波数、θ０は初期位相を示し、θｋは、ｋ
番目の情報ビットに応じた位相情報であり、２相PSK
（Ｍ＝２）では、θｋは０、πを取り、４相PSK（Ｍ＝
４）では、θｋは、０、π/2、π、３π/2を取る。
一方、Ｔは１シンボル当りの時間を示し、ｎ（ｔ）は
伝送路上で相加された雑音である。
伝送路上で相加された雑音である。
式（１）で示される受信信号の搬送波角周波数Ｗ′ｃ
は送信搬送波の安定度及び使用回線内に含まれる周波数
変換器の固定発振器の安定度等により、送信側で送信し
た搬送波角周波数Wcとは異なった値となっている。すな
わち回線内には（Ｗ′ｃ−Wc）の周波数偏差を持つこと
になる。従って、１に示す受信フィルタBPF1の帯域幅
は、通常通信回線全体で発生しうる周波数偏差の最大値
を考慮して決定しなければならない。
は送信搬送波の安定度及び使用回線内に含まれる周波数
変換器の固定発振器の安定度等により、送信側で送信し
た搬送波角周波数Wcとは異なった値となっている。すな
わち回線内には（Ｗ′ｃ−Wc）の周波数偏差を持つこと
になる。従って、１に示す受信フィルタBPF1の帯域幅
は、通常通信回線全体で発生しうる周波数偏差の最大値
を考慮して決定しなければならない。
例えば、周波数偏差が、信号帯域と同程度の場合に
は、BPF1の帯域幅は信号帯域の３倍程度必要となる。こ
のように受信信号の周波数偏差量が大きい場合には、受
信BPF1の帯域を広く取る必要があり、このため雑音もこ
の広い帯域を通過した分だけ復調器に入力されることに
なる。BPF1を通過した信号と雑音は、５の固定発振器か
ら得られる参照搬送波により準同期検波される。５の固
定発振器で発生される参照搬送波は次式で表わされる。
は、BPF1の帯域幅は信号帯域の３倍程度必要となる。こ
のように受信信号の周波数偏差量が大きい場合には、受
信BPF1の帯域を広く取る必要があり、このため雑音もこ
の広い帯域を通過した分だけ復調器に入力されることに
なる。BPF1を通過した信号と雑音は、５の固定発振器か
ら得られる参照搬送波により準同期検波される。５の固
定発振器で発生される参照搬送波は次式で表わされる。
式（２）でＷ″ｃは、固定発振器の持つ角周波数であ
り送信側で送信された角周波数Wcに近い値を持ち、以下
の説明ではWc＝Ｗ″ｃと仮定する。θ１は固定発振器の
初期位相を示す。式（２）の参照搬送波は、４のπ/2移
相器を通ることにより次式のようになる。
り送信側で送信された角周波数Wcに近い値を持ち、以下
の説明ではWc＝Ｗ″ｃと仮定する。θ１は固定発振器の
初期位相を示す。式（２）の参照搬送波は、４のπ/2移
相器を通ることにより次式のようになる。
結局、式（１）の受信信号と式（２）（３）で示す参
照搬送波とが乗積され、201,202には、それぞれ次式に
示される信号が表われる。
照搬送波とが乗積され、201,202には、それぞれ次式に
示される信号が表われる。
e1（ｔ）＝Ｓ（ｔ）・Rc（ｔ） ＝Acos｛（Wc′−Wc）ｔ＋θｋ＋θ０−θ１｝ ＋Acos｛（Wc′＋Wc）ｔ＋θｋ＋θ０＋θ１｝ ＋ｎ（ｔ）・Rc（ｔ） ……（４） e2（ｔ）＝Ｓ（ｔ）・Rs（ｔ） ＝−Asin｛（Wc′−Wc）ｔ＋θｋ＋θ０−θ１｝ ＋Asin｛（Wc′＋Wc）ｔ＋θｋ＋θ０＋θ１｝ ＋ｎ（ｔ）・Rs（ｔ） ……（５） 式（４）（５）で示される信号は、6,7の低域通過フ
ィルタを通ることにより高調波成分が除去され、601,60
2には、それぞれ次式に示す信号が表われる。
ィルタを通ることにより高調波成分が除去され、601,60
2には、それぞれ次式に示す信号が表われる。
▲ｅ′ １▼（ｔ）＝Acos｛（Ｗ′ｃ−Wc）ｔ＋θｋ＋θ
０−θ１｝ ＋▲ｎ′ ｃ▼（ｔ） ……（６） ▲ｅ′ ２▼（ｔ）＝Asin｛（Ｗ′ｃ−Wc）ｔ＋θｋ＋θ
０−θ１｝ ＋▲ｎ′ ｓ▼（ｔ） ……（７） 但し、式（６）（７）で▲ｎ′ ｃ▼（ｔ）、▲ｎ′ ｓ
▼（ｔ）は、それぞれ直交関係にある、中心周波数
（Ｗ′ｃ−Wc）を持つ低域通過フィルタ通過後の雑音を
示す。ここで、（Ｗ′ｃ−Wc）は、受信信号と、参照搬
送波との間の周波数偏差量を示し、以後ΔＷとする。
０−θ１｝ ＋▲ｎ′ ｃ▼（ｔ） ……（６） ▲ｅ′ ２▼（ｔ）＝Asin｛（Ｗ′ｃ−Wc）ｔ＋θｋ＋θ
０−θ１｝ ＋▲ｎ′ ｓ▼（ｔ） ……（７） 但し、式（６）（７）で▲ｎ′ ｃ▼（ｔ）、▲ｎ′ ｓ
▼（ｔ）は、それぞれ直交関係にある、中心周波数
（Ｗ′ｃ−Wc）を持つ低域通過フィルタ通過後の雑音を
示す。ここで、（Ｗ′ｃ−Wc）は、受信信号と、参照搬
送波との間の周波数偏差量を示し、以後ΔＷとする。
