JP3408969B2 - 低域変換ミクサ - Google Patents
低域変換ミクサInfo
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- JP3408969B2 JP3408969B2 JP12692698A JP12692698A JP3408969B2 JP 3408969 B2 JP3408969 B2 JP 3408969B2 JP 12692698 A JP12692698 A JP 12692698A JP 12692698 A JP12692698 A JP 12692698A JP 3408969 B2 JP3408969 B2 JP 3408969B2
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- channel
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- oscillator
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波信号を低域
変換する方法および低域変換ミクサに関するものであ
り、特に、この方法を実施するための直角低域変換ミク
サに関するものである。
変換する方法および低域変換ミクサに関するものであ
り、特に、この方法を実施するための直角低域変換ミク
サに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のスーパーヘテロダイン受信機にお
いては、第２次非線形性のために、出力側でＩＦ信号か
ら周波数が離れたミクサ積が生じてしまう。これらの望
ましくない信号は、ＩＦフィルタによって除去されう
る。したがって、従来のスーパーヘテロダイン受信機に
おいて支配的な非線形性は、第３次相互変調積である。
いては、第２次非線形性のために、出力側でＩＦ信号か
ら周波数が離れたミクサ積が生じてしまう。これらの望
ましくない信号は、ＩＦフィルタによって除去されう
る。したがって、従来のスーパーヘテロダイン受信機に
おいて支配的な非線形性は、第３次相互変調積である。
【０００３】しかしながら、直接変換受信機において
は、第２次ミクサ非線形性のために、ミクサ入力に与え
られる信号がベースバンド信号へと低域変換されてしま
う結果となる。純搬送波であれば出力側にＤＣ信号が発
生されるが、ＡＭ変調された信号の場合には、スペクト
ル成分が所望の信号に重なり合うローパスベースバンド
信号が生ずる。
は、第２次ミクサ非線形性のために、ミクサ入力に与え
られる信号がベースバンド信号へと低域変換されてしま
う結果となる。純搬送波であれば出力側にＤＣ信号が発
生されるが、ＡＭ変調された信号の場合には、スペクト
ル成分が所望の信号に重なり合うローパスベースバンド
信号が生ずる。
【０００４】したがって、ミクサにおいて第２次積を高
度に抑制することが重要であり、第２次の抑制を十分に
できないために、直接変換受信機は、実際には、従来の
スーパーヘテロダイン受信機に代わりうるものとはなら
なかった。
度に抑制することが重要であり、第２次の抑制を十分に
できないために、直接変換受信機は、実際には、従来の
スーパーヘテロダイン受信機に代わりうるものとはなら
なかった。
【０００５】一般的に、ミクサの製造者は、後述の式
（８）の第２の部分を、この式の第１の部分のレベル以
下４０−５０ｄＢのレベルまで抑制することはできる。
しかしながら、ＧＳＭフェーズIIにおいては、少なくと
も７０ｄＢまでのＡＭ除去が必要とされている。
（８）の第２の部分を、この式の第１の部分のレベル以
下４０−５０ｄＢのレベルまで抑制することはできる。
しかしながら、ＧＳＭフェーズIIにおいては、少なくと
も７０ｄＢまでのＡＭ除去が必要とされている。
【０００６】
【発明の概要】本発明の第一の観点によれば、信号を２
つの並列な信号路へ分岐し、発振器信号を与え、前記２
つの並列信号路の各々における信号を、それぞれ相対的
に０°および１８０°シフトされた前記発振器信号と混
合し、前記信号をローパスフィルタリングし、第２次効
果が実質的にならされるように、前記２つの信号を単一
出力信号へと結合することを含む方法が提供される。前
記２つの信号路からの信号を結合することにより、第２
次混合積が実質的に抑制される。
つの並列な信号路へ分岐し、発振器信号を与え、前記２
つの並列信号路の各々における信号を、それぞれ相対的
に０°および１８０°シフトされた前記発振器信号と混
合し、前記信号をローパスフィルタリングし、第２次効
果が実質的にならされるように、前記２つの信号を単一
出力信号へと結合することを含む方法が提供される。前
記２つの信号路からの信号を結合することにより、第２
次混合積が実質的に抑制される。
【０００７】本発明によれば、低域変換ミクサにおける
第２次非線形性を非常に高度に抑制するのに使用されう
る方法が提供される。
第２次非線形性を非常に高度に抑制するのに使用されう
る方法が提供される。
【０００８】本発明の第二の観点によれば、高周波信号
を低域変換する方法において、該信号を４つの並列信号
路へと分岐し、発振器信号を与え、前記４つの並列信号
路の各々における信号を、それぞれ相対的に０°、９０
°、１８０°および２７０°シフトされた前記発振器信
号と混合し、前記４つの並列信号路を、各々が相対的に
１８０°シフトされた発振器信号を有するような２つの
チャンネルへと結合し、各チャンネルにおいて、該２つ
の信号路における信号を結合して各チャンネルに対する
出力信号を与えることを含む方法が提供される。ベース
バンドに存在する望ましくない第２次混合積は、局部発
振器からの信号の位相によって影響されないという事実
に、本発明は基づくものである。各チャンネルに特別な
混合路を設けることにより、送信され位相変調された信
号およびベースバンドに存在する第２次ミクサ積の両方
を含む信号を確立することができる。ここで、前記２つ
の項は、それぞれ２つの混合路において同じで逆符号で
