JP2008005402A - 試験装置 - Google Patents

Abstract

【課題】既存のハードウェアの変更や、ＦＰＧＡのプログラムの書き換えを行うことなく、複数の異なる通信方式における通信試験を可能とする。
【解決手段】複数の異なる通信方式の送信試験が可能な試験装置１００は、複数の異なる通信方式のうちの試験対象の通信方式の試験信号が入力され、当該入力された試験信号を、当該試験対象の通信方式で用いられる位相変調方式で変調する位相変調部２と、前記変調された信号の入力毎に、当該信号の位相を前記試験対象の通信方式に対応して所定量分シフトする位相シフト部４と、位相シフトされた信号を、Ｉ成分とＱ成分に分割するＩ−Ｑ信号分割部５と、前記Ｉ成分及びＱ成分の各々の信号を整形するローレンフィルタ７ａ、７ｂと、前記整形されたＩ成分及びＱ成分の信号を合成して送信信号とする合成部１２と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の異なる通信方式についての試験が可能な試験装置に関する。

近年、携帯電話等の移動体通信システムにおいて、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）、ＥＤＧＥ（Enhanced Data GSM Environment）等の各種の通信方式を用いたシステムが実用化されている。これに伴い、複数の異なる通信方式について、端末機器の送受信特性を試験する試験装置が提案されている（例えば、特許文献１及び２参照。）。このような試験装置では、通信方式に応じたモードの切り替え（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡとＧＳＭのモード切り替え）を、装置内部に搭載されたＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）のプログラムを書き換えることによって行っていた。
特許第３０１７９５５号公報 特開２００５−１２２７４号公報

しかしながら、従来の試験装置では、上述のように、通信方式に応じたモードの切り替えをＦＰＧＡのプログラムを書き換えることによって行っていたため、モードの切り替えを容易且つ簡便に実施することができないという問題があった。この問題を回避するため、ＦＰＧＡの規模を拡大させたり、既存のハードウェアを変更させたりすると、試験装置の製造コストが高くなるという問題があった。

本発明の課題は、既存のハードウェアの変更や、ＦＰＧＡのプログラムの書き換えを行うことなく、複数の異なる通信方式における通信試験を可能とすることである。

上記課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、複数の異なる通信方式のうちの試験対象の通信方式の試験信号が入力され、当該入力された試験信号を、当該試験対象の通信方式で用いられる位相変調方式で変調する位相変調部と、
前記変調された信号の入力毎に、当該信号の位相を前記試験対象の通信方式に対応して所定量分シフトする位相シフト部と、
前記位相シフトされた信号を、Ｉ成分とＱ成分に分割する分割部と、
所定のフィルタを用いて、前記Ｉ成分及びＱ成分の各々の信号を整形するフィルタ部と、
前記整形されたＩ成分及びＱ成分の信号を合成して送信信号とする合成部と、を備え、
前記フィルタ部で用いられる前記所定のフィルタは、前記複数の異なる通信方式のうちの一つで用いられるフィルタであり、他の通信方式で用いられる変調信号に対して所定の展開演算を施したときの主要素として得られるフィルタであることを特徴としている。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の試験装置において、前記フィルタ部で用いられる前記所定のフィルタは、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素として得られるローレンフィルタであることを特徴としている。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の試験装置において、前記フィルタ部で処理されたＩ成分及びＱ成分の振幅を正規化する正規化部を備えることを特徴としている。

請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の試験装置において、前記正規化部は、前記Ｉ成分及びＱ成分を合成して得られる複素数信号の絶対値で、当該Ｉ成分及びＱ成分を除算した値を、振幅が正規化された信号として出力することを特徴としている。

請求項５に記載の発明は、請求項２に記載の試験装置において、前記ＧＭＳＫ信号のローレン展開の第２成分として得られるフィルタを用いて、前記ローレンフィルタの出力信号の補正値を算出する補正回路と、前記ローレンフィルタの出力信号に、前記補正回路で算出された補正値を加算する加算部と、を備えることを特徴としている。

請求項６に記載の発明は、複数の異なる通信方式のうちの一つで用いられるフィルタであり、他の通信方式で用いられる変調信号に対して所定の展開演算を施したときの主要素として得られる第１フィルタによりＩ成分及びＱ成分が整形されて合成及び送信された又はこれと同等とみなせる前記複数の異なる通信方式のうちの試験対象の通信方式の試験信号が受信され、当該受信された試験信号をＩ成分とＱ成分に分割する分割部と、
第２フィルタを用いて、前記分割されたＩ成分及びＱ成分の各々の信号についてシンボル間の干渉を除去するフィルタ部と、前記フィルタ部により整形されたＩ成分及びＱ成分の各々の信号を合成する合成部と、前記合成部により合成された信号の入力毎に、当該信号の位相を前記試験対象の通信方式に対応して所定量シフトする位相シフト部と、前記位相シフトされた信号を、前記試験対象の通信方式で用いられる位相変調方式で復調する復調部と、を備え、前記第２フィルタは、前記複数の異なる通信方式で共通のフィルタであることを特徴としている。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の試験装置において、前記第１フィルタは、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素として得られるローレンフィルタであることを特徴としている。

請求項８に記載の発明は、請求項６又は７に記載の試験装置において、前記位相シフト部により位相シフトされた信号のパターンと既知のパターンとの相関を検出する相関検出部と、前記検出された相関値が最大となるタイミングを検出することによりシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生部と、を備え、前記復調部は、前記再生されたシンボルタイミングに基づいて、前記位相シフトされた信号を復調することを特徴としている。

請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の試験装置において、異なる通信方式に応じて、前記位相シフト部のパラメータと前記相関検出部に入力される既知のパターンとを変更することを特徴としている。

請求項１０に記載の発明は、請求項８に記載の試験装置において、復調回路は、前記位相シフト部、前記相関検出部、前記シンボルタイミング再生部及び前記復調部を含み、異なる通信方式に応じて、前記位相シフト部のパラメータと前記相関検出部に入力される既知のパターンとが設定された複数の前記復調回路を並列に設けることを特徴としている。

