JP4277090B2

JP4277090B2 - キャリア周波数検出方法

Info

Publication number: JP4277090B2
Application number: JP2004014996A
Authority: JP
Inventors: 孝一吉原
Original assignee: テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー
Priority date: 2004-01-22
Filing date: 2004-01-22
Publication date: 2009-06-10
Anticipated expiration: 2024-01-22
Also published as: US20050164668A1; US7430247B2; JP2005210436A

Description

本発明は、位相変調信号を復調する際に必要となるキャリア周波数を検出する方法に関し、特にフィードバック・ループを用いず、簡素に実現可能なキャリア周波数検出方法に関する。

携帯電話など無線通信においては、アナログ方式の変調方式からデジタル変調方式へと移行しつつある。受信端末では、ベースバンド信号でデジタル変調されたキャリア信号を受信して、ベースバンド信号を復調することで送信側が送った情報を復元する。

図１は、ＱＰＳＫ変調信号の復調回路の一例を示す機能ブロック図である。受信したＱＰＳＫ変調信号は、第１及び第２位相検波回路１２及び１４にそれぞれ供給される。また、キャリア再生回路１６にも供給される。キャリア再生回路１６は、ＱＰＳＫ変調信号のキャリア信号を再生し、第１位相検波回路１２に供給する。また、キャリア信号は、第２位相検波回路１４には、π／２位相シフト回路１８を介して供給される。第１及び第２位相検波回路１２及び１４の出力信号は、それぞれ第１及び第２識別再生回路２０及び２２に供給される。第１及び第２識別再生回路２０及び２２は、タイミング抽出回路２４が供給するタイミング信号に従って”１”か”０”の判定を行い、ベースバンド信号の同相（Ｉ）及び直交（Ｑ）成分を復調する。

キャリア再生回路１６が用いるキャリア信号再生方法としては、コスタス・ループを用いるものが知られている。コスタス・ループでは、Ｎ−ＰＳＫ変調信号をＮ逓倍することで、変調された位相成分もＮ倍とする（Ｎは整数）。このとき、Ｎ−ＰＳＫ変調信号は２π／Ｎ位相の単位でキャリア信号の位相変調をするので、Ｎ逓倍されると変調成分が２πの整数倍となって消えてしまうことを利用する。また、Ｎ逓倍する過程で、Ｎ−ＰＳＫ変調信号自身又はこれとほぼ同じ周波数の信号と乗算することで、三角関数の積和公式に従う形で、キャリア周波数と位相誤差成分を分離し、ローパス・フィルタで位相差成分のみを取り出して、真のキャリア周波数が得られるようにフィードバック・ループを用いて制御する。

図２は、コスタス・ループを用いてＱＰＳＫ変調信号からキャリア信号を再生する従来例のブロック図である。受信したＱＰＳＫ変調信号は、掛け算器３０、３２、３４及び３６に供給されて、可変周波数発振回路３８が供給する可変周波数信号と掛け算処理が行われる。ただし、掛け算器３２、３４及び３６に供給される可変周波数信号は、掛け算器３０に供給されるものと比較して、対応する位相シフト回路により、それぞれπ／４、π／２及び３π／４だけ位相シフトされる。掛け算器３０、３２、３４及び３６の出力信号は、対応するローパス・フィルタ（ＬＰＦ）を通過すると、キャリア周波数成分が除去される。４つのＬＰＦそれぞれの出力信号は、掛け算器４８で掛け算される。掛け算器４８の出力信号は、元の周波数に比較して４逓倍されているため、位相変調成分も消えて、キャリア周波数と可変周波数信号の位相差δΦに応じた出力信号が得られる。これがループ・フィルタ５０を通してＶＣＯ３８に供給される。ループ・フィルタ５０の出力信号によって、可変周波数発振回路３８の出力信号の周波数は、掛け算器４８の出力信号を小さくする方向に制御される。この制御によって位相差δΦが０になると、結果として可変周波数発振回路３８の出力信号にキャリア信号が再生されることになる。なお、図１及び図２では、ＱＰＳＫ変調信号の例（４相の例）を示したが、Ｎ−ＰＳＫ変調信号の場合も原理的には同様に行うことができる。

