JP4698331B2

JP4698331B2 - 送信装置

Info

Publication number: JP4698331B2
Application number: JP2005239289A
Authority: JP
Inventors: 努渡辺
Original assignee: NEC Network and System Integration Corp
Current assignee: NEC Network and System Integration Corp
Priority date: 2005-08-22
Filing date: 2005-08-22
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2025-08-22
Also published as: JP2007059960A

Description

本発明は送信装置に係り、特に情報信号で変調されたマルチキャリア変調波を送信する送信装置に関する。

ディジタル無線通信の送信装置では、送信する情報信号であるベースバンド信号にオフセットが存在すると、変調波に搬送波が漏れ（以下、これを本明細書では「残留キャリア成分」と呼ぶ）となって出力されるため、受信側での正しい復号、受信信号品質を良好に確保するためには、この残留キャリア成分を低減又は除去することが重要である。

そこで、Ｉ変調信号用ミキサ、Ｑ変調信号用ミキサ、加算器、ローカル信号発生器を含む直交変調部を備えた送信装置において、直交変調部から出力される直交変調信号に含まれるローカルリークレベルを測定し、その測定レベルに対応してＩ変調信号用ミキサとＱ変調信号用ミキサで発生するオフセット成分を低減するための制御信号を発生して、Ｉ変調信号用ミキサとＱ変調信号用ミキサにその制御信号を供給することで、Ｉ変調信号用ミキサとＱ変調信号用ミキサで発生するオフセット成分を互いに打ち消すようにした送信装置が従来知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、マルチキャリア変調波の受信装置内に、受信した残留キャリア成分を含むＩ信号、Ｑ信号から残留キャリア成分を位相差として検出する検出し、その検出した位相差に応じた周波数相関データを生成し、その周波数相関データに応じて複素乗算のための乗算データを生成し、この乗算データをＩ信号、Ｑ信号と乗算することにより残留キャリア成分を除去するようにしたディジタルコスタスループ回路も従来知られている（例えば、特許文献２参照）。

更に、マルチキャリア変調方式により変調された受信信号に基づいて得られる周波数軸上に並んだ複数のキャリアを含むベースバンドと信号に基づいて、送信側に対する受信側の周波数オフセットを検出装置において、ベースバンド信号の周波数軸上の端点を検出し、その端点に基づいて周波数オフセットを得るようにした装置も従来知られている（例えば、特許文献３参照）。

特開平１１−２７３３１号公報特開２００１−１０３１１１号公報特開２００４−３２３５８号公報

しかるに、特許文献１記載の従来の送信装置では、中央処理装置（ＣＰＵ）やディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）を使用して、プログラミングに基づくディジタル信号処理により残留キャリア成分の除去をしているが、ハードウェアの複雑化、処理の複雑化を招くことが問題である。また、ディジタル無線通信の送信装置では、アンプ、フィルタなどのアナログ回路での調整が困難である。

一方、特許文献２及び３記載の残留キャリア成分の除去方法は、いずれも受信装置での方法であり、送信装置での残留キャリア成分を除去することはできない。

本発明は以上の点に鑑みなされたもので、ＣＰＵやＤＳＰを用いない簡単な回路構成により、マルチキャリア変調波に含まれる残留キャリア成分を除去し得る送信装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、第１の発明は、０Ｈｚ付近で論理的に正、負で合成されたサブキャリア信号のＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号とで単一の搬送波を直交変調してマルチキャリア変調方式により変調された変調波を生成して送信する送信装置において、単一の搬送波となる局部発振周波信号を出力する局部発振手段と、局部発振周波信号を互いに９０度位相の異なる第１の信号及び第２の信号に変換する第１の位相シフト手段と、Ｉ−ｃｈ信号から第１の積分値を減算する第１の減算手段と、Ｑ−ｃｈ信号から第２の積分値を減算する第２の減算手段と、第１の減算手段から出力された信号と第１の信号とを乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算手段と、第２の減算手段から出力された信号と第２の信号とを乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算手段と、第１及び第２の乗算信号を加算してマルチキャリア変調方式により変調された変調波を生成する加算手段と、局部発振周波信号を互いに９０度位相の異なる第３の信号及び第４の信号に変換する第２の位相シフト手段と、第３の信号と加算手段から出力される変調波とを乗算して第３の乗算信号を生成する第３の乗算手段と、第４の信号と加算手段から出力される変調波とを乗算して第４の乗算信号を生成する第４の乗算手段と、第３の乗算信号のレベルと所定のオフセット０レベルとを大小比較し、その比較結果に応じて“１”又は“−１”の値の第１の比較信号を生成する第１の比較手段と、第４の乗算信号のレベルと所定のオフセット０レベルとを大小比較し、その比較結果に応じて“１”又は“−１”の値の第２の比較信号を生成する第２の比較手段と、第１の比較信号を積分して第１の積分値を生成して第１の減算手段に供給する第１の積分手段と、第２の比較信号を積分して第２の積分値を生成して第２の減算手段に供給する第２の積分手段と、を有する構成としたものである。