ある。２つの実質的に同一のミクサが使用されていると
きには、結合後、送信信号と比較して第２次混合積の抑
制は、７０ｄＢまたはそれより高いものとすることがで
きる。
を低域変換する方法において、該信号を４つの並列信号
路へと分岐し、発振器信号を与え、前記４つの並列信号
路の各々における信号を、それぞれ相対的に０°、９０
°、１８０°および２７０°シフトされた前記発振器信
号と混合し、前記４つの並列信号路を、各々が相対的に
１８０°シフトされた発振器信号を有するような２つの
チャンネルへと結合し、各チャンネルにおいて、該２つ
の信号路における信号を結合して各チャンネルに対する
出力信号を与えることを含む方法が提供される。ベース
バンドに存在する望ましくない第２次混合積は、局部発
振器からの信号の位相によって影響されないという事実
に、本発明は基づくものである。各チャンネルに特別な
混合路を設けることにより、送信され位相変調された信
号およびベースバンドに存在する第２次ミクサ積の両方
を含む信号を確立することができる。ここで、前記２つ
の項は、それぞれ２つの混合路において同じで逆符号で
ある。２つの実質的に同一のミクサが使用されていると
きには、結合後、送信信号と比較して第２次混合積の抑
制は、７０ｄＢまたはそれより高いものとすることがで
きる。
【０００９】これにより、直接変換受信機のための統合
ＩＱミクサにおいて第２次非線形性を非常に高度に抑制
するのに使用されうる方法が提供される。
ＩＱミクサにおいて第２次非線形性を非常に高度に抑制
するのに使用されうる方法が提供される。
【００１０】さらにまた、本発明は、それぞれ第１ミク
サユニットおよび第２ミクサユニットが設けられた２つ
の並列信号路を備えた変換器チャンネルにも関するもの
である。発振器により、２つのミクサユニットのための
発振器信号が与えられる。前記第１ミクサユニットおよ
び第２ミクサユニットは、相対的に１８０°位相シフト
された発振器信号を受け取る。これらミクサからの出力
は、第２次効果の抑制が改善された出力信号を与える結
合ユニットにおいて結合される。擾乱第２次項は、２つ
のサブチャンネル信号を互いに減算することによって、
ならされる。
サユニットおよび第２ミクサユニットが設けられた２つ
の並列信号路を備えた変換器チャンネルにも関するもの
である。発振器により、２つのミクサユニットのための
発振器信号が与えられる。前記第１ミクサユニットおよ
び第２ミクサユニットは、相対的に１８０°位相シフト
された発振器信号を受け取る。これらミクサからの出力
は、第２次効果の抑制が改善された出力信号を与える結
合ユニットにおいて結合される。擾乱第２次項は、２つ
のサブチャンネル信号を互いに減算することによって、
ならされる。
【００１１】さらにまた、本発明は、低域変換のための
信号を受け取る入力と、該入力にて受け取られた信号
を、各々が２つの並列信号路を備える２つのチャンネル
に分岐する分岐路と、ミクサユニットにおいて使用する
発振器信号を与えるための発振器とを備えた直交低域変
換器にも関する。前記チャンネルの各々における２つの
信号路のうちの第１の信号路には、この路における信号
を低域変換するための第１ミクサユニットが設けられ、
該第１ミクサは、互いに相対的に９０°位相シフトされ
た発振器信号を受け取る。前記チャンネルの各々におけ
る第２の信号路には、その路における信号を低域変換す
るための第２ミクサユニットが設けられ、該２つのチャ
ンネルにおける第２ミクサは、同じチャンネルにおける
第１ミクサに対して相対的に１８０°位相シフトされた
発振器信号を受け取る。各チャンネルにおける結合ユニ
ットは、そのチャンネルの２つの路における信号を結合
することによって、各チャンネルのための出力信号を与
える。
信号を受け取る入力と、該入力にて受け取られた信号
を、各々が２つの並列信号路を備える２つのチャンネル
に分岐する分岐路と、ミクサユニットにおいて使用する
発振器信号を与えるための発振器とを備えた直交低域変
換器にも関する。前記チャンネルの各々における２つの
信号路のうちの第１の信号路には、この路における信号
を低域変換するための第１ミクサユニットが設けられ、
該第１ミクサは、互いに相対的に９０°位相シフトされ
た発振器信号を受け取る。前記チャンネルの各々におけ
る第２の信号路には、その路における信号を低域変換す
るための第２ミクサユニットが設けられ、該２つのチャ
ンネルにおける第２ミクサは、同じチャンネルにおける
第１ミクサに対して相対的に１８０°位相シフトされた
発振器信号を受け取る。各チャンネルにおける結合ユニ
ットは、そのチャンネルの２つの路における信号を結合
することによって、各チャンネルのための出力信号を与
える。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、添付図面に基づいて、本発
明の好ましい実施例について、本発明をより詳細に説明
する。
明の好ましい実施例について、本発明をより詳細に説明
する。
【００１３】図１には、ローパスフィルタ２を縦続させ
た単純ミクサ１が示されている。直接変換受信機におい
ては、所望の入力信号は、局部発振器周波数と同じ周波
数の辺りに集中している。
た単純ミクサ１が示されている。直接変換受信機におい
ては、所望の入力信号は、局部発振器周波数と同じ周波
数の辺りに集中している。
【００１４】次に、各信号を次のように定義する。
所望入力信号： Ｓw (t) ＝ｍ0(t)cos(ω0t＋ψ0(t)) （１）
不所望入力信号： Ｓu (t) ＝ｍ1(t)cos(ω1t＋ψ1(t)) （２）
局部発振器： ＳI0(t) ＝Ｋcos(ω0t＋ψ2) （３）
【００１５】ここで、所望信号および不所望信号は、任
意の位相変調および振幅変調信号であり、一方、局部発
振器は、一定位相および振幅を有する。さらにまた、不
所望信号と所望信号との間の周波数の差は、出力でのロ
ーパスフィルタのカットオフ周波数より大きいと仮定す
る。
意の位相変調および振幅変調信号であり、一方、局部発
振器は、一定位相および振幅を有する。さらにまた、不