式（６）（７）で示される信号は、8,9のアダログ／
ディジタル変換器により次式に示されるようなディジタ
ル値に変換される。
ディジタル変換器により次式に示されるようなディジタ
ル値に変換される。
Xi＝▲ｅ′ １▼（ti） ＝Acos｛ΔWti＋θｋ＋θ０−θ１｝＋▲ｎ′ ｃ▼
（ti） ……（８） Yi＝▲ｅ′ ２▼（ti） ＝−Asin｛ΔWti＋θｋ＋θ０−θ１｝＋▲ｎ′ ｓ▼（t
i） ……（９） 但し、tiはｉ番目のサンプル時間を示し、ｉは１から
Ｎまで取り、これは１バースト長に相当するものとす
る。
（ti） ……（８） Yi＝▲ｅ′ ２▼（ti） ＝−Asin｛ΔWti＋θｋ＋θ０−θ１｝＋▲ｎ′ ｓ▼（t
i） ……（９） 但し、tiはｉ番目のサンプル時間を示し、ｉは１から
Ｎまで取り、これは１バースト長に相当するものとす
る。
Xi,Yiは10の入力バッファ切替制御回路に入力され
る。10の入力バッファ切替制御回路には、11,12のＡ
面、Ｂ面の２つの入力バッファが接続されており、最初
Ａ面の入力バッファに蓄積される。Ａ面の入力バッファ
に１バースト分のＮ個のディジタルデータが蓄積される
と、Ｎ個のディジタルデータは、13のディジタル処理型
復調回路に転送される。
る。10の入力バッファ切替制御回路には、11,12のＡ
面、Ｂ面の２つの入力バッファが接続されており、最初
Ａ面の入力バッファに蓄積される。Ａ面の入力バッファ
に１バースト分のＮ個のディジタルデータが蓄積される
と、Ｎ個のディジタルデータは、13のディジタル処理型
復調回路に転送される。
Ａ面の蓄積データが13の回路で処理されている間に、
入力される次のバースト信号は、10の切替制御回路によ
り、Ｂ面に接続され、蓄積される。
入力される次のバースト信号は、10の切替制御回路によ
り、Ｂ面に接続され、蓄積される。
すなわち、Ａ面に蓄積されたデータは、１バースト分
の受信時間の間に処理され、復調データとして、1301の
出力端子から出力される。
の受信時間の間に処理され、復調データとして、1301の
出力端子から出力される。
このように入力バッファをＡ面、Ｂ面交互に切替える
ことにより、TDMA信号を間欠なく復調することができ
る。
ことにより、TDMA信号を間欠なく復調することができ
る。
13のディジタル処理型復調回路の詳しい回路構成を第
３図に示す。
３図に示す。
第３図に示すディジタル処理型復調回路へは10の入力
バッファ切替制御回路から出力される、Ｎ組のディジタ
ルデータXi,Yiがそれぞれ1002,1003から入力される。
バッファ切替制御回路から出力される、Ｎ組のディジタ
ルデータXi,Yiがそれぞれ1002,1003から入力される。
ここでXi,Yiのデータは、第２図のBPF1を通過した信
号であり、受信信号の周波数偏差が大きいことを想定し
た場合には、上記のようにBPF1の帯域も広く取られてい
る。この場合、Xi,Yiには、式（６）（７）で示した▲
ｎ′ ｃ▼（ｔ），▲ｎ′ ｓ▼（ｔ）の雑音がBPF1の帯域
分だけ含まれることになる。例えば、BPF1の帯域が、受
信信号帯域と同じ場合と３倍の場合では、BPF1を通過し
た信号のC/Nは、4.7dBの違いがある。ここで、周波数偏
差が大きければ大きいほど、第２図のBPF1は広く取る必
要があることから、BPF1を通過した信号のC/Nは、BPF1
の帯域の増加に伴って劣化することになる。
号であり、受信信号の周波数偏差が大きいことを想定し
た場合には、上記のようにBPF1の帯域も広く取られてい
る。この場合、Xi,Yiには、式（６）（７）で示した▲
ｎ′ ｃ▼（ｔ），▲ｎ′ ｓ▼（ｔ）の雑音がBPF1の帯域
分だけ含まれることになる。例えば、BPF1の帯域が、受
信信号帯域と同じ場合と３倍の場合では、BPF1を通過し
た信号のC/Nは、4.7dBの違いがある。ここで、周波数偏
差が大きければ大きいほど、第２図のBPF1は広く取る必
要があることから、BPF1を通過した信号のC/Nは、BPF1
の帯域の増加に伴って劣化することになる。
従って、周波数偏差が非常に大きく、更に受信C/Nが
低い場合を想定した場合には、Xi,YiのC/Nは非常に小さ
くなることになる。このような低C/Nの受信信号を復調
するために、本発明ではFET手法を用いて、信号を時間
軸上から周波数軸上に変換し、周波数軸上で処理するこ
とにより、雑音レベルの軽減を図る手法を採用してい
る。
低い場合を想定した場合には、Xi,YiのC/Nは非常に小さ
くなることになる。このような低C/Nの受信信号を復調
