JP2004015310A - 歪補償回路および送信機 - Google Patents
歪補償回路および送信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004015310A JP2004015310A JP2002164434A JP2002164434A JP2004015310A JP 2004015310 A JP2004015310 A JP 2004015310A JP 2002164434 A JP2002164434 A JP 2002164434A JP 2002164434 A JP2002164434 A JP 2002164434A JP 2004015310 A JP2004015310 A JP 2004015310A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- distortion
- power amplifier
- analog
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
【課題】マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない歪補償回路を得ること。
【解決手段】本発明の歪補償回路は、無線通信機器にて使用される電力増幅器８の出力信号の一部を用いて当該電力増幅器８で発生する歪を検出する歪検出部１５と、電力増幅器８で発生する歪を補償する歪補償部２と、を備え、さらに、歪補償部２出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調部３と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換器４と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号に対して周波数変換を施した信号を電力増幅器８に対して出力するミキサ６と、を備える。
【選択図】 図１
【解決手段】本発明の歪補償回路は、無線通信機器にて使用される電力増幅器８の出力信号の一部を用いて当該電力増幅器８で発生する歪を検出する歪検出部１５と、電力増幅器８で発生する歪を補償する歪補償部２と、を備え、さらに、歪補償部２出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調部３と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換器４と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号に対して周波数変換を施した信号を電力増幅器８に対して出力するミキサ６と、を備える。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信機器（送信機）の送信電力増幅器で生じる非線形歪を補償する歪補償回路に関するものであり、特に、マルチキャリア共通増幅器に適用可能な歪補償回路および当該歪補償回路を備えた送信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の歪補償回路について説明する。図５は、たとえば、Ｙ． Ｎａｇａｔａ， ”Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，” ３９ｔｈＶｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｐｐ．１５９−１６４， Ｍａｙ １９８９に記載された適応型ディジタルプリディストータと呼ばれる従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【０００３】
図５において、１０１−Ｉ，１０１−Ｑは入力端子であり、１０２は歪補償部であり、１０３−Ｉ，１０３−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、１０４−Ｉ，１０４−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１０５はアナログ直交変調部であり、１０６は電力増幅器であり、１０７は方向性結合器であり、１０８はアナログ直交復調部であり、１０９−Ｉ，１０９−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０−Ｉ，１１０−ＱはＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１１は歪検出部である。
【０００４】
ここで、上記のように構成される従来の歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑから入力される。歪補償部１０２では、電力増幅器１０６で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部１０２に記憶されている。
【０００５】
Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑでは、歪補償後の信号をアナログ信号に変換する。そして、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−Ｑでは、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。
【０００６】
アナログ直交変調部１０５では、局部発振信号１１２を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１０５の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成してＲＦ信号を生成する。電力増幅器１０６では、受け取ったＲＦ信号を増幅する。
【０００７】
方向性結合器１０７では、増幅後の信号の一部を取り出し、アナログ直交復調部１０８に入力する。なお、入力する信号は、ＲＦ信号でもよいし、あるいは周波数変換部（図示しない）でＩＦ信号に変換した後の信号でもよい。アナログ直交復調部１０８では、受け取ったＲＦ信号またはＩＦ信号を、局部発振信号１１２を用いて直交復調し、Ｉチャネル，Ｑチャネルのベースバンド信号を生成する。
【０００８】
アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑでは、Ａ／Ｄ変換による信号帯域への折り返し成分を除去する。その後、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−Ｑでは、折り返し成分除去後の信号をディジタル信号に変換する。歪検出部１１１では、Ａ／Ｄ変換後の信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を前記検出結果に基づいて更新する。
【０００９】
しかしながら、上記従来の構成では、フィードバック側のアナログ直交復調部１０８の直交度誤差や、アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑ、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−ＱのＩ／Ｑチャネル間の利得誤差によって、歪補償の性能が劣化する場合があった。また、上記構成では、フィードバック側のＡ／Ｄ変換器が２つ必要になる。
【００１０】