本発明によれば、既存のハードウェアの変更や、ＦＰＧＡのプログラムの書き換えを行うことなく、複数の通信方式における通信試験を、同一の回路構成により実現することが可能となる。

また、フィルタ処理されたＩ成分及びＱ成分の振幅を正規化することにより、本来の信号値からの誤差の少ない信号を発生させることが可能となる。

また、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素（第１成分）として得られるローレンフィルタでフィルタ処理された信号に、当該ローレン展開の第２成分から求めた補正値を加算して振幅を正規化することにより、計測器として使用可能な高精度の信号を発生することが可能となる。

また、送信側で発生したシンボル間干渉やシンボル回転を受信信号から除去でき、精度良くシンボルタイミングを再生することができる。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態１及び実施形態２について説明する。

[実施形態１]
図１に、本発明の実施形態１に係る送信側の試験装置１００の構成を示す。試験装置１００は、２つの送信方式（ＧＳＭとＥＤＧＥ）の送信試験が可能な装置であり、図１に示すように、テスト信号発生部１、位相変調部２、位相算出部３、位相シフト部４、分割部としてのＩ−Ｑ信号分割部５、アップサンプリング部６ａ、６ｂ、フィルタ部及び第１フィルタとしてのローレンフィルタ７ａ、７ｂ、増幅器８ａ、８ｂ、アップサンプリング部９ａ、９ｂ、アップコンバートフィルタ１０ａ、１０ｂ、増幅器１１ａ、１１ｂ、合成部１２、Ｉ−Ｑコンスタレーション表示部１３により構成される。

テスト信号発生部１は、ＧＳＭの場合、テスト信号として０と１からなるランダムな数列の信号を発生し、ＥＤＧＥの場合、テスト信号として０〜７の整数からなるランダムな数列の信号を発生し、位相変調部２に出力する。なお、テスト信号として、ＧＳＭ又はＥＤＧＥの規格に基づいて作成された信号を使用してもよい。

位相変調部２は、ＧＳＭの場合、位相変調方式としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相偏移変調）を用いてテスト信号を変調し、ＥＤＧＥの場合、位相変調方式として８−ＰＳＫ（８−Phase Shift Keying：８相位相偏移変調）を用いてテスト信号を変調し、変調後の信号を位相シフト部４に出力する。位相変調部２の出力信号は、Ｉ−Ｑ平面（複素平面）の点を表す複素数信号である。

ＢＰＳＫの場合、入力信号１ビット毎に、０又は１の値に応じて、Ｉ−Ｑ平面上の(1, 0)又は(−1, 0)に割り付けられる。８−ＰＳＫの場合、入力信号３ビット毎に、(0, 0, 0)から(1, 1, 1)の値に応じてＩ−Ｑ平面上の円周上に割り付けられる。Ｉ−Ｑ平面上での割り付け方法としては、例えば、入力値に応じて位相回転する方式、変換テーブルを用いて入力値に応じた値を出力する方式等がある。位相変調方式（ＢＰＳＫ又は８−ＰＳＫ）が与えられれば、一塊にするビット長（１ビット又は３ビット）が決まり、回転角又は変換テーブルが決まるため、ＢＰＳＫ、８−ＰＳＫの双方の位相変調方式で同一の回路を使用することが可能である。

位相算出部３は、位相シフト部４へ入力される複素数信号を、入力毎に回転（シフト）させるための位相を算出し、位相シフト部４に出力する。ＧＳＭの場合、位相算出部３は、０からπ/２ずつ増加させる処理（０、π/２、（π/２）×２、…）を行う。ＥＤＧＥの場合、位相算出部３は、０から３π/８ずつ増加させる処理（０、３π/８、（３π/８）×２、（３π/８）×３、…）を行う。具体的に、位相算出部３は、整数０、１、２、３、…を順番に発生させる整数発生部と、発生された整数をπ/２又は３π/８に乗算する乗算部を有し、整数発生部は、複素数信号の回転角が２πの整数倍になるまで、整数０、１、２、３、…を順番に繰り返し発生させる。

位相シフト部４は、１サンプルデータずつ入力される複素数信号に、位相算出部３から入力された位相分だけ当該複素数信号を回転（シフト）させ、Ｉ−Ｑ信号分割部５に出力する。このように複素数信号の位相をシフトさせることによって、連続して同一の信号が入力されても、出力信号が同一の値にならないという作用がある。

例えば、ＧＳＭの送信試験において、位相シフト部４に、（１，０）、（１，０）、（１，０）、（１，０）のように、同一の信号値が連続して入力された場合、１サンプルデータの入力毎にπ/２ずつ回転（最初は回転０）させることによって、（１，０）、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）のように異なる信号値となり、ＧＳＭ規格の差動符号化に相当する信号を出力することが可能となる。

Ｉ−Ｑ信号分割部５は、位相シフト部４から入力された信号をＩ成分（In-phase：同相成分）とＱ成分（Quadrature：直交成分）に分割する。

アップサンプリング部６ａは、入力されたＩ成分の信号を２７倍にアップサンプリングし、ローレンフィルタ７ａに出力する。アップサンプリング部６ｂは、入力されたＱ成分の信号を２７倍にアップサンプリングし、ローレンフィルタ７ｂに出力する。

ローレンフィルタ７ａは、入力されたＩ成分の信号を整形し、増幅器８ａに出力する。ローレンフィルタ７ｂは、入力されたＱ成分の信号を整形し、増幅器８ｂに出力する。信号を整形するために、ＧＳＭでは通常、ガウシアンフィルタ（Gaussian Filter）が用いられ、ＥＤＧＥではローレンフィルタ（Laurent Filter）が用いられるが、ローレンフィルタが、ＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）信号をローレン展開（Laurent decomposition）したときの主要素（ＧＭＳＫの線形化）（詳細には、ガウシアンフィルタにより帯域制限したＮＲＺ信号を変調指数０．５でＦＳＫ変調したＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素）として得られることから、ＧＳＭの信号の試験を行う場合においても、本来のＧＭＳＫ変調回路の代わりにローレンフィルタを用いることが可能となる。