所望信号と所望信号との間の周波数の差は、出力でのロ
ーパスフィルタのカットオフ周波数より大きいと仮定す
る。
【００１６】もし、第３次までの非線形性を考慮する場
合には、ミクサ動作は、次の一般式によって記述されう
る。 Ｚ＝ａＸ1 ＋ｂＸ2 ＋ｃＸ1 2＋ｄＸ2 2＋ｅＸ1 Ｘ 2＋ｆＸ1 Ｘ 2 2 ＋ ｇＸ1 2Ｘ 2＋ｈＸ1 3＋ｐＸ2 3＋第４次及びそれ以上のミクサ積 （４） ここで、Ｘ1 は、入力信号、Ｘ2 は、局部発振器信号、
Ｚは、ミクサ出力である。
合には、ミクサ動作は、次の一般式によって記述されう
る。 Ｚ＝ａＸ1 ＋ｂＸ2 ＋ｃＸ1 2＋ｄＸ2 2＋ｅＸ1 Ｘ 2＋ｆＸ1 Ｘ 2 2 ＋ ｇＸ1 2Ｘ 2＋ｈＸ1 3＋ｐＸ2 3＋第４次及びそれ以上のミクサ積 （４） ここで、Ｘ1 は、入力信号、Ｘ2 は、局部発振器信号、
Ｚは、ミクサ出力である。
【００１７】前記式（４）において、最初の２つの項
は、それぞれ入力および局部発振器ポートから出力ポー
トへの非無限大分離を表しており、一方、第３および第
４番目の項は、擾乱第２次非線形性を表している。第５
番目の項は、所望ミクサ動作を表しており、一方、第
６、第７、第８および第９番目の項は、第３次効果を表
している。
は、それぞれ入力および局部発振器ポートから出力ポー
トへの非無限大分離を表しており、一方、第３および第
４番目の項は、擾乱第２次非線形性を表している。第５
番目の項は、所望ミクサ動作を表しており、一方、第
６、第７、第８および第９番目の項は、第３次効果を表
している。
【００１８】もし、ここで、Ｘ1(t)＝Ｓw (t) ＋Ｓ
u (t) およびＸ2(t)＝ＳI0(t) を挿入し、ローパスフィ
ルタリング後の出力信号Ｙ(t) を求めると、次のような
式が得られる。 Ｙ(t) ＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＋ 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （５）
u (t) およびＸ2(t)＝ＳI0(t) を挿入し、ローパスフィ
ルタリング後の出力信号Ｙ(t) を求めると、次のような
式が得られる。 Ｙ(t) ＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＋ 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （５）
【００１９】この式において、次のような観測がなされ
うる。すなわち、1/2 ｄＫ2 は、所定のミクサについて
局部発振器レベルに依存しているだけである純ＤＣ寄与
分である。1/2 ｃｍ0 2(t) は、所望入力信号の二乗振幅
変調から生ずる信号である。そのスペクトルは、ＤＣの
辺りにある。1/2 ｃｍ1 2(t) は、不所望入力信号の二乗
振幅変調から生ずる信号である。そのスペクトルは、Ｄ
Ｃの辺りにある。1/2ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2)は、
ベースバンドへ低域変換され、位相シフトを受けた所望
信号である。
うる。すなわち、1/2 ｄＫ2 は、所定のミクサについて
局部発振器レベルに依存しているだけである純ＤＣ寄与
分である。1/2 ｃｍ0 2(t) は、所望入力信号の二乗振幅
変調から生ずる信号である。そのスペクトルは、ＤＣの
辺りにある。1/2 ｃｍ1 2(t) は、不所望入力信号の二乗
振幅変調から生ずる信号である。そのスペクトルは、Ｄ
Ｃの辺りにある。1/2ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2)は、
ベースバンドへ低域変換され、位相シフトを受けた所望
信号である。
【００２０】ここで分かるように、ローパスフィルタの
出力でのすべての不所望成分は、ミクサの第２次効果か
ら生じており、したがって、ミクサの第２次インタセプ
トポイントおよびＲＦおよびＬＯポートの間の分離の欠
如に関係している。
出力でのすべての不所望成分は、ミクサの第２次効果か
ら生じており、したがって、ミクサの第２次インタセプ
トポイントおよびＲＦおよびＬＯポートの間の分離の欠
如に関係している。
【００２１】次に、図２を参照するに、２つの並列分岐
路は、各々、それぞれローパスフィルタ2.1 および2.2
を縦続させた単純ミクサ1.1 および1.2 を含む。これら
２つのミクサ1.1 および1.2 へ加えられる発振器信号の
符号は、それぞれ＋および−である。これは、１８０°
位相シフトに相当する。前述したのと同じ数学的計算を
２つの分岐路に対して行うと、次のような結果が得られ
る。 Ｙ1(t)＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＋ 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2)、および Ｙ2(t)＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) − 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （６）
路は、各々、それぞれローパスフィルタ2.1 および2.2
を縦続させた単純ミクサ1.1 および1.2 を含む。これら
２つのミクサ1.1 および1.2 へ加えられる発振器信号の
符号は、それぞれ＋および−である。これは、１８０°
位相シフトに相当する。前述したのと同じ数学的計算を
２つの分岐路に対して行うと、次のような結果が得られ
る。 Ｙ1(t)＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＋ 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2)、および Ｙ2(t)＝1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) − 1/2 ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （６）