そこで、以降では、上記の問題点を解決する従来技術について説明する。図６は、たとえば、特開２００１−１０３１０４号公報に記載された従来の適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の構成を示す図である。図６において、１０９はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１３は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、１１４はミキサであり、１１６−Ｉ，１１６−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１１】
方向性結合器１０７では、電力増幅器１０６出力（ＲＦ信号）の一部を取り出す。ミキサ１１４では、受け取ったＲＦ信号と局部発振信号１１２とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１０９では、ミキサ１１４の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１１０では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１１０の標本化周波数は、後述のディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とすることが多い。
【００１２】
ディジタル直交復調部１１５では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍に選ぶと、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となってディジタル直交復調処理が簡単になる。ディジタル低域通過フィルタ１１６−Ｉ，１１６−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１１１では、このベースバンド信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００１３】
このように、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ低域通過フィルタやＡ／Ｄ変換器が１系統なので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を生じない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって直交した局部発振信号を得ているので、極めて高い直交性が保証される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ直交変調部１０５で直交変調を行っている。そのため、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合、出力側のアナログ直交変調部１０５の直交度誤差や、Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑ、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−ＱのＩ／Ｑチャネル間利得誤差によって、影像成分が発生する。すなわち、図７に示すように、アナログ直交変調部１０５の出力では、マルチキャリアを構成する搬送波信号の中心周波数に対称な周波数位置に、影像成分が発生する。これによって、電力増幅器１０６が非線形歪を生じない場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化する、という問題があった。
【００１５】
このとき、隣接チャネル漏洩電力比４０ｄＢを実現するためには、影像除去比４０ｄＢが必要になる。ところが、それを実現するためには、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を０．１ｄＢ未満かつ直交度誤差を１度未満、にする必要があり、上記アナログ直交変調部１０５では実現が難しい。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない歪補償回路および送信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２０】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００２２】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる歪補償回路および送信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１−Ｉ，１−Ｑは入力端子であり、２は歪補償部であり、３はディジタル直交変調部であり、４はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、６はミキサであり、７は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、８は電力増幅器であり、９は方向性結合器であり、１０はミキサであり、１１はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１２はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１３はディジタル直交復調部であり、１４−Ｉ，１４−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１５は歪検出部であり、１６は局部発振信号である。この歪補償回路は、無線通信機器（送信機）の電力増幅器８で生じる非線形歪を補償する。
【００２５】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１−Ｉ，１−Ｑから入力される。歪補償部２では、電力増幅器８で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部２に記憶されている。
【００２６】
ディジタル直交変調部３では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、ＩＦ信号を出力する。すなわち、ディジタル直交変調部３では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを合成する。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換器４では、合成後のＩＦ信号（ディジタル信号）をアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器４の標本化周波数は、ディジタル直交変調処理を簡単にするためＩＦ周波数の４倍とすることが多い。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。
【００２８】
アナログ低域通過フィルタ５では、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。ミキサ６では、折り返し成分除去後の信号を局部発振信号１６と混合する。そして、帯域通過フィルタ７で不要な周波数成分を減衰させた後、電力増幅器８では、不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。なお、図１では、ミキサ１０とミキサ６が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、たとえば、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００２９】