増幅器８ａ、８ｂは、それぞれ、ローレンフィルタ７ａ、７ｂから入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号の振幅値を調整（増幅）する。なお、増幅器８ａ、８ｂでの増幅率は、ローレンフィルタ７ａ、７ｂの応答特性の振幅値に応じて決定される。

アップサンプリング部９ａは、入力されたＩ成分の信号を４倍にアップサンプリングし、アップコンバートフィルタ１０ａに出力する。アップサンプリング部９ｂは、入力されたＱ成分の信号を４倍にアップサンプリングし、アップコンバートフィルタ１０ｂに出力する。

アップコンバートフィルタ１０ａは、入力されたＩ成分の信号から余分なエイリアス信号を削除し、増幅器１１ａに出力する。アップコンバートフィルタ１０ｂは、入力されたＱ成分の信号から余分なエイリアス信号を削除し、増幅器１１ｂに出力する。

増幅器１１ａ、１１ｂは、それぞれ、アップコンバート１０ａ、１０ｂから入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号の振幅値を調整（増幅）する。なお、増幅器１１ａ、１１ｂでの増幅率は、アップコンバート１０ａ、１０ｂの応答特性の振幅値に応じて決定される。

合成部１２は、増幅器１１ａ、１１ｂから入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号を合成し、送信信号ＩＦ（Intermediate Frequency）出力として、後段のＲＦ（Radio Frequency）部（図示略）に出力する。合成部１２から出力された信号は、ＲＦ部において、携帯電話で使用するＲＦ信号に変換され、被試験対象の携帯電話に向けて送信される。合成部１２で合成された信号は、Ｉ−Ｑ平面上の点を表す複素数信号である。

Ｉ−Ｑコンスタレーション表示部１３は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等の表示ディスプレイを有し、合成部１２から入力される複素数信号を、Ｉ−Ｑ平面にプロットしたコンスタレーション（Constellation）を表示する。このようにして、サンプリングレートが元信号の１０８倍の信号が得られる。

なお、実施形態１では、元信号の１０８倍の信号を得るため、ローレンフィルタの前後で、それぞれ、２７倍、４倍のアップサンプリングを行う場合を示したが、アップサンプリングの倍率や、その倍率を実現するための倍数の組み合わせは、これに限定されるものではなく、システムの実装に合わせて決定すればよい。また、図１では、４倍のアップサンプリングをした後に、振幅値を調整する場合を示したが、アップサンプリングの前に振幅値を調整するようにしてもよい。また、図１（及び後述の図４）では、送信側の試験装置にＩ−Ｑコンスタレーション表示部１３が設けられた場合を示したが、Ｉ−Ｑコンスタレーション表示部１３を設けないような構成としてもよい。

図２に、本発明の実施形態１に係る受信側の試験装置１０１の構成を示す。試験装置１０１は、２つの送信方式（ＧＳＭとＥＤＧＥ）の受信試験が可能な装置であり、図２に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２０、分割部としてのＩ−Ｑ信号分割部２１、ダウンサンプリング部２２ａ、２２ｂ、フィルタ部及び第２フィルタとしてのイコライザフィルタ２３ａ、２３ｂ、合成部としてのＩ−Ｑ信号合成部２４、位相算出部２５、位相シフト部２６、ダウンサンプリング部２７、復調部２８、表示部２９により構成される。

試験装置１０１の受信信号は、ＢＰＳＫで変調され、１サンプルデータ毎にπ／２回転されてガウシアンフィルタで処理されたＧＭＳＫ変調方式のＧＳＭ規格の信号か、８−ＰＳＫで変調され、１サンプルデータ毎に３π／８回転されてローレンフィルタで処理されたＥＤＧＥ規格の信号の何れか一方である。

Ａ／Ｄコンバータ２０は、受信信号のＩＦ（Intermediate Frequency）出力をデジタル信号に変換し、Ｉ−Ｑ信号分割部２１に出力する。Ｉ−Ｑ信号分割部２１は、入力されたデジタル信号をＩ成分とＱ成分に分割し、それぞれ、ダウンサンプリング部２２ａ、２２ｂに出力する。

ダウンサンプリング部２２ａは、入力されたＩ成分の信号を１/９倍にダウンサンプリングし、イコライザフィルタ２３ａに出力する。ダウンサンプリング部２２ｂは、入力されたＱ成分の信号を１/９倍にダウンサンプリングし、イコライザフィルタ２３ｂに出力する。

イコライザフィルタ２３ａ、２３ｂは、それぞれ、入力されたＩ成分、Ｑ成分について、シンボル間の干渉を除去し、Ｉ−Ｑ信号合成部２４に出力する。ここで、ＧＳＭとＥＤＧＥの双方の通信方式で同一のイコライザフィルタが使用される。

Ｉ−Ｑ信号合成部２４は、シンボル間の干渉が除去されたＩ成分、Ｑ成分の信号を合成して複素数信号とし、位相シフト部２６に出力する。

位相算出部２５は、位相シフト部２６へ入力される複素数信号を、入力毎に回転（シフト）させるための位相を算出し、位相シフト部２６に出力する。ＧＳＭの場合、位相算出部３は、例えば、０からπ/（２×１２）ずつ減少させる処理（０、−π/（２×１２）、−（π/（２×１２））×２、…）を行う。ＥＤＧＥの場合、位相算出部２５は、例えば、０から３π/（８×１２）ずつ減少させる処理（０、−３π/（８×１２）、−（３π/（８×１２））×２、−（３π/（８×１２））×３、…）を行う。具体的に、位相算出部２５は、整数０、１、２、３、…を順番に発生させる整数発生部と、発生された整数を（−π/（２×１２））又は（−３π/（８×１２））に乗算する乗算部を有し、整数発生部は、複素数信号の回転角が２πの整数倍になるまで、整数０、１、２、３、…を順番に繰り返し発生させる。ここで、分母の“×１２”は、この時点でのサンプリングの倍数に合わせるための項であり、サンプリングの倍数が異なれば、この値もそれに合わせる。