するために、本発明ではFET手法を用いて、信号を時間
軸上から周波数軸上に変換し、周波数軸上で処理するこ
とにより、雑音レベルの軽減を図る手法を採用してい
る。
すなわち、Ｎ組のディジタルデータは14の複素FFT回
路で時間軸上の信号から周波数軸上の信号へ変換され
る。14の出力としては、周波数軸上の実数、虚数の振幅
スペクトラム値が出力される。これら値は15,16の２乗
器及び17の和算器により処理され1701には、TDMAバース
ト信号の１バースト分の電力スペクトラムが得られる。
雑音成分を含む変調信号の電力スペクトラムは、変調信
号が存在する帯域内だけに大きな電力レベルを持ち、雑
音は、白色雑音を想定した場合、第２図のBPF1の持つ帯
域内で一定の電力レベルを持つ。
路で時間軸上の信号から周波数軸上の信号へ変換され
る。14の出力としては、周波数軸上の実数、虚数の振幅
スペクトラム値が出力される。これら値は15,16の２乗
器及び17の和算器により処理され1701には、TDMAバース
ト信号の１バースト分の電力スペクトラムが得られる。
雑音成分を含む変調信号の電力スペクトラムは、変調信
号が存在する帯域内だけに大きな電力レベルを持ち、雑
音は、白色雑音を想定した場合、第２図のBPF1の持つ帯
域内で一定の電力レベルを持つ。
第４図に、この場合の電力スペクトラムの例を示す。
第４図で、W1W2……は、離散的な周波数値を示す。ここ
で離散的な周波数値の間隔をΔεとする。第４図から明
らかなように、周波数軸上で、周波数に相関を持つ信号
波形と、周波数に無相関な雑音とは、電力レベルを見る
ことにより、低C/Nでも比較的容易に識別することが可
能である。
第４図で、W1W2……は、離散的な周波数値を示す。ここ
で離散的な周波数値の間隔をΔεとする。第４図から明
らかなように、周波数軸上で、周波数に相関を持つ信号
波形と、周波数に無相関な雑音とは、電力レベルを見る
ことにより、低C/Nでも比較的容易に識別することが可
能である。
本発明では、これら特徴を利用し、第３図の18の回路
で、変調信号の大体の中心周波数を推定している。方法
としては、まず、変調信号の持つ帯域幅と同程度の帯域
幅内の電力和を次式によって求める。
で、変調信号の大体の中心周波数を推定している。方法
としては、まず、変調信号の持つ帯域幅と同程度の帯域
幅内の電力和を次式によって求める。
式（10）でDlは離散的周波数Wlから変調信号の帯域幅
Bsに相当する周波数までの間に含まれる電力和を示す。
Bsに相当する周波数までの間に含まれる電力和を示す。
ｍは、変調信号の帯域内に含まれるサンプル数であ
り、m,Δε及びBsとの間には次式の関係が成立する。
り、m,Δε及びBsとの間には次式の関係が成立する。
Bs＝ｍ・Δε ……（11） 式（10）でPiは、ｉサンプル目の電力値を示す。ここ
で、（ｌ＋１）番目から帯域幅Bsの間の電力Dl+1は式
（10）を用いることにより次式のように求まる。
で、（ｌ＋１）番目から帯域幅Bsの間の電力Dl+1は式
（10）を用いることにより次式のように求まる。
Dl+1＝Dl＋Pm+l−Pl ……（12） 式（12）から明らかなように、Dl+1は、DlとPl、Pm+l
の電力値を用いて計算できることから、１サンプルずつ
スライドした場合のDl+2、Dl+3…は、式（12）と同様に
短時間で計算することができる。
の電力値を用いて計算できることから、１サンプルずつ
スライドした場合のDl+2、Dl+3…は、式（12）と同様に
短時間で計算することができる。
ここで、第４図に示すように全周波数帯域W1からWNま
での間で、Dl｛ｌ＝１〜（Ｎ−ｍ＋１）｝の持つ電力が
最大の場所に、変調信号が存在している可能性が最も高
いと考えると、変調信号の中心周波数は次式によって求
めることができる。
での間で、Dl｛ｌ＝１〜（Ｎ−ｍ＋１）｝の持つ電力が
最大の場所に、変調信号が存在している可能性が最も高
いと考えると、変調信号の中心周波数は次式によって求
めることができる。
ｌ＝１〜（Ｎ−ｍ＋１） 結局、式（13）より、変調信号の中心周波数Wrは、次
式で表わされる。
式で表わされる。
以上述べたように、FFT手法を用いることにより、変
調信号の中心周波数Wrは、回線状態が非常に悪い状態で
も比較的正確に推定することができる。
調信号の中心周波数Wrは、回線状態が非常に悪い状態で
も比較的正確に推定することができる。
次に、推定された周波数Wrを中心周波数に持つ、帯域
通過フィルタ19に、受信信号を入力する。ここで、19の
BPF2の帯域幅は、従来の復調器で使用されている受信フ