方向性結合器９では、電力増幅器８出力の一部を取り出す。ミキサ１０では、方向性結合器９出力の信号と局部発振信号１６とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１１では、ミキサ１０の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１２の標本化周波数は、ディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とする。
【００３０】
ディジタル直交復調部１３では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。ディジタル低域通過フィルタ１４−Ｉ，１４−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１５では、このベースバンド信号と入力端子１−Ｉ，１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００３１】
このように、本実施の形態では、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度が保証される。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる。
【００３２】
実施の形態２．
前述した実施の形態１では、折り返し成分を除去するために、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要になる。
【００３３】
図２は、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。まず、図２（ａ）では、図１におけるＤ／Ａ変換器４の出力信号のスペクトルを示している。この場合、ＩＦ周波数ｆＩＦを中心とした信号のほかに、標本化周波数ｆＳの半分の周波数ｆＳ／２について対称に不要な折り返し成分が現れ、それが標本化周波数おきに繰り返し現れる。アナログ低域通過フィルタ５は、上記信号の折り返し成分を減衰させる（図２（ｂ）参照）。さらに、ミキサ６では、周波数変換を行う（図２（ｃ）参照）。そして、実施の形態１の構成では、不要成分の輻射を抑えるために、帯域通過フィルタ７にて図２（ｃ）中の折り返し成分を十分に減衰させる必要がある。このとき、マルチキャリア増幅器では信号が広帯域となるため、図２（ａ）における信号帯域の上限周波数が標本化周波数の半分の周波数に近くなり、折り返し成分が近接する。そのため、実施の形態１では、急峻な特性のフィルタで折り返し成分を除去することが必要になる。
【００３４】
しかしながら、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を急峻にすると、信号帯域の群遅延変動が大きくなり、歪補償が困難になってしまう。そこで、実施の形態２では、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を実施の形態１よりも緩和する。
【００３５】
図３は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態２の構成を示す図である。図３において、４−Ｉ，４−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５−Ｉ，５−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１７はディジタル直交変調部であり、１８はアナログ直交変調部である。
【００３６】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００３７】
ディジタル直交変調部１７では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、互いに直交する２チャネルのＩＦ信号を出力する。この場合、ディジタル直交変調部１７では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、それぞれＩＦ中心周波数と同一の周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを互いに位相が９０度異なるように合成する。
【００３８】
Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑでは、合成されたＩチャネルとＱチャネルのＩＦ信号をそれぞれアナログ信号に変換する。アナログ低域通過フィルタ５−Ｉ，５−Ｑでは、Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑが出力したＩＦ信号の折り返し成分を除去する。
【００３９】
アナログ直交変調部１８では、局部発振信号１６を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１８の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成し、ＲＦ信号を生成する。そして、不要な周波数成分を帯域通過フィルタ７で減衰後、電力増幅器８では、当該不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。
【００４０】
図４は、アナログ直交変調部１８の出力信号のスペクトルを示す図である。ここでは、折り返し成分をアナログ直交変調部１８の影像除去比だけ減衰させることができる。
【００４１】
なお、図３では、アナログ直交変調部１８とミキサ１０が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００４２】
このように、本実施の形態では、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４４】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４５】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【００４６】
つぎの発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４７】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４８】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる歪補償回路の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】アナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタに急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。
【図３】本発明にかかる歪補償回路の実施の形態２の構成を示す図である。