位相シフト部２６は、１サンプルデータずつ入力される複素数信号に、位相算出部２５から入力された位相分だけ当該複素数信号を回転（シフト）させ、ダウンサンプリング部２７に出力する。

ダウンサンプリング部２７は、位相シフト部２６から入力された信号を１/１２倍にダウンサンプリングし、復調部２８に出力する。

復調部２８は、入力された信号を、位相変調方式（ＢＰＳＫ又は８−ＰＳＫ）に対応する復調方式で復調し、表示部２９に出力する。復調部２８は、Ｉ−Ｑ平面をＩ軸の正負によって２つの領域に分けるか、又は原点を中心としてπ/４ずつ８つの領域に分け、その領域のどこに入力信号が位置するかを判定し、その入力信号の位置に応じた復調信号を出力する。又は、ＢＰＳＫ、８−ＰＳＫの双方に対して、８つの領域のどこに位置するかに応じて復調信号を出力してもよい。この場合、ＢＰＳＫであれば、例えば、８つの領域のうち、Ｉ軸が正の領域を１、負の領域を０とすることができる。よって、ＢＰＳＫ、８−ＰＳＫの何れに対応する復調方式であっても、同一の回路を使用することが可能である。なお、ノイズにより、復調部２８に入力される信号の位相が回転している可能性があるが、この場合、復調部２８は、受信信号の一部に埋め込まれた既知のビットパターンのパターンマッチングで補正する。

表示部２９は、ＬＣＤ等の表示ディスプレイを有し、復調部２８から入力された信号を表示する。

なお、実施形態１では、入力信号のサンプリングレートを１/１０８倍にするため、イコライザフィルタ２３ａ、２３ｂの前段と、位相シフト部２６の後段に、それぞれ、１/９倍、１/１２倍のダウンサンプリングを行う場合を示したが、ダウンサンプリングの倍率や、その倍率を実現するための倍数の組み合わせは、これに限定されるものではなく、システムの実装に合わせて決定すればよい。

また、図１の増幅器１１ａ、１１ｂの出力信号を、それぞれ、図２のダウンサンプリング部２２ａ、２２ｂに入力させ、図１のテスト信号発生部１から出力されたテスト信号と、復調部２８の出力信号に基づいて、エラーレートを測定するようにしてもよい。

このように、図１の試験装置１００では、ＧＳＭで用いられるＧＭＳＫ信号の代わりに、ＧＭＳＫ信号の展開成分として得られるローレンフィルタを用いることにより、ローレンフィルタを用いてＧＳＭの信号を出力することが可能となり、ＧＳＭとＥＤＧＥの双方の通信方式における試験を、同一の回路構成により実現することが可能となる。

従って、同一の回路でいくつかのパラメータを変更するだけで、ＧＳＭとＥＤＧＥの通信方式を切り替えて、信号の試験（発生・解析）を容易に行うことができる。変更可能なパラメータは以下のとおりである。
<ＥＤＧＥの場合：送信側>
（１）テスト信号発生部で発生する整数の数＝８；
（２）位相変調で必要な位相パラメータの数＝８；
（位相パラメータ：０、π/４、π/２、３π/４、π、５π/４、３π/２、７π/４）；
（３）位相シフトに必要な定数＝３π/８．
<ＥＤＧＥの場合：受信側>
（１）位相シフトに必要な定数＝−３π/（８×１２）；
（２）復調に必要な位相パラメータの数＝８．
<ＧＳＭの場合：送信側>
（１）テスト信号発生部で発生する整数の数＝２；
（２）位相変調で必要な位相パラメータの数＝２；
（位相パラメータ：０、π）；
（３）位相シフトに必要な定数＝π/２．
<ＧＳＭの場合：受信側>
（１）位相シフトに必要な定数＝−π/（２×１２）；
（２）復調に必要な位相パラメータの数＝２．

以上のように、実施形態１の試験装置１００、１０１によれば、ＧＳＭとＥＤＧＥの双方の通信方式における送信試験及び受信試験が、同一のＦＰＧＡの回路構成で実現することができるため、ＦＰＧＡの規模を拡大したり、既存のハードウェアを変更したりする必要がなく、試験装置の製造コストを削減することが可能となる。

[実施形態２]
ＧＳＭのコンスタレーションは、Ｉ−Ｑ平面の円周上にプロットされるという特徴がある。しかしながら、実施形態１のように、パラメータの変更のみでＧＳＭとＥＤＧＥとを切り替え、ＧＳＭとＥＤＧＥの送信試験を同一の回路で行った場合、ＧＳＭで本来使用されるＧＭＳＫ信号の代わりに、その展開主要成分として得られるローレンフィルタを使用しているため、図３に示すように、ＧＳＭのコンスタレーションには、誤差が生じることがわかる。即ち、コンスタレーションのシンボル点が円周上から外れてしまう。この誤差は、実際の通信には問題にならない程度だと思われるが、携帯電話等の機能検査を行う試験装置としては、誤差が生じないことが望ましい。

そこで、実施形態２では、ＧＳＭのコンスタレーションが円周上にプロットされるように、ＧＳＭの試験で発生した信号に補正を加えることにする。図３に示すコンスタレーションの誤差は、主に信号の振幅方向に生じるため、信号の振幅を正規化させるようにすればよい。図４に、実施形態２に係る送信側の試験装置２００の構成を示す。試験装置２００は、実施形態１の試験装置１００の増幅器１１ａ、１１ｂと合成部１２の間に、信号の振幅を正規化する正規化部１４を備える。

正規化部１４は、まず、増幅部１１ａ、１１ｂから入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号を合成して複素数信号とし、その複素数の絶対値を算出する。そして、Ｉ成分、Ｑ成分の信号を、その絶対値で除算することによって振幅を正規化し、その正規化されたＩ成分、Ｑ成分の信号を合成部１２に出力する。この正規化により得られる信号の振幅は１となり、Ｉ−Ｑコンスタレーション表示部１３に表示されるＧＳＭのコンスタレーションは、図５に示すように、半径１の円周上にプロットされることになる。