この発明では、送信されるマルチキャリア変調波を、同一の局部発振手段より出力され、かつ、互いに位相が９０度異なる第３及び第４の信号（局部発振周波信号）と乗算した後、再びベースバンド信号であるＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号とを再生して、オフセット０レベルと比較し、その比較結果を積分することでオフセットが正、負のどちらかに存在するかを求め、それを送信ベースバンド信号に減算することで、結果的にマルチキャリア変調波に含まれる残留キャリア成分を除去することができる。

また、上記の目的を達成するため、本発明は、第３の乗算信号の高調波を除去して第１の比較手段に供給する第１のフィルタ手段と、第４の乗算信号の高調波を除去して第２の比較手段に供給する第２のフィルタ手段とを更に有することを特徴とする。

本発明によれば、ベースバンド信号である複数のサブキャリア信号にそれぞれ含まれていたオフセット成分が正、負のどちらかに存在するかを比較手段及び積分手段を用いて求め、それを送信ベースバンド信号に減算するようにしたため、ＣＰＵやＤＳＰを使用することなく、マルチキャリア変調波に含まれる残留キャリア成分を大幅に低減又は除去するまた、本発明によれば、ＣＰＵやＤＳＰを使用しないため、回路の単純化が期待できる。更に、本発明によれば、各回路をディジタル回路で構成し、制御処理を全てディジタルで行うことにより、回路の無調整化、ＬＳＩ化を容易にすることができ、これにより、信頼性を向上できる。

次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になる送信装置の一実施の形態の回路系統図を示す。本実施の形態は、複数のサブキャリアからなるマルチキャリア変調波を生成して送信する送信装置である。ここで、マルチキャリア変調波は従来より種々知られているが、ここでは、図２に示すような０Ｈｚ付近で論理的に正、負で合成されたサブキャリア信号を、直交変調器を用いて図３に示すようなｆｃを中心周波数とした無線周波数に変換したマルチキャリア変調波である。また、マルチキャリア変調は、ベースバンド信号にオフセットが存在すると変調波に搬送波が漏れとなって出力されることは既知のことであり、これを本明細書では前述したように残留キャリア成分と呼び、マルチキャリア変調波の搬送波（ｆｃ）の残留キャリア成分が存在することとして、その除去方法について説明を進める。

図１において、０Ｈｚ付近で論理的に正、負で合成されたサブキャリア信号のｓｉｎ成分であるＩ−ｃｈ信号は入力端子１に、ｃｏｓ成分であるＱ−ｃｈ信号は入力端子２にそれぞれ入力される。上記のＩ−ｃｈ信号、Ｑ−ｃｈ信号は、既にＱＰＳＫ変調、ＢＰＳＫ変調、１６ＱＡＭ変調、３２ＱＡＭ変調、６４ＱＡＭ変調、あるいはπ／４ＱＰＳＫ変調などのディジタル変調方式で変調されて、かつ、マルチキャリア化されたベースバンド信号である。

ここで、Ｉ−ｃｈ信号と、局部発振器７からの周波数ｆｃの局部発振周波信号を位相シフタ８にて９０度位相シフトした信号とを乗算器５で乗算して得られた第１の乗算信号と、Ｑ−ｃｈ信号と、局部発振器７からの局部発振周波信号とを乗算器６にて乗算して得られた第２の乗算信号とを加算器９にて加算することで、図３に示した搬送波ｆｃを中心としたマルチキャリア変調波を生成する。この場合、前述のように、乗算器５、６に入力される信号にオフセットが存在すると局部発振器７の局部発振周波数を持った搬送波（ｆｃ）が漏れとなって出力されてしまう。

そこで、本実施の形態では、この搬送波（ｆｃ）の漏れ成分を取り出すために、加算器９から出力されるマルチキャリア変調波出力１０と局部発振器７の出力局部発振周波信号とを乗算器１２にて乗算し、得られた第３の乗算信号中の高調波を低減フィルタ（ＬＰＦ）１４にて除去する一方、加算器９から出力されるマルチキャリア変調波出力１０と局部発振器７の出力局部発振周波信号を位相シフタ１１にて９０度位相シフトした信号とを乗算器１３にて乗算し、得られた第４の乗算信号中の高調波を低減フィルタ（ＬＰＦ）１５にて除去する。ＬＰＦ１４、１５から出力される高調波の除去された乗算信号は、オフセットを含んだサブキャリア信号である。