ィルタの帯域幅と同程度の値を持つものとする。
通過フィルタ19に、受信信号を入力する。ここで、19の
BPF2の帯域幅は、従来の復調器で使用されている受信フ
ィルタの帯域幅と同程度の値を持つものとする。
すなわち、信号帯域Bsの1.3倍から1.5倍程度の帯域幅
とする。
とする。
また、ここで行うフィルタ操作は、1401,1402に得ら
れている周波数軸上の複素サンプル値（ηi,ζｉ）に対
して、BPF2の周波数特性Biを用いて次式のような演算で
行なうことができる。但し、BPF2の周波数特性は振幅特
性だけを有するものとし、実数部だけを有するものとす
る。
れている周波数軸上の複素サンプル値（ηi,ζｉ）に対
して、BPF2の周波数特性Biを用いて次式のような演算で
行なうことができる。但し、BPF2の周波数特性は振幅特
性だけを有するものとし、実数部だけを有するものとす
る。
▲η′ ｉ▼＋▲ｊζ′ ｉ▼＝（ηｉ＋ｊζｉ）Bi ……
（15） （ｉ＝１〜Ｎ） 但し、▲η′ ｉ▼，▲ｊζ′ ｉ▼はフィルタ通過後の
信号波形の実数、虚数部のｉサンプル目の周波数に相当
する振幅スペクトラム値を示す。
（15） （ｉ＝１〜Ｎ） 但し、▲η′ ｉ▼，▲ｊζ′ ｉ▼はフィルタ通過後の
信号波形の実数、虚数部のｉサンプル目の周波数に相当
する振幅スペクトラム値を示す。
以上の操作により、BPF2通過後の受信信号のC/Nは、 だけ改善することが可能である。例えば、BPF1の帯域幅
が5Bsとし、BPF2の帯域幅が1.3Bsとすると、C/Nの改善
量は、約6dBとなる。BPF1が5Bsの帯域幅を持つというこ
とは、周波数偏差量は、最大±2Bsを想定していること
になる。このように非常に大きな周波数偏差のある受信
信号に対しても、本手法によれば、周波数偏差のない場
合、すなわち、BPF1の帯域幅が1.3Bsの場合と等価の受
信C/Nで復調操作が可能となる。
が5Bsとし、BPF2の帯域幅が1.3Bsとすると、C/Nの改善
量は、約6dBとなる。BPF1が5Bsの帯域幅を持つというこ
とは、周波数偏差量は、最大±2Bsを想定していること
になる。このように非常に大きな周波数偏差のある受信
信号に対しても、本手法によれば、周波数偏差のない場
合、すなわち、BPF1の帯域幅が1.3Bsの場合と等価の受
信C/Nで復調操作が可能となる。
BPF2通過後の信号は、20のIFFT回路で周波数軸上の信
号から時間軸上の信号に変換される。
号から時間軸上の信号に変換される。
時間軸上に変換された信号は、厳密に言えば式（８）
（９）の信号がBPF2を通過した場合の信号波形となる。
ただし、BPF2の通過帯域幅を上述したように変調帯域幅
より広くとっていることから、変調信号そのものに与え
る影響は無視できるものと考えられる。また、式（８）
（９）における雑音成分については、以下の逓倍操作の
説明では本質的なものではないから、以降の説明では、
IFFT回路出力Sout（ti）として、式（８）（９）で雑音
成分を考慮しない信号を想定する。
（９）の信号がBPF2を通過した場合の信号波形となる。
ただし、BPF2の通過帯域幅を上述したように変調帯域幅
より広くとっていることから、変調信号そのものに与え
る影響は無視できるものと考えられる。また、式（８）
（９）における雑音成分については、以下の逓倍操作の
説明では本質的なものではないから、以降の説明では、
IFFT回路出力Sout（ti）として、式（８）（９）で雑音
成分を考慮しない信号を想定する。
例えば、変調信号として２相PSKを考えた場合、θｋ
は０、πをとり、Ｍは２となる。従って、式（16）は次
式のようになる。
は０、πをとり、Ｍは２となる。従って、式（16）は次
式のようになる。
式（17）より２θｋは、０か２πとなり、変調成分が
除去され、中心周波数２（Ｗ′ｃ−Wc），初期位相（２
θ０−２θ１）を持つ、無変調波となる。
除去され、中心周波数２（Ｗ′ｃ−Wc），初期位相（２
θ０−２θ１）を持つ、無変調波となる。
21のＭ逓倍器の出力としては、式（17）に示す無変調
波と実際には、雑音が含まれることになる。次に、Ｍ逓
倍器の出力信号は、FFTにより時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換される。ここで雑音は、すべての周
波数に平均的に存在し、これに対し、信号電力を持つ無
変調波は周波数２（Ｗ′ｃ−Wc）だけに存在することに
なる。従って、21の逓倍器により、変調信号を無変調波
とすることにより、周波数２（Ｗ′ｃ−Wc）の点におけ
る信号と、雑音成分の識別が、低C/Nにおいても可能と