なお、入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号を正規化された値に変換するための変換テーブル（入力値と出力値の関係を示すテーブル）をメモリ（図示略）に備え、この変換テーブルに従って、入力されたＩ成分、Ｑ成分の信号を正規化された値に変換するようにしてもよい。図３に示したＧＳＭのコンスタレーションでは、Ｉ−Ｑ平面上にプロットされる領域が限られているため、この限られた領域にプロットされたＩ成分、Ｑ成分について変換テーブルを予め定義しておくと、信号の入力毎に、絶対値の算出及び除算処理を行う場合よりも、正規化処理を高速に行うことができる。

なお、実施形態２に係る受信側の試験装置は、実施形態１の試験装置１０１と同一である。

以上のように、実施形態２の試験装置２００によれば、ＧＳＭの試験で発生する信号を正規化する補正を施すことにより、コンスタレーションが円周上にプロットされ、ＧＭＳＫ本来のものにより近いコンスタレーションを実現させることができ、ＧＳＭの試験における信頼性を向上させることが可能となる。

[実施形態３]
実施形態２の試験装置２００では、ＧＳＭの試験において、Ｉ成分、Ｑ成分の信号を合成した複素数信号の絶対値を算出し、Ｉ成分、Ｑ成分の各信号を、その絶対値で除算することによって振幅を正規化する方式を示した。実施形態３では、ＧＳＭの試験において、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要成分（第１成分）から得られる信号値に、ローレン展開の２番目に大きな成分（第２成分）から得られる信号値を加算することによって信号の振幅を正規化する方式について説明する。

まず、ＧＭＳＫ信号のローレン展開について説明する。ＧＭＳＫ信号のローレン展開は、式（１）のように表される。

式（１）のＡ_k,nは、式（２）のように表される。

ＥＤＧＥで用いられるフィルタが、上記ローレン展開の主要成分として得られるフィルタであることから、実施形態１及び実施形態２では、式（１）においてｋ＝０の成分のみで近似した式（３）によって、ＧＭＳＫによる変調信号を生成する場合を示した。

式（３）に示す近似によって無視されたｋ＝１〜７の成分は、ｃ₀を１としたとき、ｃ₁は0.1、ｃ₂〜ｃ₇は0.002以下であるため、ｋ＝２〜７の成分は、無視してもほとんど影響はないが、ｋ＝１の成分は、計測器のように高精度の信号を発生する必要がある場合には無視することができない。

式（１）におけるｋ＝１の成分をs(t’)とすると、式（４）のように表される。

ここで、式（４）のＹ項は、式（３）に示したｋ＝０成分のＷ項のｎをｎ−２にしたものであり、２シンボル前の信号を表している。式（４）のＸ項は現在の入力信号、Ｚ項はフィルタを表すため、ｋ＝１成分は、２シンボル前の信号を現在の入力信号により変調してフィルタに入力することによって生成することができる。

計測器として使用可能な高精度の信号を発生させるためには、上記ローレン展開のｋ＝１成分によって、ローレン展開の主要成分（第１成分）から得られる信号値に加算する補正値を算出する補正回路を設ける必要がある。このような補正回路を含む送信側の試験装置として、図６に、実施形態３に係る試験装置３００の構成の一部を示す。試験装置３００は、図１の試験装置１００に、補正回路３０と、加算部４０ａ、４０ｂを追加した構成となっている。試験装置３００では、ＧＳＭの試験において、補正回路３０による補正結果を加算部４０ａ及び４０ｂによって加算するが、ＥＤＧＥの試験では、補正回路３０による補正結果は加算しない。

補正回路３０は、図６に示すように、遅延要素３１、乗算部３２、３３、遅延要素３４、位相シフト部３５、Ｉ−Ｑ信号分割部３６、アップサンプリング部３７ａ、３７ｂ、補正フィルタ３８ａ、３８ｂにより構成される。

遅延要素３１は、位相変調部２からの入力信号に対し、１シンボル分の遅延を施し、遅延後の信号を乗算部３２に出力する。乗算部３２は、位相変調部２からの現在の入力信号と、遅延要素３１から入力される１シンボル前の信号とを乗算し、乗算結果を乗算部３３に出力する。乗算部３３は、乗算部３２の出力結果にπ／２を乗算し、乗算結果を位相シフト部３５に出力する。乗算部３３での乗算結果は、位相シフト部３５でのシンボル回転量である。

遅延要素３１、乗算部３２、３３、位相シフト部３５により、補正用の差動符号化に相当する信号を出力することが可能となる。表１に、位相変調部２から遅延要素３１及び乗算部３２への現在の入力信号Ｓ0と、その１シンボル前の信号Ｓ-1と、位相シフト部３５でのシンボル回転量θとの関係を示す。試験装置３００の補正回路３０は、ＧＭＳＫ時の変調に適用され、ＧＭＳＫ時の変調はＢＰＳＫであるため、この差動符号化部分への入力信号は±１、シンボル回転量は±π／２となる。

遅延要素３４は、位相シフト部４からの入力信号に対し、２シンボル分の遅延を施し、遅延後の信号を位相シフト部３５に出力する。位相シフト部３５は、遅延要素３４から入力される２シンボル前の信号を、乗算部３３から入力された位相分（シンボル回転量θ）だけシフト（回転）させ、Ｉ−Ｑ信号分割部３６に出力する。

複素数信号のＩ成分及びＱ成分に対する角度θのシンボル回転は、式（５）のように表される。

θ＝−π／２の場合、cosθ＝０、sinθ＝−１、θ＝＋π／２の場合、cosθ＝０、sinθ＝１であることにより、−π／２のシンボル回転は[Ｉ’、Ｑ’]＝[Ｑ、−Ｉ]、＋π／２のシンボル回転は[Ｉ’、Ｑ’]＝[−Ｑ、Ｉ]となる。