【００２２】ここで分かるように、これら２つの式にお
ける唯一の差は、所望出力の項の符号が変わっているこ
とである。不所望の項は、局部発振器信号の位相に依存
しておらず、したがって、不変である。
ける唯一の差は、所望出力の項の符号が変わっているこ
とである。不所望の項は、局部発振器信号の位相に依存
しておらず、したがって、不変である。
【００２３】結合ユニットまたは減算ユニット３にて単
純に減算を行うことにより、次が得られる。 Ｙ(t) ＝Ｙ1(t)−Ｙ2(t) ＝ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （７）
純に減算を行うことにより、次が得られる。 Ｙ(t) ＝Ｙ1(t)−Ｙ2(t) ＝ｅＫｍ0(t)cos(ψ0(t)−ψ2) （７）
【００２４】ここで分かるように、その結果として、不
所望な成分が除去され、所望の低域変換されたベースバ
ンド信号のみが残されている。より高次の非線形性から
くる擾乱項のほとんども消去されることが示されてい
る。
所望な成分が除去され、所望の低域変換されたベースバ
ンド信号のみが残されている。より高次の非線形性から
くる擾乱項のほとんども消去されることが示されてい
る。
【００２５】この図において、直接変換のための最終改
善ＩＱ低域ミクサが示されている。こうして、従来の直
角ＩＱ低域ミクサは、各分岐路が前述したように改善さ
れた構成を有する新しい回路によって置き換えられてい
る。
善ＩＱ低域ミクサが示されている。こうして、従来の直
角ＩＱ低域ミクサは、各分岐路が前述したように改善さ
れた構成を有する新しい回路によって置き換えられてい
る。
【００２６】最終ＩＣレイアウトは、４つのミクサが等
しい条件下で動作するように注意して行うことが重要で
ある。しかしながら、ミクサが利得および位相に関して
完全に整合されていないとしても、第２次抑制の相当の
改善が得られるものである。
しい条件下で動作するように注意して行うことが重要で
ある。しかしながら、ミクサが利得および位相に関して
完全に整合されていないとしても、第２次抑制の相当の
改善が得られるものである。
【００２７】図３には、本発明による直角ＩＱ低域ミク
サの第１の実施例が示されている。直角ＩＱ低域ミクサ
のこの実施例は、セルラーネットワーク、例えば、ＧＳ
Ｍネットワークと通信することのできる携帯電話のため
の受信機に使用されている。図３から分かるように、こ
の低域ミクサは、ＲＦ部（図示していない）から低域変
換のための入力信号を受け取り、低域変換された直角信
号をデジタル信号処理装置（ＤＳＰ−図示していない）
へ送る。この変換器がＧＳＭ電話に使用されるときに
は、受信信号は、前記式（１）および（２）の和によっ
て記述されうる。Ｍ0(t)およびｍ1(t)は、包絡曲線の振
幅であり、これらは、時間につれて変化しうるものであ
る。この信号は、振幅変調されているかのように作用す
るが、その振幅変調には情報は存在しない。
サの第１の実施例が示されている。直角ＩＱ低域ミクサ
のこの実施例は、セルラーネットワーク、例えば、ＧＳ
Ｍネットワークと通信することのできる携帯電話のため
の受信機に使用されている。図３から分かるように、こ
の低域ミクサは、ＲＦ部（図示していない）から低域変
換のための入力信号を受け取り、低域変換された直角信
号をデジタル信号処理装置（ＤＳＰ−図示していない）
へ送る。この変換器がＧＳＭ電話に使用されるときに
は、受信信号は、前記式（１）および（２）の和によっ
て記述されうる。Ｍ0(t)およびｍ1(t)は、包絡曲線の振
幅であり、これらは、時間につれて変化しうるものであ
る。この信号は、振幅変調されているかのように作用す
るが、その振幅変調には情報は存在しない。
【００２８】この低域ミクサによって受信される信号
は、ＲＦユニットによって受信されるＲＦ信号でありう
る。この場合においては、搬送波周波数ω0/２πは、送
信チャンネルに依存して周波数帯域９３５−９６０ＭＨ
ｚ内である。このことは、局部発振器を、使用されるチ
ャンネルに対応するように調整することを必要としてい
る。別の仕方としては、ＲＦ部２は、ＲＦ信号を、例え
ば、４００ＭＨｚ程度の固定搬送波周波数でＩＦ信号へ
と低域変換する。このとき、局部発振器は、同じ周波数
にて安定でなければならない。ψ0(t)は、位相変調され
た情報搬送信号である。
は、ＲＦユニットによって受信されるＲＦ信号でありう
る。この場合においては、搬送波周波数ω0/２πは、送
信チャンネルに依存して周波数帯域９３５−９６０ＭＨ
ｚ内である。このことは、局部発振器を、使用されるチ
ャンネルに対応するように調整することを必要としてい
る。別の仕方としては、ＲＦ部２は、ＲＦ信号を、例え
ば、４００ＭＨｚ程度の固定搬送波周波数でＩＦ信号へ
と低域変換する。このとき、局部発振器は、同じ周波数
にて安定でなければならない。ψ0(t)は、位相変調され
た情報搬送信号である。
【００２９】しかしながら、図示した実施例では、低域
ミクサは、４００ＭＨｚの搬送波周波数での信号を受信
する直角変換器として使用されている。この変換器の入
力から、分岐路４は、その信号を２つのチャンネル５お
よび６へと分岐する。これら２つのチャンネル５および
６は、それぞれ、ＩチャンネルおよびＱチャンネルを定
めている。ＩチャンネルおよびＱチャンネルは、共に、
２つの並列信号路を備えており、したがって、本発明に
よる低域ミクサは、４つの並列で且つ同一の信号路７−
１０を備える。
ミクサは、４００ＭＨｚの搬送波周波数での信号を受信
する直角変換器として使用されている。この変換器の入
力から、分岐路４は、その信号を２つのチャンネル５お
よび６へと分岐する。これら２つのチャンネル５および
６は、それぞれ、ＩチャンネルおよびＱチャンネルを定
めている。ＩチャンネルおよびＱチャンネルは、共に、
２つの並列信号路を備えており、したがって、本発明に
よる低域ミクサは、４つの並列で且つ同一の信号路７−
１０を備える。