ところで、図１及び図２に示す各ブロックの機能は、ハードウェアで実現せず、コンピュータを用いたソフトウェアによる演算で実現しても良い。この場合、受信したＱＰＳＫ変調信号をアナログ・デジタル変換によって、デジタル・データに変換してから復調処理を行う。更に、例えば、信号解析など、受信した変調信号のリアルタイムな復調を必要せず、様々な演算処理を繰り返すような場合では、デジタル・データになったＱＰＳＫ変調信号をハードディスクなどの記憶装置に一旦記憶し、記憶したデジタル・データを読み出して図１及び図２に示す処理を行うようにしても良い。もちろん、演算処理による場合でも、処理速度が充分に速ければ、リアルタイム処理も可能になる。

コスタス・ループを用いたキャリア信号の再生に関する発明は、例えば、特開２００１−１３６２２２号公報（欧州特許公開１０９８４８３号に対応）に開示されている。これは、キャリア信号を高速かつ高精度で再生するものである。これを実現するため、従来よりもノイズの少ないフィードバック・ループを構成できるループフィルタ回路を開示している。なお、この特許文献が開示発明では、受信した変調信号自身を乗算することで逓倍を行っている。以下、本願においても逓倍の方法は、変調信号自身又はこれとは別に作成したほぼ同じ周波数の信号と変調信号との乗算のいずれの方法でも良いものとする。

ところで、一般にコスタス・ループを利用する上で性能上の障害となりがちなのは、そのフィードバック・ループである。適切にフィードバック・ループを構成しないと、簡単に発振してしまうからである。また、特開２００１−１３６２２２号公報に示すフィードバック・ループでは、高速かつ高精度のキャリア信号再生を実現するため、複雑な回路を用いている。これらの問題は、原理的な問題であるため、ソフトウァアによる演算で、ハードウェアで実現している各機能が理想的に動作するとして処理を行った場合でも、回避できるものではない。
特開２００１−１３６２２２号公報

コスタス・ループを用いたキャリア信号再生では、フィードバック・ループを適切に構成するのが難しい。そこで本発明によるキャリア周波数検出方法では、逓倍による位相変調成分の除去という考え方を利用しつつ、フィードバック・ループを用いないことで複雑な処理を必要としないキャリア信号の周波数を検出する方法を提供する。

本発明によるキャリア周波数検出方法によれば、Ｎ相位相変調信号のキャリア周波数を、フィードバック・ループを用いずに検出できるので、復調回路に応用した場合に希望の性能の実現が容易になる。本発明のキャリア周波数検出方法は、いくつかのステップから構成される。その第１ステップでは、Ｎ相位相変調信号のデジタル・データを取得する。これは、受信したＮ相位相変調信号を必要なサンプリング周波数でアナログ・デジタル変換することによって実現すれば良い。第２ステップでは、Ｎ相位相変調信号のＮ逓倍信号を生成する。これは、例えば、コスタス・ループで行っているような方法で行えば良い。このＮ逓倍信号は、第３ステップにおいて、ＦＦＴ演算などにより周波数領域データに変換される。第４ステップでは、周波数領域データからクレスト周波数を特定することにより、キャリア周波数を特定する。ここで、クレスト周波数とは、Ｎ相位相変調信号のＮ逓倍信号が含む周波数成分の真にピークを示す周波数のことである。

逓倍処理を行ってもキャリア周波数の特定過程でエイリアシングが発生しないようにするため、例えば、第２ステップにおいて、Ｎ相位相変調信号の中心周波数の絶対値を、Ｎ相位相変調信号をデジタル・データに変換する際のサンプリング周波数の２Ｎ分の１より小さい周波数にシフトしてからＮ逓倍信号を生成すると良い。これによって、Ｎ相位相変調信号の中心周波数付近にあるキャリア周波数がＮ逓倍になっても、サンプリング周波数の２分の１内に収めることができる。なお、この場合では、第４ステップにおいて、クレスト周波数から第２ステップにおける周波数シフト量の分を差し引く処理を行ってキャリア周波数を特定する必要がある。

もしＦＦＴ演算が非常に高い分解能で、即ち、非常に大量の周波数領域データを生成できれば、一度でクレスト周波数に真にピッタリ対応する周波数領域データを生成できる可能性もある。しかし、実際には、分解能の問題から、クレスト周波数に真にピッタリ対応する周波数領域データを一回で求めることは困難であるため、最初におおよそクレスト周波数に近い周波数を求めてから、クレスト周波数を求める処理を行うのが現実的である。そこで本発明の第４ステップでは、更に次のステップが実行される。即ち、第５のステップとして、第３ステップで求めた周波数領域データ中のピークを示した周波数領域データと、この周波数領域データの隣の周波数領域データとの間の複数の周波数へ、例えばＮ相位相変調信号の中心周波数を順次シフトしてから、夫々に対応する複数のＮ逓倍信号を生成する。第６ステップでは、複数のＮ逓倍信号を周波数領域データに変換する。第７ステップでは、これら複数のＮ逓倍信号に夫々対応する周波数領域データの夫々のピーク値に対するその対応する周波数領域データの電力の比が最大になる周波数を求める。そして、第７ステップで求めた周波数をクレスト周波数とする。これによれば、クレスト周波数、即ち、真のピークを有する周波数が周波数領域データと周波数領域データの間にある場合であっても、非常の高い精度で求めることができる。