Ｉ−Ｑ信号分割部３６は、位相シフト部３５から入力された信号をＩ成分とＱ成分に分割する。

アップサンプリング部３７ａは、入力されたＩ成分の信号を２７倍（アップサンプリング部６ａと同一の倍率）にアップサンプリングし、補正フィルタ３８ａに出力する。アップサンプリング部３７ｂは、入力されたＱ成分の信号を２７倍（アップサンプリング６ｂと同一の倍率）にアップサンプリングし、補正フィルタ３８ｂに出力する。

補正フィルタ３８ａ及び３８ｂは、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の第２成分（ｋ＝１）として得られるフィルタであり、式（４）のＺ項のように表される。補正フィルタ３８ａは、入力されたＩ成分の信号を整形し、加算部４０ａに出力する。補正フィルタ３８ｂは、入力されたＱ成分の信号を整形し、加算部４０ｂに出力する。

加算部４０ａは、ローレンフィルタ７ａから入力されたＩ成分の信号に、補正フィルタ３８ａから入力されたＩ成分の信号（補正値）を加算し、後段の増幅器８ａ（図１参照）に出力する。加算部４０ｂは、ローレンフィルタ７ｂから入力されたＱ成分の信号に、補正フィルタ３８ｂから入力されたＱ成分の信号（補正値）を加算し、後段の増幅器８ｂ（図１参照）に出力する。

なお、実施形態３に係る受信側の試験装置は、実施形態１の試験装置１０１と同一である。

以上のように、実施形態３の試験装置３００によれば、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素（第１成分）として得られるローレンフィルタでフィルタ処理された信号に、当該ローレン展開の第２成分から算出された補正値を加算して振幅を正規化することにより、計測器として使用可能な高精度の信号を発生することが可能となる。また、正規化のための除算回路を設ける必要がないため、動作速度や回路規模の面において、実施形態２の試験装置２００よりも有利である。

次に、図７を参照して、実施形態３の試験装置３００の応用例の一つとしての試験装置４００について説明する。図７では、図６の試験装置３００と同一の構成要素には同一の符号を付している。

試験装置４００の位相変調部２は、試験対象の通信方式を示す信号mode（ＧＳＭの場合０、ＥＤＧＥの場合１）が入力されるＭ端子、テスト信号発生部１からのテスト信号が入力されるＤ０端子、Ｄ１端子、Ｄ２端子を備えている。ＢＰＳＫ方式で変調する場合（mode＝0の場合）、入力信号を１ビット単位で使用するため、Ｄ０端子に信号d_i（d₀, d₁, d₂,…）が入力され、Ｄ１端子及びＤ２端子への入力は無視される。８−ＰＳＫ方式で変調する場合（mode＝1の場合）、入力信号を３ビット単位で使用するため、Ｄ０端子には３ビットおきの信号d_3i（d₀, d₃, d₆,…）が入力され、同様に、Ｄ１端子には信号d_3i+1（d₁, d₄, d₇,…）、Ｄ２端子には信号d_3i+2（d₂, d₅, d₈,…）が入力される。

位相算出部３は、加算部４１とレジスタ４２により構成される。加算部４１は、レジスタ４２から入力された１シンボル前のシンボル回転量に、通信方式に応じて予め設定されたシンボル回転量rotateを加算し、レジスタ４２に出力する。レジスタ４２は、加算部４１からの入力信号を取り込み、１シンボル分の遅延を与え、位相シフト部４に出力するとともに、加算部４１にフィードバックさせる。ここで、通信方式に応じて予め設定されたシンボル回転量rotateは、ＢＰＳＫ方式で変調された場合はπ／２、８−ＰＳＫ方式で変調された場合は３π／８である。

位相変調部２のＤ０端子に入力される信号d_i又はd_3iは、更に、レジスタ５０及びＥＸＯＲ５１に入力される。レジスタ５０は、入力信号に１シンボル分の遅延を与え、ＥＸＯＲ５１に出力する。

試験装置４００の補正回路３０１は、ＥＸＯＲ５１、レジスタ５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂ、乗算部５４ａ、５４ｂ、マルチプレクサ５５ａ、５５ｂ、アップサンプリング部３７ａ、３７ｂ、補正フィルタ３８ａ、３８ｂにより構成される。

ＥＸＯＲ５１は、現在の入力信号di又はd3iと、その１シンボル前の信号との排他的論理和を計算する。ＥＸＯＲ５１での計算結果は、マルチプレクサ５５ａ、５５ｂのＳＥＬ端子に入力される。

レジスタ５２ａ、５２ｂのＤ端子には、それぞれ、Ｉ−Ｑ信号分割部５で分割されたＩ成分、Ｑ成分の信号が入力され、レジスタ５２ａ、５２ｂのＣＬＲ端子には、modeが入力される。また、レジスタ５３ａ、５３ｂのＤ端子には、それぞれ、レジスタ５２ａ、５２ｂのＱ端子からの出力信号が入力され、レジスタ５３ａ、５３ｂのＣＬＲ端子には、modeが入力される。レジスタ５２ａ、５３ａにより、２シンボル前のＩ成分の信号が保持され、レジスタ５２ｂ、５３ｂにより、２シンボル前のＱ成分の信号が保持される。但し、レジスタ５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂのＣＬＲ端子にmode＝1が入力された場合（ＥＤＧＥの場合）、各レジスタの出力を０にクリアすることにより、補正回路３０１から加算部４０ａ、４０ｂへの出力が０となる。

レジスタ５３ａのＱ端子からの出力信号は、乗算部５４ａと、マルチプレクサ５５ａのＡ端子に入力される。レジスタ５３ｂのＱ端子からの出力信号は、乗算部５４ｂと、マルチプレクサ５５ｂのＢ端子に入力される。

乗算部５４ａは、レジスタ５３ａのＱ端子からの出力信号に−１を乗算し、乗算結果をマルチプレクサ５５ａのＢ端子に出力する。乗算部５４ｂは、レジスタ５３ｂのＱ端子からの出力信号に−１を乗算し、乗算結果をマルチプレクサ５５ｂのＡ端子に出力する。乗算部５４ａ、５４ｂにおける−１の乗算は、補数演算によって実現可能である。