【００３０】信号路７−１０の各々は、入力信号（１）
および発振器信号が混合されるミクサ１１−１４を備え
る。高周波は、各ローパスフィルタ１５−１８によって
後で除去される。
および発振器信号が混合されるミクサ１１−１４を備え
る。高周波は、各ローパスフィルタ１５−１８によって
後で除去される。
【００３１】局部発振器１９は、入力信号の搬送波に対
応する周波数を有する正弦波信号を発生する。同相発振
器信号および９０°シフトされた発振器信号の両方を出
力する直角変換器のための局部発振器は、現在使用でき
るものである。局部発振器１９からの同相出力は、Ｉチ
ャンネル５へ加えられる。ここでは、局部発振器出力
は、第１の路にてミクサ１２へ直接的に加えられ、ま
た、移相器２０により１８０°位相シフトされ、ミクサ
１１へ加えられる。したがって、ローパスフィルタ１５
からの出力は、前記式（８）に基づいて表され、次のよ
うに表される。 Ｙ15(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ0(t)−１８０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （８） ここで、1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) は、低域変換された
同相信号であり、1/2 ｄＫ2 、1/2 ｃｍ0 2(t) および1/
2 ｃｍ1 2(t) は、ミクサおよび受信信号および発振器信
号の振幅に依存した時間につれて変化する寄与分であ
る。
応する周波数を有する正弦波信号を発生する。同相発振
器信号および９０°シフトされた発振器信号の両方を出
力する直角変換器のための局部発振器は、現在使用でき
るものである。局部発振器１９からの同相出力は、Ｉチ
ャンネル５へ加えられる。ここでは、局部発振器出力
は、第１の路にてミクサ１２へ直接的に加えられ、ま
た、移相器２０により１８０°位相シフトされ、ミクサ
１１へ加えられる。したがって、ローパスフィルタ１５
からの出力は、前記式（８）に基づいて表され、次のよ
うに表される。 Ｙ15(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ0(t)−１８０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （８） ここで、1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) は、低域変換された
同相信号であり、1/2 ｄＫ2 、1/2 ｃｍ0 2(t) および1/
2 ｃｍ1 2(t) は、ミクサおよび受信信号および発振器信
号の振幅に依存した時間につれて変化する寄与分であ
る。
【００３２】同様に、ローパスフィルタ１６からの出力
は、次のように表されうる。 Ｙ16(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （９）
は、次のように表されうる。 Ｙ16(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （９）
【００３３】Ｉチャンネルからの出力は、減算ユニット
２２にて、第２のローパスフィルタ１６からの出力か
ら、第１のローパスフィルタ１５からの出力を減算する
ことによって、見出されうる。したがって、減算ユニッ
ト２２から生ずる出力は、次のようである。 ＹI-channel (t) ＝Ｙ16(t) −Ｙ15(t) ＝ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) （１０）
２２にて、第２のローパスフィルタ１６からの出力か
ら、第１のローパスフィルタ１５からの出力を減算する
ことによって、見出されうる。したがって、減算ユニッ
ト２２から生ずる出力は、次のようである。 ＹI-channel (t) ＝Ｙ16(t) −Ｙ15(t) ＝ｅｍ0(t)ｋ0cosψ(t) （１０）
【００３４】Ｑチャンネルについても同様の考察がなさ
れうる。直角出力（９０°位相シフトされた）が、局部
発振器１９からＱチャンネルへ加えられる。ここでは、
局部発振器出力は、ミクサ１３に直接に加えられ、ま
た、移相器２１により１８０°位相シフトされてミクサ
１４へ加えられる。したがって、ローパスフィルタ１７
からの出力は、前記式（８）に基づいて表され、次のよ
うである。 Ｙ17(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ(t) −９０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （１１） ここで、1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) は、低域変換された
直角信号であり、1/2 ｄＫ2 、1/2 ｃｍ0 2(t) および1/
2 ｃｍ1 2(t) は、ミクサおよび受信信号および発振器信
号の振幅に依存した時間につれて変化する寄与分であ
る。同様に、ローパスフィルタ１８からの出力は、次の
ように表される。 Ｙ18(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ(t) −２７０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （１２）
れうる。直角出力（９０°位相シフトされた）が、局部
発振器１９からＱチャンネルへ加えられる。ここでは、
局部発振器出力は、ミクサ１３に直接に加えられ、ま
た、移相器２１により１８０°位相シフトされてミクサ
１４へ加えられる。したがって、ローパスフィルタ１７
からの出力は、前記式（８）に基づいて表され、次のよ
うである。 Ｙ17(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ(t) −９０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （１１） ここで、1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) は、低域変換された