ＬＰＦ１４、１５から出力されたサブキャリア信号を”０”より大きいか、小さいかを比較するための比較器１６、１７に入力し、入力されたサブキャリア信号が”０”より大きければ”１”、小さければ”−１”を出力するように比較器１６、１７は動作する。これを積分器１８、１９にてサンプリング毎に積分すると、比較器１６の出力が、”１”が多ければ正に、”−１”が多ければ負に積分結果が推移する。

この動作にて、オフセットが正、負のどちらの方向に存在しているかを求めることができる。積分器１８、１９で求められた値は反転されて加算器３、４にてＩ−ｃｈ信号、Ｑ−ｃｈ信号と加算することで、求められたオフセット分を減算することができる。かくして、乗算器１２から積分器１８までの経路を経た信号は加算器３にて加算し、乗算器１３から積分器１９までの経路を経た信号は加算器４にて加算することを連続的に動作させることで、予めサブキャリア信号に含まれていたオフセット成分に極めて近い値で収束させることができ、その後は安定し、変調波出力１０に含まれる残留キャリア成分が最小となる。

次に、本実施の形態の動作につき更に詳細に説明する。図１において、０Ｈｚ付近で論理的に正、負で合成されたサブキャリア信号のｓｉｎ成分（同相成分）であるＩ−ｃｈ信号は、入力端子１より加算器３に供給され、ここで、積分器１８からの信号と加算される。また、上記のサブキャリア信号のｃｏｓ成分（逆相成分）であるＱ−ｃｈ信号は、入力端子２より加算器４に供給され、ここで積分器１９からの信号と加算される。

一方、マルチキャリア変調波の搬送波ｆｃとなる局部発振周波信号を発生する局部発振器７からの局部発振周波信号は乗算器１２に供給され、ここで後述する加算器９からのマルチキャリア変調波１０と乗算される一方、位相シフタ１１にて９０度位相シフトされた局部発振周波信号は乗算器１３に供給され、ここで上記マルチキャリア変調波１０と乗算される。乗算器１２から出力された第３の乗算信号は、ＬＰＦ１４により高調波が除去され、また、乗算器１３から出力された第４の乗算信号は、ＬＰＦ１５により高調波が除去される。

ＬＰＦ１４及び１５から出力される信号は、オフセットを含んだサブキャリア信号であり、図４（Ａ）あるいは図６（Ａ）に示すような波形をしている。このＬＰＦ１４、１５から出力された信号は、それぞれ比較器１６、１７に供給され、ここで０レベルと大小比較され、０レベルより大であるときは”１”、小さい時は”−１”を比較結果として出力させる。従って、ＬＰＦ１４又はＬＰＦ１５から出力される信号が図４（Ａ）に示すような波形である場合、比較器１６又は比較器１７から出力される信号は、同図（Ｂ）に示すようになり、同図（Ａ）に示すように正のオフセット成分が含まれている信号の場合は、”１”の時間が長い比較結果が得られる。

同様に、図６（Ａ）に示すように、比較器１６、１７に供給されるオフセットを含んだサブキャリア信号に負のオフセット成分が含まれていれば、同図（Ｂ）に示すように”−１”の時間が長い比較結果が得られる。比較器１６、１７からそれぞれ出力された比較結果は、積分器１８、１９に供給されてサンプリング毎に積分される（毎サンプリング加算を繰り返す）。

ここで、比較器１６、１７から出力された比較結果が、図４（Ｂ）に示すような、”１”の時間が”−１”の時間に比べて長い信号であるときには、積分器１８、１９により得られる積分結果は、図５に示すように、含まれていたオフセット値に向かって正方向に推移し、含まれていたオフセット値に極めて近い正の値で収束し、その後は安定する。他方、比較結果が図６（Ｂ）に示すように、”−１”の時間が”１”の時間に比べて長い信号であるときには、積分器１８、１９により得られる積分結果は、図７に示すように、含まれていたオフセット値に向かって負方向に推移し、含まれていたオフセット値に極めて近い負の値で収束し、その後は安定する。上記の積分器１８、１９の積分動作により、オフセットが正、負のどちらかの方向に存在しているかを求めることができ、求められた積分値を反転して加算器３、４に供給する。

これにより、入力端子１より入力されたＩ−ｃｈ信号は、加算器３において、積分器１８からのＩ−ｃｈ信号に含まれるオフセット成分とほぼ同レベルの積分信号と逆極性で加算（すなわち、減算）されることにより、加算器３からはオフセット成分がほぼ相殺除去されたＩ−ｃｈ信号が取り出されて乗算器５に供給される。他方、入力端子２より入力されたＱ−ｃｈ信号は、加算器４において、積分器１９からのＱ−ｃｈ信号に含まれるオフセット成分とほぼ同レベルの積分信号と逆極性で加算（すなわち、減算）されることにより、加算器４からはオフセット成分がほぼ相殺除去されたＱ−ｃｈ信号が取り出されて乗算器６に供給される。