マルチプレクサ５５ａ、５５ｂは、ＳＥＬ端子への入力信号が０である場合、Ａ端子への入力信号を選択してＯＵＴ端子から出力し、ＳＥＬ端子への入力信号が１である場合、Ｂ端子への入力信号を選択してＯＵＴ端子から出力する。入力信号ｄ_iと、ＢＰＳＫ方式による変調後の信号の対応は、０→＋１、１→−１であることから、変調前の入力信号ｄ_Iとその１シンボル前の信号を用いた排他的論理和の計算結果で、マルチプレクサ５５ａ、５５ｂの動作を制御することにより、表１と同様のシンボル回転を実現することが可能となる。

マルチプレクサ５５ａ、５５ｂのＯＵＴ端子からの出力信号は、それぞれ、Ｑ成分、Ｉ成分として、アップサンプリング部３７ｂ、３７ａに入力される。アップサンプリング部３７ａ、３７ｂ、補正フィルタ３８ａ、３８ｂについては、実施形態３の試験装置３００において説明済みであるため、ここでの機能説明は省略する。

以上のように、図７の試験装置４００では、ＧＳＭとＥＤＧＥの双方の試験において、同一の補正回路３０１を用いることが可能となる。

なお、上記各実施形態では、ＧＳＭとＥＤＧＥについての試験が可能な試験装置を示したが、本発明の試験装置が適用される通信方式はこれらに限定されない。即ち、一方の通信方式で用いられるフィルタが、他方の通信方式に対して所定の展開演算をしたときの主要素（第１成分）、第２成分として得られるフィルタであれば、本発明の試験装置と同様の効果を得ることができる。

ところで、ＥＤＧＥの８−ＰＳＫ変調信号については、シンボル点を正確に推定する必要があるが、このような用途に用いるタイミング検出回路としてはＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格で使用されるＧＭＳＫと８−ＰＳＫの両方の変調方式に対応できる以下に説明するようなタイミング検出回路が好適である。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格で使用されるＧＭＳＫと８−ＰＳＫは、図８に示すように位相変調部２と位相シフト部４とローレンフィルタ７（７ａ，７ｂ）が直列に接続された前述の図１と実質的に同様な変調回路で生成することができる。つまり、図８は、以下の説明を簡単にするために、主要構成についてＩ−Ｑ成分をまとめて示したものである。実際には、図１に示すように、位相シフト部４から出力された信号はＩ−Ｑ信号分割部５によりＩ−Ｑ成分に分割されてローレンフィルタ７ａ，７ｂに入力され、増幅器８ａ，８ｂ等を介して合成部１２により合成される。

これらＧＭＳＫや８−ＰＳＫと通常のＰＳＫ変調との違いは、
1)シンボル回転が加えられていること
2)フィルタによりシンボル間干渉が発生すること
である。

これらＧＭＳＫや８−ＰＳＫを復調するには、精度良くシンボルタイミングを再生する必要があるが、通常のＰＳＫ復調と同様の方法では、変調時に発生したシンボル間干渉によりシンボルタイミングを検出することができない。

ところが、図９に示すように構成される復調回路を用いることにより、精度良くシンボルタイミングを再生することができる。図９は復調回路の主要部分を示す構成ブロック図であり、図２と共通する部分には同一の符号を付けている。つまり、図９は、以下の説明を簡単にするために、主要構成についてＩ−Ｑ成分をまとめて示したものである。実際には、図２に示すように、受信信号はＡ／Ｄコンバータ２０を介してＩ−Ｑ信号分割部２１によりＩ−Ｑ成分に分割され、ダウンサンプリング部２２ａ，２２ｂを介してイコライザフィルタ２３ａ，２３ｂに入力されてＩ−Ｑ信号合成部２４により合成されて位相シフト部２６により位相シフトされ、ダウンサンプリング部２７を介して復調部２８で復調される。

図９において、イコライザフィルタ２３（２３ａ，２３ｂ）の出力端子には位相シフト部２６が接続されている。位相シフト部２６の出力端子には、復調部２８と相関検出部としての相関器６０が接続されている。相関器６０には、トレーニングシーケンスパターン発生部６１の出力端子が接続されている。相関器６０の出力端子にはシンボルタイミング再生部６２が接続されている。シンボルタイミング再生部６２の出力端子は復調部２８に接続されている。

図９の構成において、イコライザフィルタ２３は、Rx_signalのシンボル間干渉を除去する。位相シフト部２６は、逆回転を付加することでRx_signalのシンボル回転を除去する。相関器６０は、位相シフト部２６でシンボル回転が除去されたRx_signalのパターンとトレーニングシーケンスパターン発生部６１から出力される既知のパターンとの相関を検出する。シンボルタイミング再生部６２は、相関値が最大となるタイミングを検出することにより、シンボルタイミングを再生する。これら各部により、変調時に加えられた操作は除去処理される。この結果、復調部２８は、通常のＢＰＳＫ（＝ＧＭＳＫ）や８−ＰＳＫとして復調されたRx_dataを出力することができる。

図９の復調回路を用いることにより、位相シフト部２６により付加される逆回転量やトレーニングシーケンスパターン発生部６１から出力される既知パターン等の回路パラメータを変更するだけで、同一回路で、ＧＳＭ／ＥＤＧＥ規格で使用されるＧＭＳＫと８−ＰＳＫの両方の変調信号を復調することが可能となる。

図９の例では復調回路のパラメータを変更するものとして説明したが、図１０に示すようにＧＭＳＫと８−ＰＳＫのそれぞれのパラメータに対応した復調回路を並列に設ける構成にすることにより、どちらの信号が入力されるか不明の場合であっても信号の種類を意識することなく適切に復調することができる。

さらに、図９の復調回路における位相シフト部２６とトレーニングシーケンスパターン発生部３１のパラメータを時分割で変更する構成とすることにより、図１０の復調回路の並列構成より小さい回路規模で、どちらの信号が入力されるか不明であっても適切に復調することができる。併せて、相関値が最大となったタイミングがどちらのパラメータであったかを識別できることにより、どちらの信号が入力されたかをも正しく検出することができる。