なる。一方、周波数偏差量２（Ｗ′ｃ−Wc）が非常に大
きくても、FFT手法を用いていることから２（Ｗ′ｃ−W
c）の周波数値を検出することが可能である。しかしな
がら、周波数偏差量（Ｗ′ｃ−Wc）を推定する場合、Ｍ
逓倍後の時間軸上信号をFFTで周波数軸上の信号にした
としても正確に周波数（Ｗ′ｃ−Wc）を求めることはで
きない。何故ならば、離散値データを用いたFFTでは、
振幅スペクトラムも離散的な周波数値でしか得ることが
できない。すなわち離散的な周波数の間隔Δεの精度で
しか周波数値を求めることができない。
波と実際には、雑音が含まれることになる。次に、Ｍ逓
倍器の出力信号は、FFTにより時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換される。ここで雑音は、すべての周
波数に平均的に存在し、これに対し、信号電力を持つ無
変調波は周波数２（Ｗ′ｃ−Wc）だけに存在することに
なる。従って、21の逓倍器により、変調信号を無変調波
とすることにより、周波数２（Ｗ′ｃ−Wc）の点におけ
る信号と、雑音成分の識別が、低C/Nにおいても可能と
なる。一方、周波数偏差量２（Ｗ′ｃ−Wc）が非常に大
きくても、FFT手法を用いていることから２（Ｗ′ｃ−W
c）の周波数値を検出することが可能である。しかしな
がら、周波数偏差量（Ｗ′ｃ−Wc）を推定する場合、Ｍ
逓倍後の時間軸上信号をFFTで周波数軸上の信号にした
としても正確に周波数（Ｗ′ｃ−Wc）を求めることはで
きない。何故ならば、離散値データを用いたFFTでは、
振幅スペクトラムも離散的な周波数値でしか得ることが
できない。すなわち離散的な周波数の間隔Δεの精度で
しか周波数値を求めることができない。
Δεの大きさを小さくし、精度を上げるためには、非
常に多くのサンプル数を取る必要がある。この場合、FF
Tのための演算時間が非常に長くなり、また、受信信号
のディジタル値を蓄積するためのメモリーも非常に大き
なものを用意しなければならなくなること等、ハード構
成上好ましくない。
常に多くのサンプル数を取る必要がある。この場合、FF
Tのための演算時間が非常に長くなり、また、受信信号
のディジタル値を蓄積するためのメモリーも非常に大き
なものを用意しなければならなくなること等、ハード構
成上好ましくない。
これらの観点から、本発明では、少ないサンプル数の
FFTで得られた周波数軸上のデータを補間公式を用いて
補間し、周波数及び位相を推定している。すなわち、Ｍ
逓倍操作後の出力信号を、FFTで時間軸から周波数軸上
に変換し、周波数軸上で電力値が最大の値を持つその周
波数及び位相を補間公式を用いて精度良く求めている。
電力値が最大の値を持つ周波数とは、２（Ｗ′ｃ−Wc）
を含む離散周波数値である。
FFTで得られた周波数軸上のデータを補間公式を用いて
補間し、周波数及び位相を推定している。すなわち、Ｍ
逓倍操作後の出力信号を、FFTで時間軸から周波数軸上
に変換し、周波数軸上で電力値が最大の値を持つその周
波数及び位相を補間公式を用いて精度良く求めている。
電力値が最大の値を持つ周波数とは、２（Ｗ′ｃ−Wc）
を含む離散周波数値である。
ここで推定された周波数及び位相をそれぞれWs、及び
θｓとする。
θｓとする。
24のBPF3は、受信信号の符号間干渉の影響を最小化す
るための波形整形用フィルタであり、中心周波数は、 とする。
るための波形整形用フィルタであり、中心周波数は、 とする。
24の波形整形用フィルタ出力の周波数軸上の信号は、
25のIFFT操作により時間軸上の信号とされる。ここで、
時間軸上の信号は、次式で表わされる。
25のIFFT操作により時間軸上の信号とされる。ここで、
時間軸上の信号は、次式で表わされる。
Ｓ′ｉ＝Ｘ′ｉ＋jY′ｉ（ｉ＝１〜Ｎ） ……（18） 式（18）の進行は、23の回路で推定されたWs,θｓを
用いて、次式のように補正される。
用いて、次式のように補正される。
式（19）の進行は、周波数偏差、位相偏差が補正され
たベースバンド信号である。一方、式（19）のベースバ
ンド信号から情報データを判定するためには、データの
クロック情報が必要となる。
たベースバンド信号である。一方、式（19）のベースバ
ンド信号から情報データを判定するためには、データの
クロック情報が必要となる。
ここで、データクロック情報は、27のクロック再生器
で再生される。データクロックは、時間軸上の信号式
（18）を用いて、以下のように求めることができる。１
シンボル当りのサンプル数をｎ個とすると、時間軸上の