乗算器５は局部発振器７からの周波数ｆｃの局部発振周波信号を位相シフタ８にて９０度位相シフトした信号と、加算器３からのオフセット成分がほぼ相殺除去されたＩ−ｃｈ信号とを乗算して第１の乗算信号を出力する。一方、乗算器６は局部発振器７からの周波数ｆｃの局部発振周波信号と、加算器４からのオフセット成分がほぼ相殺除去されたＱ−ｃｈ信号とを乗算して第２の乗算信号を出力する。

これら第１及び第２の乗算信号は、加算器９にて加算されることで、図３に示した搬送波ｆｃを中心としたマルチキャリア変調波１０とされた後、送信されると共に、乗算器１２及び１３へフィードバックされる。ここで、ベースバンド信号であるＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号にそれぞれ含まれていたオフセット成分は、積分器１８、１９から出力されるオフセット成分に極めて近い値で略相殺除去されるため、マルチキャリア変調波１０に含まれる残留キャリア成分が最小となる。

本実施の形態では、上記のように、ＣＰＵやＤＳＰを用いることなく、比較器１６、１７、積分器１８、１９を用いた簡単な構成の回路でＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号にそれぞれ含まれていたオフセット成分を検出でき、それをＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号にそれぞれ減算することにより、マルチキャリア変調波１０に含まれる残留キャリア成分を大幅に低減又は除去できる。また、図１の各回路をディジタル回路で構成することにより、回路の無調整化、大規模半導体集積回路（ＬＳＩ）化ができ、その場合は装置の信頼性向上、軽量・小型化を実現できる。

本発明の一実施の形態の回路系統図である。サブキャリア信号の一例を示す周波数スペクトラム図である。マルチキャリア変調波の一例の周波数スペクトラム図である。図１の動作説明用の一例の信号波形図である。図１中の積分器の一例の出力信号特性図である。図１の動作説明用の他の例の信号波形図である。図１中の積分器の他の例の出力信号特性図である。

符号の説明

１Ｉ−ｃｈ信号入力端子
２Ｑ−ｃｈ信号入力端子
３、４、９加算器
５、６、１２、１３乗算器
７局部発振器
８、１１位相シフタ
１０マルチキャリア変調波
１４、１５低域フィルタ（ＬＰＦ）
１６、１７比較器
１８、１９積分器

Claims

０Ｈｚ付近で論理的に正、負で合成されたサブキャリア信号のＩ−ｃｈ信号とＱ−ｃｈ信号とで単一の搬送波を直交変調してマルチキャリア変調方式により変調された変調波を生成して送信する送信装置において、
前記単一の搬送波となる局部発振周波信号を出力する局部発振手段と、
前記局部発振周波信号を互いに９０度位相の異なる第１の信号及び第２の信号に変換する第１の位相シフト手段と、
前記Ｉ−ｃｈ信号から第１の積分値を減算する第１の減算手段と、
前記Ｑ−ｃｈ信号から第２の積分値を減算する第２の減算手段と、
前記第１の減算手段から出力された信号と前記第１の信号とを乗算して第１の乗算信号を生成する第１の乗算手段と、
前記第２の減算手段から出力された信号と前記第２の信号とを乗算して第２の乗算信号を生成する第２の乗算手段と、
前記第１及び第２の乗算信号を加算して前記マルチキャリア変調方式により変調された変調波を生成する加算手段と、
前記局部発振周波信号を互いに９０度位相の異なる第３の信号及び第４の信号に変換する第２の位相シフト手段と、
前記第３の信号と前記加算手段から出力される前記変調波とを乗算して第３の乗算信号を生成する第３の乗算手段と、
前記第４の信号と前記加算手段から出力される前記変調波とを乗算して第４の乗算信号を生成する第４の乗算手段と、
前記第３の乗算信号のレベルと所定のオフセット０レベルとを大小比較し、その比較結果に応じて“１”又は“−１”の値の第１の比較信号を生成する第１の比較手段と、
前記第４の乗算信号のレベルと前記所定のオフセット０レベルとを大小比較し、その比較結果に応じて“１”又は“−１”の値の第２の比較信号を生成する第２の比較手段と、
前記第１の比較信号を積分して前記第１の積分値を生成して前記第１の減算手段に供給する第１の積分手段と、
前記第２の比較信号を積分して前記第２の積分値を生成して前記第２の減算手段に供給する第２の積分手段と、
を有することを特徴とする送信装置。
前記第３の乗算信号の高調波を除去して前記第１の比較手段に供給する第１のフィルタ手段と、前記第４の乗算信号の高調波を除去して前記第２の比較手段に供給する第２のフィルタ手段とを更に有することを特徴とする請求項１記載の送信装置。