本発明の実施形態１に係る送信側の試験装置の構成を示すブロック図。 本発明の実施形態１に係る受信側の試験装置の構成を示すブロック図。 実施形態１に係る送信側の試験装置でＧＳＭの試験を行った場合のコンスタレーションを示す図。 本発明の実施形態２に係る送信側の試験装置の構成を示すブロック図。 実施形態２に係る送信側の試験装置でＧＳＭの試験を行った場合のコンスタレーションを示す図。 本発明の実施形態３に係る送信側の試験装置の構成の一部を示すブロック図。 実施形態３に係る試験装置の応用例の一つを示すブロック図。 変調回路のブロック図。 復調回路の具体例を示すブロック図。 復調回路の他の具体例を示すブロック図。

符号の説明

１ テスト信号発生部
２ 位相変調部
３、２５ 位相算出部
４、２６、３５ 位相シフト部
５、２１、３６ Ｉ−Ｑ信号分割部
６ａ、６ｂ、９ａ、９ｂ、３７ａ、３７ｂ アップサンプリング部
７、７ａ、７ｂ ローレンフィルタ
８ａ、８ｂ、１１ａ、１１ｂ 増幅器
１２ 合成部
１３ Ｉ−Ｑコンスタレーション表示部
１４ 正規化部
２０ Ａ／Ｄコンバータ
２２ａ、２２ｂ、２７ ダウンサンプリング部
２３、２３ａ、２３ｂ イコライザフィルタ
２４ Ｉ−Ｑ信号合成部
２８ 復調部
２９ 表示部
３０、３０１ 補正回路
３８ａ、３８ｂ 補正フィルタ
４０ａ、４０ｂ 加算部
５０ レジスタ
５１ ＥＸＯＲ
５２ａ、５２ｂ、５３ａ、５３ｂ レジスタ
５５ａ、５５ｂ マルチプレクサ
６０ 相関器
６１ トレーニングシーケンスパターン発生部
６２ シンボルタイミング再生部
１００、２００、３００、４００ 試験装置（送信側）
１０１ 試験装置（受信側）

Claims (10)

1. 複数の異なる通信方式のうちの試験対象の通信方式の試験信号が入力され、当該入力された試験信号を、当該試験対象の通信方式で用いられる位相変調方式で変調する位相変調部と、
   前記変調された信号の入力毎に、当該信号の位相を前記試験対象の通信方式に対応して所定量分シフトする位相シフト部と、
   前記位相シフトされた信号を、Ｉ成分とＱ成分に分割する分割部と、
   所定のフィルタを用いて、前記Ｉ成分及びＱ成分の各々の信号を整形するフィルタ部と、
   前記整形されたＩ成分及びＱ成分の信号を合成して送信信号とする合成部と、を備え、
   前記フィルタ部で用いられる前記所定のフィルタは、前記複数の異なる通信方式のうちの一つで用いられるフィルタであり、他の通信方式で用いられる変調信号に対して所定の展開演算を施したときの主要素として得られるフィルタであることを特徴とする試験装置。
2. 前記フィルタ部で用いられる前記所定のフィルタは、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素として得られるローレンフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の試験装置。
3. 前記フィルタ部で処理されたＩ成分及びＱ成分の振幅を正規化する正規化部を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の試験装置。
4. 前記正規化部は、前記Ｉ成分及びＱ成分を合成して得られる複素数信号の絶対値で、当該Ｉ成分及びＱ成分を除算した値を、振幅が正規化された信号として出力することを特徴とする請求項３に記載の試験装置。
5. 前記ＧＭＳＫ信号のローレン展開の第２成分として得られるフィルタを用いて、前記ローレンフィルタの出力信号の補正値を算出する補正回路と、
   前記ローレンフィルタの出力信号に、前記補正回路で算出された補正値を加算する加算部と、
   を備えることを特徴とする請求項２に記載の試験装置。
6. 複数の異なる通信方式のうちの一つで用いられるフィルタであり、他の通信方式で用いられる変調信号に対して所定の展開演算を施したときの主要素として得られる第１フィルタによりＩ成分及びＱ成分が整形されて合成及び送信された又はこれと同等とみなせる前記複数の異なる通信方式のうちの試験対象の通信方式の試験信号が受信され、当該受信された試験信号をＩ成分とＱ成分に分割する分割部と、
   第２フィルタを用いて、前記分割されたＩ成分及びＱ成分の各々の信号についてシンボル間の干渉を除去するフィルタ部と、
   前記フィルタ部により整形されたＩ成分及びＱ成分の各々の信号を合成する合成部と、
   前記合成部により合成された信号の入力毎に、当該信号の位相を前記試験対象の通信方式に対応して所定量シフトする位相シフト部と、
   前記位相シフトされた信号を、前記試験対象の通信方式で用いられる位相変調方式で復調する復調部と、を備え、
   前記第２フィルタは、前記複数の異なる通信方式で共通のフィルタであることを特徴とする試験装置。
7. 前記第１フィルタは、ＧＭＳＫ信号のローレン展開の主要素として得られるローレンフィルタであることを特徴とする請求項６に記載の試験装置。
8. 前記位相シフト部により位相シフトされた信号のパターンと既知のパターンとの相関を検出する相関検出部と、
   前記検出された相関値が最大となるタイミングを検出することによりシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生部と、を備え、
   前記復調部は、前記再生されたシンボルタイミングに基づいて、前記位相シフトされた信号を復調することを特徴とする請求項６又は７に記載の試験装置。
9. 異なる通信方式に応じて、前記位相シフト部のパラメータと前記相関検出部に入力される既知のパターンとを変更することを特徴とする請求項８に記載の試験装置。
10. 復調回路は、前記位相シフト部、前記相関検出部、前記シンボルタイミング再生部及び前記復調部を含み、
    異なる通信方式に応じて、前記位相シフト部のパラメータと前記相関検出部に入力される既知のパターンとが設定された複数の前記復調回路を並列に設けることを特徴とする請求項８に記載の試験装置。

Images