信号のサンプル点、シンボル間隔の関係は第５図のよう
に表わされる。
で再生される。データクロックは、時間軸上の信号式
（18）を用いて、以下のように求めることができる。１
シンボル当りのサンプル数をｎ個とすると、時間軸上の
信号のサンプル点、シンボル間隔の関係は第５図のよう
に表わされる。
第５図の関係を使い、次式によって、ｎ個の値を計算
する。
する。
但し、ｉ＝０〜（ｎ−１）であり、ＬはTDMA信号１バ
ースト内に含まれるシンボル数を示す。
ースト内に含まれるシンボル数を示す。
次に式（20）で得られたｎ個のqiの中で最大値を持
つ、ｉの値をＩとすれば、クロックは結局Ｉ、（Ｉ＋
ｎ）、（Ｉ＋2n）、………の場所のサンプル点となる。
17の回路では、結局以上述べた操作によりＩを求めるこ
とになる。
つ、ｉの値をＩとすれば、クロックは結局Ｉ、（Ｉ＋
ｎ）、（Ｉ＋2n）、………の場所のサンプル点となる。
17の回路では、結局以上述べた操作によりＩを求めるこ
とになる。
復調データは上記得られたクロックのサンプル点にお
ける式（19）の時間軸上の信号の判定を行うことにより
得られる。
ける式（19）の時間軸上の信号の判定を行うことにより
得られる。
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によるPSK信号復
調装置によれば、受信搬送波周波数の偏差量が大きく、
しかも低C/Nにおいても、精度良く復調することが可能
である。
調装置によれば、受信搬送波周波数の偏差量が大きく、
しかも低C/Nにおいても、精度良く復調することが可能
である。
また、本発明による復調装置をTDMA信号に対して適用
すれば、従来、TDMA信号の復調に際して必ず必要だった
搬送波再生用データ系列、クロック再生用データ系列無
しに、復調することが可能となり、TDMA方式の通信効率
を非常に高めることが可能となる。
すれば、従来、TDMA信号の復調に際して必ず必要だった
搬送波再生用データ系列、クロック再生用データ系列無
しに、復調することが可能となり、TDMA方式の通信効率
を非常に高めることが可能となる。
また、本発明の復調装置は、連続信号に対しても受信
信号の高速初期位相同期あるいは同期はずれを起こした
連続信号の再位相同期等に対しても適用可能である。
信号の高速初期位相同期あるいは同期はずれを起こした
連続信号の再位相同期等に対しても適用可能である。
第１図はTDMA信号フレームフォーマット、第２図は本発
明の実施例によるブロック図、第３図はディジタル処理
型復調回路の構成例、第４図は電力スペクトルの例、第
５図は時間軸上の信号のサンプル点とシンボル間隔の関
係を示す図である。
明の実施例によるブロック図、第３図はディジタル処理
型復調回路の構成例、第４図は電力スペクトルの例、第
５図は時間軸上の信号のサンプル点とシンボル間隔の関
係を示す図である。
Claims (3)
- 【請求項１】第１の参照信号と該第１の参照信号に対し
て直交関係にある第２の参照信号とを生成する固定周波
数発振器及び移相器と、入力されたPSK波受信信号を該
第１及び第２の参照信号とで準同期検波する回路と、該
検波により得られた互いに直交関係にある２つの出力信
号を所定の周期でサンプリングしA/D変換してディジタ
ルの受信信号を出力するA/D変換器と、該A/D変換器から
のディジタルの受信信号をある時間長に渡って蓄積する
回路とを備えており、該蓄積された受信信号を用いて一
括復調するPSK信号復調装置であって、 該蓄積された時間軸上の受信信号を周波数軸上の受信信
号に変換する第１のFFT回路と、該変換された周波数軸
上の受信信号のPSK変調波成分と雑音成分との違いを利
用して該受信信号の搬送波周波数を推定する一次推定器
と、伝送路上で相加された雑音成分を軽減するために、
中心周波数が前記一次推定器によって推定された搬送波
周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上の受信信号を
通過させる帯域通過フィルタとを備えており、該帯域通
過フィルタから出力される信号から搬送波再生及びクロ
ック再生を行ってPSK信号の復調を行うようにしたこと
を特徴とするPSK信号復調装置。 - 【請求項２】前記帯域通過フィルタから出力される周波
数軸上の信号を時間軸上の信号に逆変換する第１のIFFT
回路と、該逆変換された時間軸上の信号の変調成分を除
去して無変調信号を出力する逓倍器と、該出力された時
間軸上の無変調信号を周波数軸上の無変調信号に変換す
る第２のFFT回路と、離散的に得られている該周波数軸