【図４】アナログ直交変調部の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図５】従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図６】従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図７】従来技術の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１−Ｉ，１−Ｑ 入力端子、２ 歪補償部、３，１７ ディジタル直交変調部、４，４−Ｉ，４−Ｑ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、５，５−Ｉ，５−Ｑ，１１ アナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、６，１０ ミキサ、７ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、８ 電力増幅器、９ 方向性結合器、１２ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１３ ディジタル直交復調部、１４−Ｉ，１４−Ｑ ディジタル低域通過フィルタ、１５ 歪検出部、１６ 局部発振信号、１８ アナログ直交変調部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信機器（送信機）の送信電力増幅器で生じる非線形歪を補償する歪補償回路に関するものであり、特に、マルチキャリア共通増幅器に適用可能な歪補償回路および当該歪補償回路を備えた送信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の歪補償回路について説明する。図５は、たとえば、Ｙ． Ｎａｇａｔａ， ”Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，” ３９ｔｈＶｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， ｐｐ．１５９−１６４， Ｍａｙ １９８９に記載された適応型ディジタルプリディストータと呼ばれる従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【０００３】
図５において、１０１−Ｉ，１０１−Ｑは入力端子であり、１０２は歪補償部であり、１０３−Ｉ，１０３−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、１０４−Ｉ，１０４−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１０５はアナログ直交変調部であり、１０６は電力増幅器であり、１０７は方向性結合器であり、１０８はアナログ直交復調部であり、１０９−Ｉ，１０９−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０−Ｉ，１１０−ＱはＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１１は歪検出部である。
【０００４】
ここで、上記のように構成される従来の歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑから入力される。歪補償部１０２では、電力増幅器１０６で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部１０２に記憶されている。
【０００５】
Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑでは、歪補償後の信号をアナログ信号に変換する。そして、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−Ｑでは、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。
【０００６】
アナログ直交変調部１０５では、局部発振信号１１２を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１０５の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成してＲＦ信号を生成する。電力増幅器１０６では、受け取ったＲＦ信号を増幅する。
【０００７】
方向性結合器１０７では、増幅後の信号の一部を取り出し、アナログ直交復調部１０８に入力する。なお、入力する信号は、ＲＦ信号でもよいし、あるいは周波数変換部（図示しない）でＩＦ信号に変換した後の信号でもよい。アナログ直交復調部１０８では、受け取ったＲＦ信号またはＩＦ信号を、局部発振信号１１２を用いて直交復調し、Ｉチャネル，Ｑチャネルのベースバンド信号を生成する。
【０００８】
アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑでは、Ａ／Ｄ変換による信号帯域への折り返し成分を除去する。その後、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−Ｑでは、折り返し成分除去後の信号をディジタル信号に変換する。歪検出部１１１では、Ａ／Ｄ変換後の信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を前記検出結果に基づいて更新する。
【０００９】
しかしながら、上記従来の構成では、フィードバック側のアナログ直交復調部１０８の直交度誤差や、アナログ低域通過フィルタ１０９−Ｉ，１０９−Ｑ、Ａ／Ｄ変換器１１０−Ｉ，１１０−ＱのＩ／Ｑチャネル間の利得誤差によって、歪補償の性能が劣化する場合があった。また、上記構成では、フィードバック側のＡ／Ｄ変換器が２つ必要になる。
【００１０】
そこで、以降では、上記の問題点を解決する従来技術について説明する。図６は、たとえば、特開２００１−１０３１０４号公報に記載された従来の適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の構成を示す図である。図６において、１０９はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１１０はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１１３は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、１１４はミキサであり、１１６−Ｉ，１１６−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）である。
【００１１】
方向性結合器１０７では、電力増幅器１０６出力（ＲＦ信号）の一部を取り出す。ミキサ１１４では、受け取ったＲＦ信号と局部発振信号１１２とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１０９では、ミキサ１１４の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１１０では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１１０の標本化周波数は、後述のディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とすることが多い。
【００１２】
ディジタル直交復調部１１５では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍に選ぶと、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となってディジタル直交復調処理が簡単になる。ディジタル低域通過フィルタ１１６−Ｉ，１１６−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１１１では、このベースバンド信号と入力端子１０１−Ｉ，１０１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部１０２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００１３】