以上のような本発明の方法によれば、コスタス・ループ等で用いていたフィードバック・ループが必要でなく、よって複雑な処理なしでＮ相位相変調信号のキャリア周波数を検出できる。よって、復調回路での検波に必要なキャリア信号を容易に再生できるようになる。

図３は、本発明によるキャリア周波数検出方法の機能ブロック図である。また、図４は、本発明によるキャリア周波数検出方法の処理の流れを示すフローチャートである。図しないが、本発明を実行する装置は、周知のマイクロプロセッサ、ハードディスク、キーボード等を有する。また、本発明を実行するためのプログラムは、例えば、ハードディスクなどの記憶手段に記憶されている。図３では、４相位相変調信号（ＱＰＳＫ）の例を示すが、一般にＮ相（Ｎは自然数）の位相変調信号に関しても使用できる。これには、ＯＱＰＳＫ（オフセットＱＰＳＫ）なども含まれる。

アナログ・デジタル変換回路５２は、ＱＰＳＫ信号をアナログ・デジタル変換し、デジタル・データに変換する（ステップ１０４）。ＱＰＳＫ変調信号のデジタル・データは、必要に応じてハードディスク（図示せず）などの記憶装置に一旦記憶しておいても良い。次に、ＱＰＳＫ信号のデジタル・データには、４逓倍する前に、これに含まれるキャリア周波数成分がエイリアシングをおこすのを防ぐために、既知の量の周波数シフトがかけられる（ステップ１０４）。図５は、この周波数シフトを説明する図である（横軸は周波数）。これは、ＱＰＳＫ変調信号を周波数領域から観測したものである。

キャリア周波数成分は、ＱＰＳＫ変調信号の中心周波数（メインローブの中心）付近にあるはずなので、この部分が４逓倍してもサンプリング周波数ｆｓの２分の１以下になる必要がある。この実施例でいえば、絶対値でｆｓ／８以下とする必要がある。図５では、余裕をみてｆｓ／８より小さいｆｓ／に１６中心周波数を設定した例を示す。このとき、どれだけ周波数をシフトさせたか、周波数シフト量ΔＦをハードディスク等に記憶しておく。なお、図中、メインローブ７０は、元のＱＰＳＫ変調信号のもの。メインローブ７２は、周波数シフトした後のＱＰＳＫ変調信号のものである。

周波数シフトしたＱＰＳＫ変調信号は、従来例に示したような周知の方法で、４逓倍処理が施される。なお、コスタス・ループでの場合のように、ローパス・フィルタは使用せず、純粋な４逓倍処理である（ステップ１０８）。すると、キャリア周波数成分に対応する周波数成分だけが強調されて、図５の７４に示す波形が得られる。理想的には、その周波数成分だけが大きなピークを持ち、他の成分は非常に小さくなるはずである。そこで、この周波数を実際に求めるために、４逓倍した信号に対して、ＦＦＴ演算が施される（ステップ１１０）。

ＦＦＴ演算すると周波数領域データが得られるが、これはある程度の分解能で行われる。よって、その周波数領域データが周波数シフトしたキャリア周波数にぴったり一致した場合には、１つの周波数領域データだけが大きなピークを持ち、隣接する周波数領域データは非常に小さいということになるはずであるが、実際そうなることはまれである。そこで本発明では、一旦求めたピークを示す周波数領域データから、真にピークを示すべき周波数を求める。本願では、この真のピークを示す周波数をクレスト周波数と呼ぶことにする。