上の無変調信号のうちで最大レベルを持つ搬送波周波数
及び位相を補間法によって推定する二次推定器とを備え
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のPSK
信号復調装置。 - 【請求項３】中心周波数が前記二次推定器によって推定
された搬送波周波数に可変制御されかつ前記周波数軸上
の受信信号を通過させる波形整形用フィルタと、該波形
整形用フィルタから出力される周波数軸上の信号を時間
軸上の信号に逆変換する第２のIFFT回路と、該逆変換さ
れた時間軸上の信号の振幅絶対値成分が、前記蓄積する
時間長に渡って最も大きくなるサンプル点を再生クロッ
クとするクロック再生器とを備えたことを特徴とする特
許請求の範囲第２項に記載のPSK信号復調装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265374A JP2526931B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
| GB8824446A GB2211703B (en) | 1987-10-22 | 1988-10-19 | Psk signal demodulation system |
| US07/260,851 US4912422A (en) | 1987-10-22 | 1988-10-21 | Demodulation system for PSK signals with low carrier to noise ratio and large frequency offset |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265374A JP2526931B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01108835A JPH01108835A (ja) | 1989-04-26 |
| JP2526931B2 true JP2526931B2 (ja) | 1996-08-21 |
Family
ID=17416294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265374A Expired - Lifetime JP2526931B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4912422A (ja) |
| JP (1) | JP2526931B2 (ja) |
| GB (1) | GB2211703B (ja) |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5398002A (en) * | 1989-02-15 | 1995-03-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic frequency control system by quadrature-phase in frequency or phase demodulating system |
| US5128966A (en) * | 1989-02-15 | 1992-07-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System for demodulating frequency- or phase-modulated signals by quadrature-phase |
| JPH03188738A (ja) * | 1989-12-19 | 1991-08-16 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Ｐｓｋ信号復調方式及び装置 |
| JPH03274844A (ja) * | 1990-03-24 | 1991-12-05 | Japan Radio Co Ltd | Ｐｓｋ変調信号の遅延検波回路 |
| JP2765600B2 (ja) * | 1991-09-19 | 1998-06-18 | 日本電気株式会社 | 復調回路 |
| GB2261797B (en) * | 1991-11-20 | 1995-02-08 | Northern Telecom Ltd | Acquisition of frequency bursts in PCN |