このように、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ低域通過フィルタやＡ／Ｄ変換器が１系統なので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を生じない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって直交した局部発振信号を得ているので、極めて高い直交性が保証される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記公報記載の従来の歪補償回路では、アナログ直交変調部１０５で直交変調を行っている。そのため、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合、出力側のアナログ直交変調部１０５の直交度誤差や、Ｄ／Ａ変換器１０３−Ｉ，１０３−Ｑ、アナログ低域通過フィルタ１０４−Ｉ，１０４−ＱのＩ／Ｑチャネル間利得誤差によって、影像成分が発生する。すなわち、図７に示すように、アナログ直交変調部１０５の出力では、マルチキャリアを構成する搬送波信号の中心周波数に対称な周波数位置に、影像成分が発生する。これによって、電力増幅器１０６が非線形歪を生じない場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化する、という問題があった。
【００１５】
このとき、隣接チャネル漏洩電力比４０ｄＢを実現するためには、影像除去比４０ｄＢが必要になる。ところが、それを実現するためには、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差を０．１ｄＢ未満かつ直交度誤差を１度未満、にする必要があり、上記アナログ直交変調部１０５では実現が難しい。
【００１６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分によって隣接チャネル漏洩電力比が劣化しない歪補償回路および送信機を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００１８】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備え、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００１９】
つぎの発明にかかる歪補償回路にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２０】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００２１】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有し、前記歪補償回路は、さらに、前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、を備えることを特徴とする。
【００２２】
つぎの発明にかかる送信機にあっては、前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる歪補償回路および送信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２４】
実施の形態１．
図１は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態１の構成を示す図である。図１において、１−Ｉ，１−Ｑは入力端子であり、２は歪補償部であり、３はディジタル直交変調部であり、４はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、６はミキサであり、７は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、８は電力増幅器であり、９は方向性結合器であり、１０はミキサであり、１１はアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１２はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）であり、１３はディジタル直交復調部であり、１４−Ｉ，１４−Ｑはディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１５は歪検出部であり、１６は局部発振信号である。この歪補償回路は、無線通信機器（送信機）の電力増幅器８で生じる非線形歪を補償する。
【００２５】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。まず、ベースバンド波形生成部（図示しない）で生成されたＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号が入力端子１−Ｉ，１−Ｑから入力される。歪補償部２では、電力増幅器８で生じる非線形歪を打ち消すように、入力信号と逆歪信号とを合成する。逆歪信号は、入力信号の振幅に応じて歪補償部２に記憶されている。
【００２６】
ディジタル直交変調部３では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、ＩＦ信号を出力する。すなわち、ディジタル直交変調部３では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを合成する。
【００２７】
Ｄ／Ａ変換器４では、合成後のＩＦ信号（ディジタル信号）をアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器４の標本化周波数は、ディジタル直交変調処理を簡単にするためＩＦ周波数の４倍とすることが多い。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。
【００２８】
アナログ低域通過フィルタ５では、受け取ったアナログ信号の折り返し成分を除去する。ミキサ６では、折り返し成分除去後の信号を局部発振信号１６と混合する。そして、帯域通過フィルタ７で不要な周波数成分を減衰させた後、電力増幅器８では、不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。なお、図１では、ミキサ１０とミキサ６が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、たとえば、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００２９】
方向性結合器９では、電力増幅器８出力の一部を取り出す。ミキサ１０では、方向性結合器９出力の信号と局部発振信号１６とを混合する。アナログ低域通過フィルタ１１では、ミキサ１０の出力信号に含まれる周波数の和成分を除去してＩＦ信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２では、アナログのＩＦ信号をディジタルのＩＦ信号に変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１２の標本化周波数は、ディジタル直交復調処理を簡単にするため、ＩＦ周波数の４倍とする。
【００３０】
ディジタル直交復調部１３では、Ａ／Ｄ変換後のＩＦ信号に対して、ＩＦ中心周波数と同じ周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算する。標本化周波数をＩＦ周波数の４倍にすると、局部発振信号は、Ｉチャネルで「１、０、−１、０」となり、Ｑチャネルで「０、−１、０、１」となる。ディジタル低域通過フィルタ１４−Ｉ，１４−Ｑでは、周波数の和成分を除去してＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成する。歪検出部１５では、このベースバンド信号と入力端子１−Ｉ，１−Ｑで受け取った信号とを比較して歪量を検出する。そして、歪補償部２では、現在記憶している逆歪信号を検出結果に基づいて更新する。