図６は、クレスト周波数を求める原理を示す図である。波形７４のピーク周辺を拡大すると、計算上、ピークを示している周波数領域データの周波数に対して、クレスト周波数は、隣の周波数領域データの周波数との間のどこかに存在するはずである。そこで、本発明では、１００で囲まれたステップで得られたピークを示す周波数領域データと、その隣の周波数領域データの間にあるはずの真のピークに対応するクレスト周波数を、図４の２００で囲まれたステップに示す方法で求める。即ち、ピークを示した周波数領域データと隣の周波数領域データの間（これを１binとよぶ）、より良くはピークを示した周波数領域データを中心とする前後０．５ｂｉｎの間を決定し（ステップ２０２）、より細かい周波数単位Δｆで周波数シフトをし（ステップ２０６）、４逓倍処理（ステップ２０８）、ＦＦＴ演算（ステップ２１０）を行い、少しずつ周波数をずらしてピーク値を求める。ステップ２０６からステップ２１０を繰り返すたびに、ピーク値を求めることになる。

次に、ステップ２０６からステップ２１０で求めたピーク値に対して、そのとき同時に得られた他の周波数領域データの電力の合計又は平均との比を求める。これを、ここではクレスト評価値と呼ぶことにする。もし、理想的な状態に近いほど、ピーク値の電力が大きく、他の周波数領域データの電力は小さくなるはずであるから、クレスト評価値をステップ２０６からステップ２１０を繰り返すたびにプロットしていけば、どの周波数において、クレスト評価値が最大になるかわかり、その周波数がまさにクレスト周波数である。図７は、このようにしてクレスト評価値をプロットした例を示す。

以上のようにして、クレスト周波数を求めた後、クレスト周波数に対応する周波数シフト量ΔＦの値からキャリア周波数を求めることができる（ステップ３００）。なお、ＦＦＴ演算用いているので、キャリア信号の位相も同時に求まるが、本発明の本質とは関係ないので、詳細は割愛している。また、ここではＱＰＳＫ変調信号の例で４逓倍したが、Ｎ相の位相変調信号の場合では、Ｎ倍に逓倍すれば良いことはいうまでもない。

以上のように、本発明によるキャリア周波数検出方法では、フィードバック・ループを用いることなく、よって、複雑な処理なしで位相変調信号のキャリア周波数を求めることできる。求めたキャリア周波数は、位相変調信号の同期検波などでよって復調に利用できる。

ＱＰＳＫ変調信号の復調回路の一例を示す機能ブロック図である。コスタス・ループを用いてＱＰＳＫ変調信号からキャリア信号を再生する従来例のブロック図である。本発明によるキャリア周波数検出方法の機能ブロック図である。本発明によるキャリア周波数検出方法の処理の流れを示すフローチャートである。本発明による周波数シフトを説明する図である。クレスト周波数を求める原理を示す図である。本発明に従って、クレスト評価値をプロットした例を示す図である。

符号の説明

５２アナログ・デジタル変換回路
５４周波数シフト処理
５６逓倍処理
５８ＦＦＴ演算
６０クレスト評価
６２キャリア周波数算出

Claims

Ｎ相の位相変調信号のキャリア周波数を検出する方法であって、
上記位相変調信号のデジタル・データを取得する第１ステップと、
上記位相変調信号を上記デジタル・データに変換する際のサンプリング周波数の２Ｎ分の１より小さい周波数に上記位相変調信号の中心周波数の絶対値をシフトしてから上記位相変調信号のＮ逓倍信号を生成する第２ステップと、
上記Ｎ逓倍信号を周波数領域データに変換する第３ステップと、
上記周波数領域データから特定したクレスト周波数と、上記第２ステップにおける周波数シフト量とを用いて上記キャリア周波数を特定する第４ステップとを具えるキャリア周波数検出方法。
Ｎ相の位相変調信号のキャリア周波数を検出する方法であって、
上記位相変調信号のデジタル・データを取得する第１ステップと、
上記位相変調信号のＮ逓倍信号を生成する第２ステップと、
上記Ｎ逓倍信号を周波数領域データに変換する第３ステップと、
上記周波数領域データからクレスト周波数を特定することにより、上記キャリア周波数を特定する第４ステップとを具え、
該第４ステップが、
上記第３ステップで求めた上記周波数領域データ中のピークを示した周波数領域データと、該周波数領域データの隣の周波数領域データとの間の複数の周波数へ順次シフトさせた複数のＮ逓倍信号を生成する第５ステップと、
上記複数のＮ逓倍信号を周波数領域データに変換する第６ステップと、
上記複数のＮ逓倍信号に夫々対応する周波数領域データの夫々のピーク値に対する該ピーク値と対応する上記周波数領域データの電力の比が最大になる周波数を求める第７ステップとを有し、
上記第７ステップで求めた周波数を上記クレスト周波数とすることを特徴とするキャリア周波数検出方法。