直角信号であり、1/2 ｄＫ2 、1/2 ｃｍ0 2(t) および1/
2 ｃｍ1 2(t) は、ミクサおよび受信信号および発振器信
号の振幅に依存した時間につれて変化する寄与分であ
る。同様に、ローパスフィルタ１８からの出力は、次の
ように表される。 Ｙ18(t) ＝1/2 ｅｍ0(t)ｋ0cos( ψ(t) −２７０°）＋1/2 ｄＫ2 ＋ 1/2 ｃｍ0 2(t) ＋1/2 ｃｍ1 2(t) ＝−1/2 ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) ＋1/2 ｄＫ2 ＋1/2 ｃｍ0 2(t) ＋ 1/2 ｃｍ1 2(t) （１２）
【００３５】Ｑチャンネルから生ずる出力は、減算ユニ
ット２４において、第２のローパスフィルタ１８からの
出力から第１のローパスフィルタ１７からの出力を減算
することによって、見出されうる。 ＹQ-channel (t) ＝Ｙ18(t) −Ｙ17(t) ＝ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) （１３）
ット２４において、第２のローパスフィルタ１８からの
出力から第１のローパスフィルタ１７からの出力を減算
することによって、見出されうる。 ＹQ-channel (t) ＝Ｙ18(t) −Ｙ17(t) ＝ｅｍ0(t)ｋ0sinψ(t) （１３）
【００３６】前記式（１０）および（１３）から分かる
ように、振幅変調第２次ミクサ積が完全に除去されてい
る。
ように、振幅変調第２次ミクサ積が完全に除去されてい
る。
【００３７】直接変換受信機のためのＩＱミクサにおけ
る第２次効果を高度に抑制できる簡単な方法が案出され
た。この方法は、同じ基板上での構成部品の公差および
レイアウト差を最小とすることができるような集積回路
技法にて実施するのに特に適している。
る第２次効果を高度に抑制できる簡単な方法が案出され
た。この方法は、同じ基板上での構成部品の公差および
レイアウト差を最小とすることができるような集積回路
技法にて実施するのに特に適している。
【００３８】図４に、本発明による直角低域ミクサの第
２の好ましい実施例を示している。この実施例は、各々
が相対的に１８０°位相シフトされた発振器信号を受け
取る２つの並列信号路を有する２つのチャンネルを備え
る。４つのミクサ３１−３４のすべては、互いに同一で
ある。ミクサ３１−３４は、ＲＦ部および発振器３９の
両方からの平衡入力を受け、シングルエンド信号を出力
する。
２の好ましい実施例を示している。この実施例は、各々
が相対的に１８０°位相シフトされた発振器信号を受け
取る２つの並列信号路を有する２つのチャンネルを備え
る。４つのミクサ３１−３４のすべては、互いに同一で
ある。ミクサ３１−３４は、ＲＦ部および発振器３９の
両方からの平衡入力を受け、シングルエンド信号を出力
する。
【００３９】ミクサ３１−３４への平衡入力のため、発
振器信号の１８０°位相シフトが、発振器３９からミク
サ３１および３４への平衡入力の極性を反転させること
によって、得られる。同様に、ＲＦ前段（図示していな
い）からミクサ３１および３４への平衡入力の極性も反
転されている。これにより、ミクサ３１および３４から
の出力の符号は、ミクサ３２および３３からの出力の符
号とは逆の符号となる。
振器信号の１８０°位相シフトが、発振器３９からミク
サ３１および３４への平衡入力の極性を反転させること
によって、得られる。同様に、ＲＦ前段（図示していな
い）からミクサ３１および３４への平衡入力の極性も反
転されている。これにより、ミクサ３１および３４から
の出力の符号は、ミクサ３２および３３からの出力の符
号とは逆の符号となる。
【００４０】振幅変調第２次ミクサ積は、Ｉチャンネル
およびＱチャンネルからのそれぞれの出力を単純に重ね
合わせるだけで除去されうる。ローパスフィルタリング
の前にその重ね合わせを行うことにより、２つのローパ
スフィルタを節約することができる。各チャンネルは、
それぞれローパスフィルタ３５および３７を有する。
およびＱチャンネルからのそれぞれの出力を単純に重ね
合わせるだけで除去されうる。ローパスフィルタリング
の前にその重ね合わせを行うことにより、２つのローパ
スフィルタを節約することができる。各チャンネルは、
それぞれローパスフィルタ３５および３７を有する。
【００４１】ＩチャンネルおよびＱチャンネルは、前記
式（１０）および（１３）に与えられた信号を出力す
る。
式（１０）および（１３）に与えられた信号を出力す
る。
【００４２】前述した説明から、当業者には、本発明の
範囲内において種々な変形態様をなすことができること
は明らかであろう。
範囲内において種々な変形態様をなすことができること
は明らかであろう。
【００４３】本明細書の開示の範囲は、ここに明示的ま
たは示唆的に説明した特徴のうちの任意の新規な特徴ま
たはそれらの任意の組合せまたはその概念化したものを
含むものであり、このことは、それらが、本請求の範囲
に記載された発明に関連するか否か、または、本発明が
課題としている問題点のうちのいずれか、または、すべ
てを軽減するか否かには関係のないことである。したが
って、本願または本願からの分割出願等の審査手続き中
において、それらのような特徴を限定するような新しい
請求の範囲が提出されることがありうるものであること
を付言しておく。
たは示唆的に説明した特徴のうちの任意の新規な特徴ま
たはそれらの任意の組合せまたはその概念化したものを
含むものであり、このことは、それらが、本請求の範囲
に記載された発明に関連するか否か、または、本発明が
課題としている問題点のうちのいずれか、または、すべ
てを軽減するか否かには関係のないことである。したが
って、本願または本願からの分割出願等の審査手続き中
において、それらのような特徴を限定するような新しい