| US5272446A (en) * | 1991-11-29 | 1993-12-21 | Comsat | Digitally implemented fast frequency estimator/demodulator for low bit rate maritime and mobile data communications without the use of an acquisition preamble |
| US5473637A (en) * | 1993-10-05 | 1995-12-05 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Open-loop phase estimation methods and apparatus for coherent demodulation of phase modulated carriers in mobile channels |
| US5533060A (en) * | 1993-12-16 | 1996-07-02 | Satellite Communication Laboratory Co., Ltd. | Multi-phase PSK signal decoder including phase display generator with phase correcting feedback |
| FR2758038B1 (fr) * | 1996-12-30 | 1999-01-29 | Alsthom Cge Alcatel | Dispositif d'estimation de l'ecart de frequence existant entre la frequence porteuse d'un signal numerique et la frequence d'un oscillateur local de reception, et recepteur correspondant |
| US5955992A (en) * | 1998-02-12 | 1999-09-21 | Shattil; Steve J. | Frequency-shifted feedback cavity used as a phased array antenna controller and carrier interference multiple access spread-spectrum transmitter |
| CN100391131C (zh) * | 1998-08-21 | 2008-05-28 | 埃沃罗杰克斯有限公司 | 信息传输方法和适用该方法的系统 |
| FR2801458B1 (fr) * | 1999-11-18 | 2002-04-26 | Cit Alcatel | Procede pour estimer la frequence porteuse d'un signal numerique a modulation de phase |
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| US10931338B2 (en) | 2001-04-26 | 2021-02-23 | Genghiscomm Holdings, LLC | Coordinated multipoint systems |
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| US10355720B2 (en) | 2001-04-26 | 2019-07-16 | Genghiscomm Holdings, LLC | Distributed software-defined radio |
| US10142082B1 (en) | 2002-05-14 | 2018-11-27 | Genghiscomm Holdings, LLC | Pre-coding in OFDM |
| US10200227B2 (en) | 2002-05-14 | 2019-02-05 | Genghiscomm Holdings, LLC | Pre-coding in multi-user MIMO |
| US9628231B2 (en) | 2002-05-14 | 2017-04-18 | Genghiscomm Holdings, LLC | Spreading and precoding in OFDM |
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