【００３１】
このように、本実施の形態では、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。また、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度が保証される。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる。
【００３２】
実施の形態２．
前述した実施の形態１では、折り返し成分を除去するために、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要になる。
【００３３】
図２は、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７に急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。まず、図２（ａ）では、図１におけるＤ／Ａ変換器４の出力信号のスペクトルを示している。この場合、ＩＦ周波数ｆＩＦを中心とした信号のほかに、標本化周波数ｆＳの半分の周波数ｆＳ／２について対称に不要な折り返し成分が現れ、それが標本化周波数おきに繰り返し現れる。アナログ低域通過フィルタ５は、上記信号の折り返し成分を減衰させる（図２（ｂ）参照）。さらに、ミキサ６では、周波数変換を行う（図２（ｃ）参照）。そして、実施の形態１の構成では、不要成分の輻射を抑えるために、帯域通過フィルタ７にて図２（ｃ）中の折り返し成分を十分に減衰させる必要がある。このとき、マルチキャリア増幅器では信号が広帯域となるため、図２（ａ）における信号帯域の上限周波数が標本化周波数の半分の周波数に近くなり、折り返し成分が近接する。そのため、実施の形態１では、急峻な特性のフィルタで折り返し成分を除去することが必要になる。
【００３４】
しかしながら、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を急峻にすると、信号帯域の群遅延変動が大きくなり、歪補償が困難になってしまう。そこで、実施の形態２では、アナログ低域通過フィルタ５や帯域通過フィルタ７の減衰特性を実施の形態１よりも緩和する。
【００３５】
図３は、本発明にかかる適応型ディジタルプリディストータ（歪補償回路）の実施の形態２の構成を示す図である。図３において、４−Ｉ，４−ＱはＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）であり、５−Ｉ，５−Ｑはアナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）であり、１７はディジタル直交変調部であり、１８はアナログ直交変調部である。
【００３６】
ここで、上記のように構成される本発明にかかる歪補償回路の動作について説明する。なお、本実施の形態では、先に説明した実施の形態１と異なる動作についてのみ説明する。
【００３７】
ディジタル直交変調部１７では、歪補償部２が出力する歪補償後の信号を直交変調し、互いに直交する２チャネルのＩＦ信号を出力する。この場合、ディジタル直交変調部１７では、歪補償後のＩチャネルとＱチャネルの信号に、それぞれＩＦ中心周波数と同一の周波数でかつ互いに直交した位相関係にある局部発振信号を乗算し、２つのチャネルを互いに位相が９０度異なるように合成する。
【００３８】
Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑでは、合成されたＩチャネルとＱチャネルのＩＦ信号をそれぞれアナログ信号に変換する。アナログ低域通過フィルタ５−Ｉ，５−Ｑでは、Ｄ／Ａ変換器４−Ｉ，４−Ｑが出力したＩＦ信号の折り返し成分を除去する。
【００３９】
アナログ直交変調部１８では、局部発振信号１６を用いて、折り返し成分除去後の信号を中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号に直交変調する。なお、アナログ直交変調部１８の出力がＩＦ信号のときは、周波数変換部（図示しない）で局部発振信号（図示しない）と合成し、ＲＦ信号を生成する。そして、不要な周波数成分を帯域通過フィルタ７で減衰後、電力増幅器８では、当該不要周波数成分減衰後の信号を増幅する。
【００４０】
図４は、アナログ直交変調部１８の出力信号のスペクトルを示す図である。ここでは、折り返し成分をアナログ直交変調部１８の影像除去比だけ減衰させることができる。
【００４１】
なお、図３では、アナログ直交変調部１８とミキサ１０が局部発振信号１６を共用する構成としたが、これに限らず、局部発振信号を別々に設けてもよいし、または、それぞれの周波数が異なっていてもよい。
【００４２】
このように、本実施の形態では、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる。
【００４３】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４４】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４５】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【００４６】
つぎの発明によれば、直交変調をディジタル処理で行い、変調後のアナログ低域通過フィルタやＤ／Ａ変換器を１系統としたので、Ｉ／Ｑチャネル間の利得誤差が発生しない。これにより、マルチキャリア共通増幅器に適用した場合であっても、影像成分による隣接チャネル漏洩電力比の劣化を防止できる、という効果を奏する。
【００４７】
つぎの発明によれば、直交する２チャネルのＩＦ信号をディジタル直交変調で合成し、その後、アナログ直交変調を実行して中間周波数（ＩＦ）または無線周波数（ＲＦ）の信号を生成する。このとき、折り返し成分をアナログ直交変調による影像除去比だけ減衰させる。これにより、不要な折り返し成分の輻射を抑えるために必要なアナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタの減衰特性を緩和することができる、という効果を奏する。
【００４８】
つぎの発明によれば、ＩＦ周波数の４倍に等しい標本化周波数の信号を等価的に４相に４分周することによって、直交した局部発振信号を得る構成としたので、極めて高い直交度を保証できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる歪補償回路の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】アナログ低域通過フィルタや帯域通過フィルタに急峻な特性を持つフィルタが必要となる理由を示す図である。
【図３】本発明にかかる歪補償回路の実施の形態２の構成を示す図である。
【図４】アナログ直交変調部の出力信号のスペクトルを示す図である。
【図５】従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図６】従来の歪補償回路の構成の一例を示す図である。
【図７】従来技術の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１−Ｉ，１−Ｑ 入力端子、２ 歪補償部、３，１７ ディジタル直交変調部、４，４−Ｉ，４−Ｑ Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、５，５−Ｉ，５−Ｑ，１１ アナログ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、６，１０ ミキサ、７ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、８ 電力増幅器、９ 方向性結合器、１２ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、１３ ディジタル直交復調部、１４−Ｉ，１４−Ｑ ディジタル低域通過フィルタ、１５ 歪検出部、１６ 局部発振信号、１８ アナログ直交変調部。