請求の範囲が提出されることがありうるものであること
を付言しておく。
【図１】ミクサの基本構成を示す図である。
【図２】本発明による変換器の第１の実施例の構成を例
示する図である。
示する図である。
【図３】本発明による直角ＩＱ低域ミクサの第１の実施
例の構成を例示する図である。
例の構成を例示する図である。
【図４】本発明による直角ＩＱ低域ミクサの第２の好ま
しい実施例の構成を例示する図である。
しい実施例の構成を例示する図である。
１ 単純ミクサ
２ ローパスフィルタ
1.1 単純ミクサ
1.2 単純ミクサ
2.1 ローパスフィルタ
2.2 ローパスフィルタ
３ 減算ユニット
４ 分岐路
５ Ｉチャンネル
６ Ｑチャンネル
７ 信号路
８ 信号路
９ 信号路
１０ 信号路
１１ ミクサ
１２ ミクサ
１３ ミクサ
１４ ミクサ
１５ ローパスフィルタ
１６ ローパスフィルタ
１７ ローパスフィルタ
１８ ローパスフィルタ
１９ 局部発振器
２０ 移相器
２１ 移相器
２２ 減算ユニット
２３ 減算ユニット
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平１−114202（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−58548（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−93293（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−303650（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−303653（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−186449（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03D 7/00
H03D 7/18
H03D 9/00
H04B 1/26
Claims (9)
- 【請求項１】 受信された高周波信号を、時間によって
変化する第２次効果の抑制を改善した状態で低域変換す
る方法において、 前記受信された高周波信号を、それぞれが第１および第
２の並列信号路を有する第１および第２の分岐信号に分
岐する工程と、 発振器信号を供給する工程と、 前記第１および第２の分岐信号のそれぞれについて、前
記第１および第２の並列信号路における前記分岐信号
を、それぞれ、相対的に０度および１８０度シフトされ
た前記発振器信号と混合する工程と、 前記混合された第１および第２の分岐信号をローパスフ
ィルタリングする工程と、 所望の低域変換された信号成分が互いに加算され前記時
間によって変化する第２次効果が互いに減算されるよ
う、前記フィルタリングされた第１および第２の分岐信
号のそれぞれを重ねて、前記第２次効果が実質的に除去
されるように、前記フィルタリングされた第１および第
２の分岐信号を結合して単一出力信号とする工程と、 を備えることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記受信された高周波信号を分岐する工
程は、 前記受信された高周波信号を、それぞれが独自の前記第
１および第２の並列信号路を有する２つのチャネルに分
岐する工程であって、該２つのチャネルは、同相チャネ
ル（Ｉチャネル）および直交チャネル（該Ｉチャネルと
比較して９０度シフトされたＱチャネル）として設けら
れる工程を備え、 前記結合する工程は、前記第２次効果の抑圧が改善され
た状態のＩおよびＱチャネル信号を設けるために、前記
各チャネルにおいて前記第１および第２の並列信号路を
結合する工程を含む、請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記第１および第２の並列信号路のそれ
ぞれにおけるミクサは、平衡入力を受信しかつシングル
エンド出力を供給するように設けられ、 前記第１および第２の並列信号路のうちの１つについ
て、前記発振器信号および前記受信された高周波信号の
両方の極性は、反転されており、 前記各ミクサからの前記シングルエンド出力信号は、前
記ローパスフィルタリングする工程の前に重ねられる、
請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】 低域変換のための信号を受信する入力
と、 該入力で受信された前記信号を、それぞれが第１および
第２の並列信号路を備える２つのチャネルに分岐する分
岐路と、 ミクサユニットに使用される発振器信号を供給する発振
器と、を備え、 前記各チャネルにおける前記第１の並列信号路には、該
第１の並列信号路における信号を低域変換するための第
１のミクサユニットが設けられ、第１のチャネルにおけ
る前記第１のミクサは、第２のチャネルにおける前記第
１のミクサへの第２の発振器信号に対して９０度の相対
的位相シフトがされた第１の発振器信号を受信し、 前記各チャネルにおける前記第２の並列信号路には、該
第２の並列信号路における信号を低域変換するための第
２のミクサユニットが設けられ、前記２つのチャネルに
おける前記各第２のミクサは、同一チャネルにおける前
記第１のミクサに対して１８０度の相対的位相シフトが
された発振器信号を受信し、 さらに、各チャネルにおける結合ユニットであって、各
チャネルについての出力信号を、該チャネルの前記第１
および第２の並列信号路における信号を結合することに
よって供給し、所望の低域変換された信号成分を互いに
加算し時間によって変化する第２次効果を互いに減算し
て実質的に除去するために、各チャネルの前記第１およ
び第２の並列信号路における信号を重ねるように設けら
れている、結合ユニットを備えることを特徴とする直交
低域変換器。 - 【請求項５】 前記発振器には、第１および第２の出力
が設けられており、該第２の出力は、該第１の出力と比
較して９０度の位相シフトがされている請求項４に記載
の変換器。 - 【請求項６】 前記結合ユニットは、前記２つの並列信
号路における第１および第２の並列信号を互いに減ずる
請求項４に記載の変換器。 - 【請求項７】 前記第１および第２のミクサユニット
は、前記２つのチャネルのそれぞれにおいて、平衡入力
を受信しかつシングルエンド出力を供給するように設け
られ、 前記第１および第２の並列信号路における第１および第
２の並列のミクサにより受信される前記発振器信号の間
における１８０度の前記相対的位相シフトは、前記第２
のミクサに対して前記第１のミクサのための前記発振器
信号についての前記ミクサ入力の極性を反転させること
により得られる、請求項４に記載の変換器。 - 【請求項８】 低域変換のための前記受信された高周波
信号についての、各チャネルにおける前記第１および第
２の並列信号路のうち一方の入力の極性は、他方の入力
に対して１８０度の位相シフトがされており、 前記第１および第２のミクサからの前記シングルエンド
出力が加算されて、前記チャネルの出力信号を得る、請
求項７に記載の変換器。 - 【請求項９】 直交低域変換器を含むセルラー電話であ
って、 低域変換のための信号を受信する入力と、 該入力で受信された前記信号を、それぞれが第１および
第２の並列信号路を備える２つのチャネルに分岐する分
岐路と、 ミクサユニットに使用される発振器信号を供給する発振
器と、 第１の信号路における信号を低域変換するための、前記
各チャネルの各第１の信号路における第１のミクサユニ
ットと、を備え、 前記第１のチャネルにおける前記第１のミクサは、前記
第２のチャネルにおける前記第１のミクサへの第２の発
振器信号に対して９０度の位相シフトがされた第１の発
振器信号を受信し、 さらに、第２の信号路における信号を低域変換するため
の、前記各チャネルの各第２の信号路における第２のミ
クサユニットを備え、 前記２つのチャネルにおける前記各第２のミクサは、同
一チャネルにおける前記第１のミクサに対して１８０度
の位相シフトがされた発振器信号を受信し、 各チャネルにおける結合ユニットであって、各チャネル
についての出力信号を、該チャンルの前記第１および第
２の信号路における信号を結合することにより供給し、
所望の低域変換された信号成分を互いに加算し時間によ
って変化する第２次効果を互いに減算しこれにより実質
的に除去するために、各チャネルの前記第１および第２
の信号路における信号を重ねるように設けられている、
結合ユニットと、 を備えることを特徴とするセルラー電話。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9709464A GB2325102B (en) | 1997-05-09 | 1997-05-09 | Down conversion mixer |
| GB9709464:3 | 1997-05-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10335940A JPH10335940A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3408969B2 true JP3408969B2 (ja) | 2003-05-19 |
Family
ID=10812080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12692698A Expired - Lifetime JP3408969B2 (ja) | 1997-05-09 | 1998-05-11 | 低域変換ミクサ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6073001A (ja) |
| EP (1) | EP0877476B1 (ja) |
| JP (1) | JP3408969B2 (ja) |
| CN (1) | CN1115894C (ja) |
| DE (1) | DE69804264T2 (ja) |
| GB (1) | GB2325102B (ja) |
Families Citing this family (49)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6192225B1 (en) * | 1998-04-22 | 2001-02-20 | Ericsson Inc. | Direct conversion receiver |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6230000B1 (en) * | 1998-10-15 | 2001-05-08 | Motorola Inc. | Product detector and method therefor |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
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| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| DE19901751B4 (de) * | 1999-01-18 | 2005-11-24 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Mehrfachüberlagerungsstufe für einen Empfänger oder Spektrumanalysator |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
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| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
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