Claims (6)
- 無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備える歪補償回路において、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、
を備えることを特徴とする歪補償回路。 - 無線通信機器にて使用される送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備える歪補償回路において、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、
を備えることを特徴とする歪補償回路。 - 前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする請求項１または２に記載の歪補償回路。
- 送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有する送信機において、
前記歪補償回路は、さらに、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の信号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号または当該アナログ信号に対して周波数変換を施した信号を前記送信電力増幅器に対して出力する周波数変換手段と、
を備えることを特徴とする送信機。 - 送信電力増幅器の出力信号の一部を用いて当該送信電力増幅器で発生する歪を検出する歪検出部と、前記送信電力増幅器で発生する歪を補償する歪補償部と、を備えた歪補償回路、を有する送信機において、
前記歪補償回路は、さらに、
前記歪補償部出力のディジタル信号を直交変調して互いに直交する２チャネルの中間周波数信号を出力するディジタル直交変調手段と、
直交変調後の各信号を個別にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換するＤ／Ａ変換手段と、
Ｄ／Ａ変換後のアナログ信号を直交変調し、当該変調後の信号を前記送信電力増幅器に対して出力するアナログ直交変調手段と、
を備えることを特徴とする送信機。 - 前記Ｄ／Ａ変換手段における標本化周波数を、当該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の中心周波数の４倍とすることを特徴とする請求項４または５に記載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002164434A JP3950369B2 (ja) | 2002-06-05 | 2002-06-05 | 歪補償回路および送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002164434A JP3950369B2 (ja) | 2002-06-05 | 2002-06-05 | 歪補償回路および送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004015310A true JP2004015310A (ja) | 2004-01-15 |
| JP3950369B2 JP3950369B2 (ja) | 2007-08-01 |
Family
ID=30432582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002164434A Expired - Fee Related JP3950369B2 (ja) | 2002-06-05 | 2002-06-05 | 歪補償回路および送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3950369B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007059960A (ja) * | 2005-08-22 | 2007-03-08 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | 送信装置 |
| JP2008524900A (ja) * | 2004-12-16 | 2008-07-10 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 高周波トランスミッタにおけるアナログｉ／ｑ変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正 |
| US7613251B2 (en) | 2006-05-26 | 2009-11-03 | Fujitsu Limited | Distortion compensating apparatus and method |
| JP2010041470A (ja) * | 2008-08-06 | 2010-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | 送信機及び送受信装置 |
| JP2015050687A (ja) * | 2013-09-03 | 2015-03-16 | 日本電信電話株式会社 | 送信機、及び送信方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07147596A (ja) * | 1993-11-24 | 1995-06-06 | Kokusai Electric Co Ltd | ディジタル直交変調回路 |
| JPH08274829A (ja) * | 1995-03-28 | 1996-10-18 | Kokusai Electric Co Ltd | マルチキャリア信号生成回路 |
| JP2001268150A (ja) * | 2000-03-21 | 2001-09-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | リニアライザ |
-
2002
- 2002-06-05 JP JP2002164434A patent/JP3950369B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07147596A (ja) * | 1993-11-24 | 1995-06-06 | Kokusai Electric Co Ltd | ディジタル直交変調回路 |
| JPH08274829A (ja) * | 1995-03-28 | 1996-10-18 | Kokusai Electric Co Ltd | マルチキャリア信号生成回路 |
| JP2001268150A (ja) * | 2000-03-21 | 2001-09-28 | Hitachi Kokusai Electric Inc | リニアライザ |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008524900A (ja) * | 2004-12-16 | 2008-07-10 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 高周波トランスミッタにおけるアナログｉ／ｑ変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正 |
| US7734261B2 (en) | 2004-12-16 | 2010-06-08 | Nxp B.V. | Calibrating amplitude and phase imbalance and DC offset of an analog I/Q modulator in a high-frequency transmitter |
| JP2007059960A (ja) * | 2005-08-22 | 2007-03-08 | Nec Network & Sensor Systems Ltd | 送信装置 |
| JP4698331B2 (ja) * | 2005-08-22 | 2011-06-08 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 送信装置 |
| US7613251B2 (en) | 2006-05-26 | 2009-11-03 | Fujitsu Limited | Distortion compensating apparatus and method |
| JP2010041470A (ja) * | 2008-08-06 | 2010-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | 送信機及び送受信装置 |
| JP2015050687A (ja) * | 2013-09-03 | 2015-03-16 | 日本電信電話株式会社 | 送信機、及び送信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3950369B2 (ja) | 2007-08-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6775530B2 (en) | Direct conversion of narrow-band RF signals | |
| JP4212557B2 (ja) | 送信回路およびそれを用いた送受信機 | |
| US6993091B2 (en) | Correction of DC-offset of I/Q modulator | |
| JP3408969B2 (ja) | 低域変換ミクサ | |
| EP2169837B1 (en) | Technique for suppressing noise in a transmitter device | |
| US6798844B2 (en) | Correction of phase and amplitude imbalance of I/Q modulator | |
| US20030072393A1 (en) | Quadrature transceiver substantially free of adverse circuitry mismatch effects | |
| KR20030017649A (ko) | 수신기에서의 중간 주파수 신호의 직각 엔벨로프-샘플링 | |
| JP4464194B2 (ja) | 通信受信機および送信機 | |
| JP2005510931A6 (ja) | 直接変換受信機 | |
| KR20010080362A (ko) | 각도 변조 ｒｆ 신호 수신기 | |
| JP2005168035A (ja) | ダイレクト変換受信機 | |
| WO2005039043A1 (ja) | 増幅回路 | |
| EP1612933A1 (en) | Distortion compensation device | |
| JP2002084146A (ja) | プリディストーション型歪補償電力増幅器 | |
| US20030210093A1 (en) | System and method for reducing amplifier distortion using distortion feedback | |
| de la Morena-Alvarez-Palencia et al. | Direct baseband IQ regeneration method for five-port receivers improving DC-offset and second-order intermodulation distortion rejection | |
| JP2001230695A (ja) | 無線機及びそれに使用する周波数変換方法 | |
| JP3950369B2 (ja) | 歪補償回路および送信機 | |
| US7983632B2 (en) | Feedback control loop for amplitude modulation in a polar transmitter with a translational loop | |
| US9048920B2 (en) | Method and apparatus for reducing FM audio artifacts in a receiver | |
| KR20070030423A (ko) | 전류 혼합 방식을 이용한 ｉ/ｑ 변조기 및 이를 이용한직접 변환 방식 무선 통신 송신기 | |
| Nezami | Performance assessment of baseband algorithms for direct conversion tactical software defined receivers: I/Q imbalance correction, image rejection, DC removal, and channelization | |
| WO2001063791A2 (en) | Transmitter and receiver circuit | |
| JP2004524748A (ja) | 帯域外干渉を制限する送信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050516 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070104 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070123 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070322 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070417 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070420 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100427 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110427 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120427 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120427 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130427 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130427 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140427 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |