JP3584164B2 - ダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信周波数を周波数変換器によって直接ベースバンド周波数に周波数変換するダイレクトコンバージョン受信方式を用いた受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダイレクトコンバージョン受信方式は、受信した高周波信号（ＲＦ信号）を、これと同じ周波数を持つローカル発振信号（ＬＯ信号）によってミキシングし、直接ベースバンドに周波数変換して検波を行う受信方式である。このダイレクトコンバージョン受信方式としては、ローカル発振信号の周波数を高周波信号の周波数の目的チャンネルに一致させる方式や、ローカル発振信号の周波数を目的チャンネルからずらす方式とがある（特公平２−４１８３号公報，特開平９‐８３５９５号参照）。
【０００３】
従来のダイレクトコンバージョン受信機（特開平７−３２１６８６号）では、
図６に示すように、複数の周波数変換器６０１〜６０４を組み合わせたものを用いている。周波数変換器６０１〜６０４は、それぞれ、フィルタ８０１〜８０４に接続されている。そして、この従来例では、ローカル発振器９０４からのローカル発振器信号にそれぞれπ／２，π，３π／２ラジアンだけ位相差を与えるπ／２，π，３π／２位相器７０１，７０２，７０３を備えている。この位相器７０１，７０２，７０３が上記ローカル発振信号に上記位相差を与えることによって、各周波数変換器６０１，６０２，６０３，６０４から漏洩した信号が互いにその振幅を打ち消し合うようにする。これにより、受信した高周波信号と同じ周波数を特つローカル発振信号が周波数変換器６０１〜６０４から、高周波部にリークしないようにして、ＲＦアンプ９０５，ＲＦフィルタ９０６を伝わってアンテナ９０７からローカル発振信号が空中に放射されないようにしている。
【０００４】
なお、実際には、上記従来例において、４つの周波数変換器６０１〜６０４は必要ではなく、ローカル発振信号の位相がπラジアンだけずれている２つの周波数変換器６０１と６０３だけで、ローカル発振器信号のリークを打ち消すことができる。しかし、この従来例では、周波数変換器６０１と６０３のペアに対して、π／２ラジアンだけ位相をずらせたローカル発振信号が入力される周波数変換器６０２と６０４を備えて、位相変調信号を受信復調できるようにしている。この従来例のようなバランス型構成はダイレクトコンバージョンに特有の問題点である２次相互変調歪みを低減する効果も持っている優れた構成である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、典型的な小形受信機のローカル発振器の出力レベルは、通常−２０ｄＢｍ程度必要である。
【０００６】
したがって、上記従来例のように、周波数変換器におけるバランスによって、周波数変換器からの漏洩を防いだ場合であっても、ローカル発振器１０４自身やローカル発振信号を増幅するバッファアンプから、直接あるいは電源線を経由して、アンテナから不要放射されるローカル発振信号が無視できなくなる。
【０００７】
特に、ダイレクトコンバージョン方式の受信機では、ローカル発振信号が受信高周波信号と同じ周波数である。したがって、ダイレクトコンバージョン受信機でＰＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）方式等の携帯電話受信機を構成した場合、ローカル発振器から空中への放射は、隣接する同じ周波数を用いる受信機に対して妨害波となる。したがって、受信機間の電波干渉を生じる。たとえば、１つのダイレクトコンバージョン受信機から３ｍだけ離れた別の同じダイレクトコンバージョン受信機に影響を与えないためには、アンテナからの同一周波数帯の不要放射を、−７０ｄＢｍ程度以下と極めて低い値に抑える必要がある。
【０００８】
さらに、これらの不要放射は、最近の移動体無線の筐体の小型化に伴ない、シールド等での十分な抑制がますます困難となってきている。
【０００９】
このように、従来のダイレクトコンバージョン受信機においては、ローカル発振器が動作状態になっている時に、そのリーク電力が周波数変換器以外からも放射され、この不要放射が受信機間の相互干渉を引き起こしていた。
【００１０】
したがって、ダイレクトコンバージョン受信機を無線通信システムに有効に適用するためには、このローカル発振器からの不要放射による電波干渉の問題を解決する必要がある。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、ローカル発振器からの不要放射を防ぐことができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１の発明のダイレクトコンバージョン受信機は、複数の周波数変換器と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
上記ローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１３】
この請求項１の発明では、ローカル発振器は、受信した高周波信号の奇数分の１の周波数の高周波信号を上記位相差手段に入力する。そして、この位相差手段は上記高周波信号をπラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の周波数変換器に入力する。
【００１４】
この請求項１の発明では、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１に設定しているので、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数と大きく離れている。したがって、この請求項１の発明では、受信側のフィルタやアンテナの周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射が従来例に比べて大幅に低減できる。また、たとえ、この奇数分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信高周波信号の周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。したがって、この発明によれば、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００１５】
また、請求項２の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１６】
この請求項２の発明では、発振側のπラジアン位相差手段に加えて、受信側のπラジアン位相差手段を備えることによって、ローカル発振信号をバランスさせることができるだけでなく、受信信号をバランスさせることができる。この２つの信号バランスによる相乗効果によって、シングルバランスのみの場合に比べて２次相互変調歪を抑制できる。
【００１７】
また、請求項３の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側位相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とが構成する直交復調器を有したダイレクトコンバージョン受機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１８】
この請求項３の発明では、請求項１，２の発明と同様に、ローカル発振器が、受信した高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生するから、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができる。
【００１９】
また、この請求項３の発明では、発振側のπラジアン位相差手段によって、ローカル発振信号をバランスさせることができる。また、受信側のπ／２ラジアン位相差手段によって、位相変調信号の検波におけるＩ信号とＱ信号を分離することができる位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００２０】
また、請求項４の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、上記周波数変換器の出力側に接続されたπ／２ラジアン位相器とがイメージ除去回路を構成しており、上記複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数から上記高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００２１】
この請求項４の発明では、ローカル発振器が発生する高周波信号の周波数を受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数から上記受信高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた周波数に設定している。したがって、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制できる。また、上記ローカル発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数からずれているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００２２】
また、この請求項４の発明では、複数の周波数変換器と受信側（π／２ラジアン）移相差手段と出力側（π／２ラジアン）位相器とが構成するイメージ除去回路によって、上記周波数のずれに起因して生じるイメージ信号を除去できる。
【００２３】
また、請求項５の発明は、請求項１乃至４のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、上記発振側位相差手段と上記周波数変換器との間に差動アンプを接続したことを特徴としている。
【００２４】
この請求項５の発明では、発振側位相差手段と周波数変換器との間に差動アンプを接続したから、この差動アンプ内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、差動アンプから外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐことができる。また、ローカル発振器の出力を小さくすることができ、ローカル発振器からの不要放射を低減できる。
【００２５】
また、請求項６の発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、上記ローカル周波数信号のローカル周波数を、受信周波数帯の３分の１の周波数にしたことを特徴としている。
【００２６】
この請求項６の発明では、ローカル発振信号の周波数を受信周波数帯の３分の１の周波数にしたから、不要放射抑制性能が最も優れている。何故ならば、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器の変換効率が低下するからである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示の実施の形態に基づいて詳細に説明する。
【００２８】
〔第１の実施の形態〕
図１に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第１実施形態を示す。この第１実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，周波数変換部１１２を備える。尚、図１では、この発明の説明に直接関係のないべースバンド信号処理部分は省略してある。
【００２９】
この実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の周波数変換部１１２は、２個の周波数変換器１０１，１０２を備えている。そして、この周波数変換器１０１には、ローカル発振器１０４が直接に接続されており、周波数変換器１０２には、π位相器１０３を介してローカル発振器１０４に接続されている。
【００３０】
上記２つの周波数変換器１０１，１０２は、フィルタ１２１，１２２を経由して、端子１０８，１０９に接続されており、この端子１０８，１０９は差動アンプ１１０に接続されている。この差動アンプ１１０は出力端子１１１に接続されている。
【００３１】
上記構成のダイレクトコンバージョン受信機では、アンテナ１０７からの受信高周波信号をフィルタ１０６を経由してＲＦアンプ１０５で増幅し、周波数変換器１０１，１０２に入力する。一方、ローカル発振器１０４は、受信高周波信号の３分の１の周波数の出力信号を出力する。この出力信号は、位相差０で周波数変換器１０１に直接入力され、移相器１０３を経由して、位相差πラジアンで周波数変換器１０２に入力される。そして、周波数変換器１０１，１０２から、フィルタ１２１，１２２を経由して、端子１０８，１０９に出力される信号を差動アンプ１１０で合成し、出力端子１１１に出力する。これにより、出力端子１１１からベースバンドを得る。
【００３２】
なお、この実施形態において、ローカル発振器１０４の出力信号の周波数を受信ＲＦ周波数の３分の１から５分の１に変えても、同じ構造でベースバンド信号を得ることができる。また、上記ローカル発振器１０４の出力信号の周波数を受信ＲＦ周波数の７分の１にしてもよく、受信ＲＦ周波数の任意の奇数分の１の周波数にしてもよい。
【００３３】
この第１実施形態によれば、ローカル発振器（ＬＯ）信号の空中への放射を、従来例（受信高周波信号周波数＝ローカル発振信号周波数）に比べて、大幅に低減でき、小型受信機において特に重要になる不要放射の低減を容易に実現できる。
【００３４】
すなわち、この第１実施形態では、ローカル発振器（ＬＯ）信号の周波数を受信ＲＦ周波数の３分の１に設定しているので、ローカル発振器信号の周波数が受信高周波信号周波数と大きく離れている。したがって、この実施形態では、フィルタ１０６，アンテナ１０７の周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射が従来例（受信ＲＦ周波数＝ＬＯ周波数）に比べて、大幅に低減できる。また、たとえ、この３分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信ＲＦ周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。
【００３５】
したがって、この実施形態によれば、受信高周波信号周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００３６】
また、この実施形態によれば、従来例とは異なり、ローカル発振信号周波数が受信高周波信号周波数と異なるため、ローカル発振器１０４からの受信ＲＦ周波数と同じ帯域の不要放射を大幅に抑制できる。
【００３７】
また、周波数変換器１０１，１０２は、ローカル発振信号に対して大信号で動作しているので、本来、歪みによって高調波を発生してしまい、奇数次高調波の一つが受信高周波信号周波数と同じ周波数となる。しかし、周波数変換器１０１，１０２は、π位相器１０３でバランス構成を取っているから、バランスさせた周波数変換器１０１，１０２の各端子（ＲＦ入力端子，ベースバンド出力端子，あるいは電源端子）で、奇数次の高調波の位相が互いに（π／２）ラジアンだけ異なり相殺されるので、外部に漏洩しない。
【００３８】
また、この実施形態において、ローカル発振器１０４の周波数を受信信号周波数の５分の１や７分の１あるいは所定の奇数分の１にした場合にも、上記したような不要放射の少ないダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。もっとも、ローカル発振器１０４の周波数を受信信号周波数の３分の１に設定した場合に、不要放射抑制効果が最も優れている。
【００３９】
ここで、ベースバンド信号が得られる原理を説明する。各周波数変換器１０１，１０２からの出力信号の内の｜ｆＲＦ−３×ｆＬＯ｜の成分が、出力側に差動出力されることによる。ここで、ｆＲＦは受信信号周波数の成分であり、ｆＬＯはローカル発振周波数の３倍の周波数の成分である。一方、ローカル発振器１０４の周波数を受信高周波信号の周波数の５分の１または７分の１に変更した場合には、｜ｆＲ Ｆ−５×ｆＬＯ｜の成分または｜ｆＲＦ−７×ｆＬＯ｜の成分がベースバンド信号として出力側に差動出力される。これらの場合に、周波数変換器１０１，１０２は高調波周波数変換器として動作しているから、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器１０１，１０２の変換効率が低下する。したがって、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１に設定した場合に、不要放射抑制性能が最も優れている。
【００４０】
ところで、受信高周波信号の周波数の偶数分の１の周波数のローカル発振信号を使用して、周波数変換器のバランス構成でもって、周波数変換器における歪みによって発生する受信周波数と同じ周波数の信号を取り除くには、それぞれ、０，π／２，π，３π／２だけ位相をシフトさせたローカル発振信号が必要となる。このため、回路構成が複雑化してしまう。そして、仮に、偶数次高調波バランス周波数変換器を用いて、０，πラジアンだけ位相をシフトさせたバランス回路に設定した場合には、上記偶数次高調波バランス周波数変換器あるいはバランスアンプにおいて偶数次の高調波が相殺されずに、同相信号としてバランス回路の外部に出力されてしまう。
【００４１】
さらにまた、偶数次高調波周波数変換器を用いて、それぞれ、０，π／２だけ位相をシフトさせた回路構成とした場合には、バランス周波数変換器とならず、２次相互変調歪を抑制する効果およびローカル発振信号漏洩を抑制する効果が無くなる。また、同じような不要放射の低減を目的として、アンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波周波数変換器があるが、原理的にゲインが得られず、回路特性に限界がある。また、偶数次高調波バランス周波数変換器で、０，π／２，π，３π／２とπ／２単位で位相をシフトさせた場合は、移相器の精度のみにバランスの精度が依存してしまう。最近の通信では、帯域が広帯域化する傾向にあり、π／２位相シフトが正確に行われないので、バランスが崩れる原因となってしまう。
【００４２】
これに対し、この第１実施形態では、受信高周波信号の偶数分の１の周波数のローカル発振周波数を採用せずに、受信ＲＦ周波数の奇数分の１のローカル発振周波数を採用した。このことによって、πラジアンの位相器１０３を用い、差動アンプ１１０でバランスの精度を向上させることができ、フィルター１２１，１２２で同相成分を除去してバランスの精度を向上させることができる。
【００４３】
なお、一般の通信システムでは、受信する高周波信号には周波数幅があり、周波数軸上にチャンネルを設定して使用している。そして、この第１実施形態において、目的の受信チャンネル周波数の１／３にローカル発振器１０４の周波数を設定した場合には、信号の位相情報が失われる。したがって、位相情報の必要な変調方式の場合には、後述する第３の実施形態のように直交復調器を構成する必要がある。また、ローカル発振器１０４の周波数を、目的の受信チャンネル周波数の１／３からずらして設定した場合には、イメージ周波数に相当する周波数の他のチャンネルの信号が重なるから、後述する第４実施形態のようなイメージ除去回路を用いる必要がある。
【００４４】
〔第２の実施の形態〕
図２に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第２の実施の形態を示す。尚、図２では、べースバンド信号処理部分は発明の説明に直接関係しないから省略している。
【００４５】
この第２実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、周波数変換部２１２の構成が、第１実施形態の周波数変換部１１２の構成と異なる点だけが、第１実施形態と異なる。したがって、この第２実施形態では、第１実施形態と異なる点を重点的に説明する。
【００４６】
この第２実施形態の周波数変換部２１２は、ＲＦアンプ１０５に接続された４つの周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４を備えている。４つの周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４は並列に接続されている。上記周波数変換器２０１と２０２はＲＦアンプ１０５に直接に接続されており、周波数変換器２０３と２０４はπラジアン位相器２０５を介してＲＦアンプ１０５に接続されている。そして、上記周波数変換器２０１と２０４はπラジアン位相器１０３を経由してローカル発振器１０４に接続されており、周波数変換器２０２と２０３はローカル発振器１０４に直接に接続されている。さらに、周波数変換器２０１，２０３の出力側はフィルタ１３１に接続されており、周波数変換器２０２，２０４の出力側はフィルタ１３２に接続されている。そして、このフィルタ１３１，１３２は差動アンプ１１０に接続され、差動アンプ１１０は出力端子１１１に接続されている。
【００４７】
この第２実施形態では、アンテナ１０７からの受信高周波信号をフィルタ１０６を経由してＲＦアンプ１０５で増幅し、周波数変換器２０１と２０２に直接入力される。一方、周波数変換器２０３と２０４には、位相器１０３でπラジアンの位相差が与えられた信号が入力される。
【００４８】
一方、周波数変換器２０１，２０４には、ローカル発振器１０４からπラジアン位相器１０３を経由したローカル発振信号が入力され、周波数変換器２０２，２０３には、ローカル発振器１０４からのローカル発振信号が直接入力される。上記ローカル発振信号の周波数は、受信高周波信号の３分の１の周波数に設定している。
【００４９】
そして、周波数変換器２０１，２０３からフィルタ１３１を経由して端子１０８に出力された信号と、周波数変換器２０２，２０４からフィルタ１３２を経由した端子１０９に出力された信号とを、差動アンプ１１０で合成し端子１１１に出力することによってベースバンド信号を得る。
【００５０】
この第２実施形態は、上記受信信号側のπラジアン位相器２０５を備えることで、第１実施形態の受信機を受信信号側でもバランス構成とした高調波ダブルバランス周波数変換器の構成となっている。したがって、この第２実施形態は、第１実施形態の効果に加えて、以下に述べる効果を発揮できる。
【００５１】
この第２実施形態では、ダブルバランス構成としたことで、ダイレクトコンバージヨン受信機の特性で重要な２次相互変調歪みを、ローカル信号のバランスのみの第１実施形態に比べて、１０〜１５ｄＢだけ抑制できた。
【００５２】
ここで、上記２次相互変調歪みについて説明する。ダイレクトコンバージョン受信機で解決すべき問題点の一つに２次相互変調歪みがある。すなわち、アンテナ１０７，フィルタ１０６の周波数特性によって、周波数変換器２０１〜２０４に入力される受信帯域の中に強度が大きく、かつ、ＡＭ変調成分を含んだ信号が入力された場合に、この入力信号が２次相互変調歪みによってべースバンド信号周波数に重なる出力となってしまう。前述の第１実施形態では、バランス構成を取ることによって、ベースバンド信号に対し２次相互変調歪みを抑制した。しかし、最近の移動体通信では、フェージングのために目的周波数の信号よりも３０から４０ｄＢだけ大きな信号が入力される場合がある。また、チャンネル数が多いことに起因して、そのような妨害となる電波も多くなっている。このため、ダイレクトコンバージョン方式を採用した場合に求められる２次相互変調歪み特性が非常に厳しくなり、更なる特性改善が望まれている。
【００５３】
ここで、２次相互変調歪みの抑制は、周波数変換器素子のバランス，ローカル信号のバランス，および周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４からの出力を合成する差動アンプ１１０のバランスによって決定される。周波数変換器２０１〜２０４のバランスは複数の周波数変換器素子をモノリシック化して構成することで向上でき、差動アンプ１１０のバランスは周波数がべースバンド領域なので比較的容易に向上できる。一方、ローカル発振信号のバランスは、前述の第１実施形態と同じ方法で向上できるものの、理想的なバランスはやはり無理である。
【００５４】
これに対し、この第２実施形態では、ローカル信号のバランスに加えて、受信信号をバランスさせることによる相乗効果を持つので、第１実施形態のシングルバランスの場合に比べて、２次相互変調歪のさらなる抑制が可能になる。
【００５５】
尚、この第２実施形態では、ローカル発振器の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１，７分の１と奇数分の１に変化させても、同じ構造でべースバンド信号を得ることができる。
【００５６】
〔第３の実施の形態〕
次に、図３に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第３実施形態を示す。この第３実施形態は、位相変調方式の受信信号の復調を目的としたものである。尚、図３では、この発明の説明に直接関係のないべースバンド信号処理部分を省略している。
【００５７】
この第３実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，ＲＦアンプ１０５を備え、このＲＦアンプ１０５に接続された２つの周波数変換部３１２，３１３を備えている。この周波数変換部３１２はＲＦアンプ１０５に直接接続されており、周波数変換部３１３は（π／２）ラジアン位相器３０５を介して差動アンプ１０５に接続されている。また、この周波数変換部３１２，３１３は、ローカル発振器１０４に直接接続されている端子３１５，３１６とπラジアン位相器１０３を経由してローカル発振器１０４に接続されている端子３１７，３１８を備えている。そして、この周波数変換部３１２，３１３は出力端子１１１，１１９に接続されている。
【００５８】
この第３実施形態では、アンテナ１０７，フィルタ１０６を経由したＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、（π／２）ラジアン移相器３０５によって、（π／２）ラジアンの位相差を与えられて、周波数変換部３１３に入力される。一方、上記受信高周波信号は、位相差ゼロで周波数変換部３１２に入力される。なお、この周波数変換部３１２，３１３としては、図１の第１実施形態の周波数変換部１１２あるいは図２の第２実施形態の周波数変換部２１２を用いる。
【００５９】
上記ローカル発振器１０４は、受信チャネル周波数の３分の１の周波数の出力信号を出力する。この出力信号は、πラジアン移相器１０３によって、πラジアンだけの位相差が与えられて、周波数変換部３１２，３１３の端子３１７，３１８に入力される。一方、この周波数変換部３１２，３１３の端子３１５，３１６には、ローカル発振器１０４から位相差ゼロの出力信号が入力される。
【００６０】
これにより、周波数変換部３１２，３１３の出力端子１１１，１１９から、ベースバンドＩ，Ｑ信号が得られる。
【００６１】
なお、ローカル発振器１０４の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１，あるいは７分の１や所望の奇数分の１に変更しても、同じ構造でべースバンド信号を得ることができる。
【００６２】
この第３実施形態では、第１，第２の実施形態の効果を同様に発揮できることに加えて、以下の効果を発揮できる。
【００６３】
この第３実施形態では、位相変調信号の検波において、Ｉ，Ｑ信号を分離するために、受信高周波信号を（π／２）ラジアンだけシフトさせて、２個の周波数変換器部３１２，３１３に入力し、２個の周波数変換部３１２，３１３それぞれから、Ｉ信号，Ｑ信号を得る。このように、この第３の実施形態では、直交復調器を構成して位相情報を得ている。
【００６４】
この第３実施形態では、受信高周波信号を（π／２）ラジアンだけシフトさせる一方、ローカル信号に対しては、第１実施形態と同様に、バランス構成のために位相器１０３によってπラジアンだけシフトさせている。
【００６５】
この第３実施形態では、第１実施形態と同様に、受信高周波信号周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができるので、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害が無い位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を構成できる。
【００６６】
なお、この第３実施形態において、周波数変換部３１２，３１３として、第１実施形態の周波数変換部１１２を使用した方が、第２実施形態の周波数変換部２１２を使用した場合に比べて、回路が簡単になる。しかし、受信チャネル周波数の３分の１の周波数にローカル発振器１０４の周波数を一致させる場合には、２次相互変調歪みによる信号の劣化が非常に大きな問題となる。したがって、第２実施形態で説明したように、周波数変換部３１２，３１３として、周波数変換部２１２の回路を使用することによって、２次相互変調歪み特性を改善できる。
【００６７】
〔第４の実施の形態〕
次に、図４に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第４実施形態を示す。この第４実施形態は、ローカル発振信号の周波数を受信チャンネル周波数の奇数分の１からずらす方式を採用した。尚、図４では、この発明の説明に直接関係しないべースバンド信号処理部分を省略している。
【００６８】
この第４実施形態は、周波数変換部４１３が（π／２）位相器４０６を経由して出力端子４１１に接続されており、周波数変換部４１２が出力端子４１１に直接に接続されている点が、前述の第３実施形態と異なっている。
【００６９】
この第４実施形態では、ＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、（π／２）位相器４０５を含まない経路４２１と（π／２）移相器４０５を含む経路４２２とによって、０，π／２だけの位相差を与えられて、周波数変換部４１２，４１３に入力される。この周波数変換部４１２，４１３は、図１に示す第１実施形態が有する周波数変換部１１２、あるいは、図２に示す第２実施形態が有する周波数変換部２１２で構成する。
【００７０】
また、この第４実施形態では、ローカル発振器１０４の発振周波数を、受信高周波信号の目的チャンネル周波数からδｆだけずらした周波数の３分の１の周波数に設定した。そして、上記ローカル発振器１０４が出力した発振信号に対し、π位相器１０３を含まない経路４２５，π移相器１０３を含む経路４２６とによって、０，πだけの位相差を与え、周波数変換部４１２，４１３に入力する。
【００７１】
周波数変換部４１２，４１３から出力された信号は、移相器４０６を含まない経路４２７，位相器４０６を含む経路４２８によって、（π／２）だけの位相差が与えられて、出力端子４１１に入力される。これにより、出力端子４１１から周波数δｆだけ周波数がずれたベースバンド信号が得られる。
【００７２】
この第４実施形態においても、第１，第２実施形態が有する効果を同様に発揮できる。また、この第４実施形態によれば、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できるダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００７３】
この第４実施形態では、（π／２）移相器４０５，４０６および周波数変換部４１２，４１３でもって、イメージ抑制回路を構成している。
【００７４】
また、この第４実施形態では、ローカル発振信号の周波数を受信チャンネル周波数の奇数分の１からδｆだけずらしているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００７５】
なお、上記ずれ周波数δｆの値は、受信高周波信号の帯域幅程度以下が可能であるが、好ましくは、チャンネル間隔の２倍以内がよい。その理由は、上記ずれ周波数δｆが大きいほど、イメージ周波数と目的チャンネル周波数の差が開き、フェージングの影響によってイメージ周波数の別のチャンネル信号が目的チャンネル信号より大きくなる確率が大きくなり、イメージ信号を除去しきれなくなるからである。したがって、上記ずれ周波数δｆは、好ましくは、チャンネル間隔の０．２５倍、もしくは、０．７５倍に設定し、イメージ周波数がチャンネルの間の周波数になるように設定することが好ましい。
【００７６】
なお、この第４の実施の形態において、ローカル発信器１０４の発振周波数を、受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１あるいは７分の１の周波数に変更してもよい。この場合にも、図４に示した構造と同じ構造で、べースバンド信号を得ることができる。
【００７７】
〔第５の実施の形態〕
次に、図５に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第５実施形態を示す。尚、図５では、この発明の説明に直接に関係が無いべースバンド信号処理部分を省略している。
【００７８】
この第５実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，ＲＦアンプ１０５，周波数変換部５１２の順に接続されている。一方、ローカル発振器１０４は、π位相器１０３を含まない経路５２１，π位相器１０３を含む経路５２２でもって、バッファアンプ５０１に接続されており、このバッファアンプ５０１は周波数変換部５１２に接続されている。そして、この周波数変換部５１２は出力端子５１３に接続されている。
【００７９】
この第５実施形態では、ＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、周波数変換部５１２に入力される。一方、ローカル発振器１０４は、受信高周波信号の奇数分の１の周波数の出力信号を経路５２１，５２２に出力する。この経路５２１，５２２に出力された出力信号は、π移相器１０３によって、０，πラジアンだけの位相差が与えられて、差動アンプを備えたバッファアンプ５０１で増幅されて、周波数変換部５１２に入力される。
【００８０】
この第５実施形態では、周波数変換部５１２を、第１，第２，第３，第４実施形態が有する周波数変換部１１２，２１２，３１２，３１３，４１２，４１３で構成することによって、出力端子５１３からベースバンド信号を得ることができる。この第５実施形態によれば、差動アンプで構成したバッファアンプ５０１を使用することによって、不要放射を約１０ｄＢ低減できた。
【００８１】
ところで、この第５実施形態では、ローカル発振信号が（−２０）ｄＢｍ程度と比較的大きいので、ローカル発振器１０４でひずみによる高調波が発生し、奇数次高調波の一つが受信高周波信号と同じ周波数になる。この奇数次高調波は、第１，第２実施形態のような構成では、場合によって自身の受信妨害になるか、もしくは、不要放射として他の受信機への妨害電波になる。一方、ローカル発振器１０４からの不要放射を低減するために、ローカル発振器１０４の出力を小さくしてバッファアンプを用いた場合には、このバッファアンブで、歪みによる高調波が発生し前述と同様の問題となることがある。
【００８２】
これに対し、この第５実施形態では、バッファアンプ５０１を差動アンプで構成したから、バッファアンプ５０１内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、バッファアンプ５０１から外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐと共にローカル発振器１０４の出力を小さくし、発振器１０４からの不要放射も低減できる。
【００８３】
【発明の効果】
以上より明らかなように、請求項１の発明のダイレクトコンバージョン受信機では、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１に設定しているので、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数から大きく離れている。したがって、この請求項１の発明では、受信側のフィルタやアンテナの周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射を従来例に比べて大幅に低減できる。また、たとえ、この奇数分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信高周波信号の周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。したがって、この発明によれば、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００８４】
また、請求項２の発明は、発振側のπラジアン位相差手段に加えて、受信側のπラジアン位相差手段を備えることによって、ローカル発振信号をバランスさせることができるだけでなく、受信信号をバランスさせることができる。この２つの信号バランスによる相乗効果によって、シングルバランスのみの場合に比べて２次相互変調歪を抑制できる。
【００８５】
また、請求項３の発明は、請求項１，２の発明と同様に、ローカル発振器が、受信した高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生するから、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができる。
【００８６】
また、この請求項３の発明では、発振側のπラジアン位相差手段によって、ローカル発振信号をバランスさせることができる。また、受信側のπ／２ラジアン位相差手段によって、位相変調信号の検波におけるＩ信号とＱ信号を分離することができる位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００８７】
また、請求項４の発明は、ローカル発振器が発生する高周波信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数から上記受信高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた周波数に設定している。したがって、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制できる。また、上記ローカル発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数からずれているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００８８】
また、この請求項４の発明では、複数の周波数変換器と受信側（π／２ラジアン）移相差手段と出力側（π／２ラジアン）位相器とが構成するイメージ除去回路によって、上記周波数のずれに起因して生じるイメージ信号を除去できる。
【００８９】
また、請求項５の発明は、発振側位相差手段と周波数変換器との間に差動アンプを接続したから、この差動アンプ内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、差動アンプから外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐことができる。また、ローカル発振器の出力を小さくすることができ、ローカル発振器からの不要放射を低減できる。
【００９０】
また、請求項６の発明は、ローカル発振信号の周波数を受信周波数帯の３分の１の周波数にしたから、不要放射抑制性能が最も優れている。何故ならば、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器の変換効率が低下するからである。
【００９１】
上記のように、この発明のダイレクトコンバージョン受信機によれば、受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数のローカル信号を用い、周波数変換器，バッファアンプで発生する受信信号と同じ周波数の高調波の出力位相を互いに打ち消し合うような位相関係に設定している。したがって、ローカル発振器の出力がアンテナから不要放射する電力を抑制でき、隣接する受信機間相互の電波干渉を無くして、ダイレクトコンバージヨン受信機を用いたシステムを確実に運用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第２実施形態のの構成を示すブロック図である。
【図３】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第４実施形態の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第５実施形態の構成を示すブロック図である。
【図６】従来例のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１，１０２，２０１，２０２，２０３，２０４，６０１，６０２，６０３，６０４…周波数変換器、
１１２，２１２，３１２，３１３，４１２，４１３…周波数変換部、
１０３，２０５，３０５，４０５，４０６…移相器、
１０４…ローカル発振器、１０５…ＲＦアンプ、１０６…ＲＦフィルタ、
１０７…受信アンテナ、１１０…ベースバンドアンプ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信周波数を周波数変換器によって直接ベースバンド周波数に周波数変換するダイレクトコンバージョン受信方式を用いた受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダイレクトコンバージョン受信方式は、受信した高周波信号（ＲＦ信号）を、これと同じ周波数を持つローカル発振信号（ＬＯ信号）によってミキシングし、直接ベースバンドに周波数変換して検波を行う受信方式である。このダイレクトコンバージョン受信方式としては、ローカル発振信号の周波数を高周波信号の周波数の目的チャンネルに一致させる方式や、ローカル発振信号の周波数を目的チャンネルからずらす方式とがある（特公平２−４１８３号公報，特開平９‐８３５９５号参照）。
【０００３】
従来のダイレクトコンバージョン受信機（特開平７−３２１６８６号）では、
図６に示すように、複数の周波数変換器６０１〜６０４を組み合わせたものを用いている。周波数変換器６０１〜６０４は、それぞれ、フィルタ８０１〜８０４に接続されている。そして、この従来例では、ローカル発振器９０４からのローカル発振器信号にそれぞれπ／２，π，３π／２ラジアンだけ位相差を与えるπ／２，π，３π／２位相器７０１，７０２，７０３を備えている。この位相器７０１，７０２，７０３が上記ローカル発振信号に上記位相差を与えることによって、各周波数変換器６０１，６０２，６０３，６０４から漏洩した信号が互いにその振幅を打ち消し合うようにする。これにより、受信した高周波信号と同じ周波数を特つローカル発振信号が周波数変換器６０１〜６０４から、高周波部にリークしないようにして、ＲＦアンプ９０５，ＲＦフィルタ９０６を伝わってアンテナ９０７からローカル発振信号が空中に放射されないようにしている。
【０００４】
なお、実際には、上記従来例において、４つの周波数変換器６０１〜６０４は必要ではなく、ローカル発振信号の位相がπラジアンだけずれている２つの周波数変換器６０１と６０３だけで、ローカル発振器信号のリークを打ち消すことができる。しかし、この従来例では、周波数変換器６０１と６０３のペアに対して、π／２ラジアンだけ位相をずらせたローカル発振信号が入力される周波数変換器６０２と６０４を備えて、位相変調信号を受信復調できるようにしている。この従来例のようなバランス型構成はダイレクトコンバージョンに特有の問題点である２次相互変調歪みを低減する効果も持っている優れた構成である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、典型的な小形受信機のローカル発振器の出力レベルは、通常−２０ｄＢｍ程度必要である。
【０００６】
したがって、上記従来例のように、周波数変換器におけるバランスによって、周波数変換器からの漏洩を防いだ場合であっても、ローカル発振器１０４自身やローカル発振信号を増幅するバッファアンプから、直接あるいは電源線を経由して、アンテナから不要放射されるローカル発振信号が無視できなくなる。
【０００７】
特に、ダイレクトコンバージョン方式の受信機では、ローカル発振信号が受信高周波信号と同じ周波数である。したがって、ダイレクトコンバージョン受信機でＰＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）方式等の携帯電話受信機を構成した場合、ローカル発振器から空中への放射は、隣接する同じ周波数を用いる受信機に対して妨害波となる。したがって、受信機間の電波干渉を生じる。たとえば、１つのダイレクトコンバージョン受信機から３ｍだけ離れた別の同じダイレクトコンバージョン受信機に影響を与えないためには、アンテナからの同一周波数帯の不要放射を、−７０ｄＢｍ程度以下と極めて低い値に抑える必要がある。
【０００８】
さらに、これらの不要放射は、最近の移動体無線の筐体の小型化に伴ない、シールド等での十分な抑制がますます困難となってきている。
【０００９】
このように、従来のダイレクトコンバージョン受信機においては、ローカル発振器が動作状態になっている時に、そのリーク電力が周波数変換器以外からも放射され、この不要放射が受信機間の相互干渉を引き起こしていた。
【００１０】
したがって、ダイレクトコンバージョン受信機を無線通信システムに有効に適用するためには、このローカル発振器からの不要放射による電波干渉の問題を解決する必要がある。
【００１１】
そこで、この発明の目的は、ローカル発振器からの不要放射を防ぐことができるダイレクトコンバージョン受信機を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１の発明のダイレクトコンバージョン受信機は、複数の周波数変換器と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
上記ローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１３】
この請求項１の発明では、ローカル発振器は、受信した高周波信号の奇数分の１の周波数の高周波信号を上記位相差手段に入力する。そして、この位相差手段は上記高周波信号をπラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の周波数変換器に入力する。
【００１４】
この請求項１の発明では、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１に設定しているので、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数と大きく離れている。したがって、この請求項１の発明では、受信側のフィルタやアンテナの周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射が従来例に比べて大幅に低減できる。また、たとえ、この奇数分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信高周波信号の周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。したがって、この発明によれば、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００１５】
また、請求項２の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１６】
この請求項２の発明では、発振側のπラジアン位相差手段に加えて、受信側のπラジアン位相差手段を備えることによって、ローカル発振信号をバランスさせることができるだけでなく、受信信号をバランスさせることができる。この２つの信号バランスによる相乗効果によって、シングルバランスのみの場合に比べて２次相互変調歪を抑制できる。
【００１７】
また、請求項３の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側位相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とが構成する直交復調器を有したダイレクトコンバージョン受機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００１８】
この請求項３の発明では、請求項１，２の発明と同様に、ローカル発振器が、受信した高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生するから、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができる。
【００１９】
また、この請求項３の発明では、発振側のπラジアン位相差手段によって、ローカル発振信号をバランスさせることができる。また、受信側のπ／２ラジアン位相差手段によって、位相変調信号の検波におけるＩ信号とＱ信号を分離することができる位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００２０】
また、請求項４の発明は、複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、上記周波数変換器の出力側に接続されたπ／２ラジアン位相器とがイメージ除去回路を構成しており、上記複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数から上記高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴としている。
【００２１】
この請求項４の発明では、ローカル発振器が発生する高周波信号の周波数を受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数から上記受信高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた周波数に設定している。したがって、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制できる。また、上記ローカル発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数からずれているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００２２】
また、この請求項４の発明では、複数の周波数変換器と受信側（π／２ラジアン）移相差手段と出力側（π／２ラジアン）位相器とが構成するイメージ除去回路によって、上記周波数のずれに起因して生じるイメージ信号を除去できる。
【００２３】
また、請求項５の発明は、請求項１乃至４のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、上記発振側位相差手段と上記周波数変換器との間に差動アンプを接続したことを特徴としている。
【００２４】
この請求項５の発明では、発振側位相差手段と周波数変換器との間に差動アンプを接続したから、この差動アンプ内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、差動アンプから外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐことができる。また、ローカル発振器の出力を小さくすることができ、ローカル発振器からの不要放射を低減できる。
【００２５】
また、請求項６の発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、上記ローカル周波数信号のローカル周波数を、受信周波数帯の３分の１の周波数にしたことを特徴としている。
【００２６】
この請求項６の発明では、ローカル発振信号の周波数を受信周波数帯の３分の１の周波数にしたから、不要放射抑制性能が最も優れている。何故ならば、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器の変換効率が低下するからである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示の実施の形態に基づいて詳細に説明する。
【００２８】
〔第１の実施の形態〕
図１に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第１実施形態を示す。この第１実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，周波数変換部１１２を備える。尚、図１では、この発明の説明に直接関係のないべースバンド信号処理部分は省略してある。
【００２９】
この実施形態のダイレクトコンバージョン受信機の周波数変換部１１２は、２個の周波数変換器１０１，１０２を備えている。そして、この周波数変換器１０１には、ローカル発振器１０４が直接に接続されており、周波数変換器１０２には、π位相器１０３を介してローカル発振器１０４に接続されている。
【００３０】
上記２つの周波数変換器１０１，１０２は、フィルタ１２１，１２２を経由して、端子１０８，１０９に接続されており、この端子１０８，１０９は差動アンプ１１０に接続されている。この差動アンプ１１０は出力端子１１１に接続されている。
【００３１】
上記構成のダイレクトコンバージョン受信機では、アンテナ１０７からの受信高周波信号をフィルタ１０６を経由してＲＦアンプ１０５で増幅し、周波数変換器１０１，１０２に入力する。一方、ローカル発振器１０４は、受信高周波信号の３分の１の周波数の出力信号を出力する。この出力信号は、位相差０で周波数変換器１０１に直接入力され、移相器１０３を経由して、位相差πラジアンで周波数変換器１０２に入力される。そして、周波数変換器１０１，１０２から、フィルタ１２１，１２２を経由して、端子１０８，１０９に出力される信号を差動アンプ１１０で合成し、出力端子１１１に出力する。これにより、出力端子１１１からベースバンドを得る。
【００３２】
なお、この実施形態において、ローカル発振器１０４の出力信号の周波数を受信ＲＦ周波数の３分の１から５分の１に変えても、同じ構造でベースバンド信号を得ることができる。また、上記ローカル発振器１０４の出力信号の周波数を受信ＲＦ周波数の７分の１にしてもよく、受信ＲＦ周波数の任意の奇数分の１の周波数にしてもよい。
【００３３】
この第１実施形態によれば、ローカル発振器（ＬＯ）信号の空中への放射を、従来例（受信高周波信号周波数＝ローカル発振信号周波数）に比べて、大幅に低減でき、小型受信機において特に重要になる不要放射の低減を容易に実現できる。
【００３４】
すなわち、この第１実施形態では、ローカル発振器（ＬＯ）信号の周波数を受信ＲＦ周波数の３分の１に設定しているので、ローカル発振器信号の周波数が受信高周波信号周波数と大きく離れている。したがって、この実施形態では、フィルタ１０６，アンテナ１０７の周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射が従来例（受信ＲＦ周波数＝ＬＯ周波数）に比べて、大幅に低減できる。また、たとえ、この３分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信ＲＦ周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。
【００３５】
したがって、この実施形態によれば、受信高周波信号周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００３６】
また、この実施形態によれば、従来例とは異なり、ローカル発振信号周波数が受信高周波信号周波数と異なるため、ローカル発振器１０４からの受信ＲＦ周波数と同じ帯域の不要放射を大幅に抑制できる。
【００３７】
また、周波数変換器１０１，１０２は、ローカル発振信号に対して大信号で動作しているので、本来、歪みによって高調波を発生してしまい、奇数次高調波の一つが受信高周波信号周波数と同じ周波数となる。しかし、周波数変換器１０１，１０２は、π位相器１０３でバランス構成を取っているから、バランスさせた周波数変換器１０１，１０２の各端子（ＲＦ入力端子，ベースバンド出力端子，あるいは電源端子）で、奇数次の高調波の位相が互いに（π／２）ラジアンだけ異なり相殺されるので、外部に漏洩しない。
【００３８】
また、この実施形態において、ローカル発振器１０４の周波数を受信信号周波数の５分の１や７分の１あるいは所定の奇数分の１にした場合にも、上記したような不要放射の少ないダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。もっとも、ローカル発振器１０４の周波数を受信信号周波数の３分の１に設定した場合に、不要放射抑制効果が最も優れている。
【００３９】
ここで、ベースバンド信号が得られる原理を説明する。各周波数変換器１０１，１０２からの出力信号の内の｜ｆＲＦ−３×ｆＬＯ｜の成分が、出力側に差動出力されることによる。ここで、ｆＲＦは受信信号周波数の成分であり、ｆＬＯはローカル発振周波数の３倍の周波数の成分である。一方、ローカル発振器１０４の周波数を受信高周波信号の周波数の５分の１または７分の１に変更した場合には、｜ｆＲ Ｆ−５×ｆＬＯ｜の成分または｜ｆＲＦ−７×ｆＬＯ｜の成分がベースバンド信号として出力側に差動出力される。これらの場合に、周波数変換器１０１，１０２は高調波周波数変換器として動作しているから、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器１０１，１０２の変換効率が低下する。したがって、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１に設定した場合に、不要放射抑制性能が最も優れている。
【００４０】
ところで、受信高周波信号の周波数の偶数分の１の周波数のローカル発振信号を使用して、周波数変換器のバランス構成でもって、周波数変換器における歪みによって発生する受信周波数と同じ周波数の信号を取り除くには、それぞれ、０，π／２，π，３π／２だけ位相をシフトさせたローカル発振信号が必要となる。このため、回路構成が複雑化してしまう。そして、仮に、偶数次高調波バランス周波数変換器を用いて、０，πラジアンだけ位相をシフトさせたバランス回路に設定した場合には、上記偶数次高調波バランス周波数変換器あるいはバランスアンプにおいて偶数次の高調波が相殺されずに、同相信号としてバランス回路の外部に出力されてしまう。
【００４１】
さらにまた、偶数次高調波周波数変換器を用いて、それぞれ、０，π／２だけ位相をシフトさせた回路構成とした場合には、バランス周波数変換器とならず、２次相互変調歪を抑制する効果およびローカル発振信号漏洩を抑制する効果が無くなる。また、同じような不要放射の低減を目的として、アンチパラレルダイオードペアを用いた偶高調波周波数変換器があるが、原理的にゲインが得られず、回路特性に限界がある。また、偶数次高調波バランス周波数変換器で、０，π／２，π，３π／２とπ／２単位で位相をシフトさせた場合は、移相器の精度のみにバランスの精度が依存してしまう。最近の通信では、帯域が広帯域化する傾向にあり、π／２位相シフトが正確に行われないので、バランスが崩れる原因となってしまう。
【００４２】
これに対し、この第１実施形態では、受信高周波信号の偶数分の１の周波数のローカル発振周波数を採用せずに、受信ＲＦ周波数の奇数分の１のローカル発振周波数を採用した。このことによって、πラジアンの位相器１０３を用い、差動アンプ１１０でバランスの精度を向上させることができ、フィルター１２１，１２２で同相成分を除去してバランスの精度を向上させることができる。
【００４３】
なお、一般の通信システムでは、受信する高周波信号には周波数幅があり、周波数軸上にチャンネルを設定して使用している。そして、この第１実施形態において、目的の受信チャンネル周波数の１／３にローカル発振器１０４の周波数を設定した場合には、信号の位相情報が失われる。したがって、位相情報の必要な変調方式の場合には、後述する第３の実施形態のように直交復調器を構成する必要がある。また、ローカル発振器１０４の周波数を、目的の受信チャンネル周波数の１／３からずらして設定した場合には、イメージ周波数に相当する周波数の他のチャンネルの信号が重なるから、後述する第４実施形態のようなイメージ除去回路を用いる必要がある。
【００４４】
〔第２の実施の形態〕
図２に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第２の実施の形態を示す。尚、図２では、べースバンド信号処理部分は発明の説明に直接関係しないから省略している。
【００４５】
この第２実施形態のダイレクトコンバージョン受信機は、周波数変換部２１２の構成が、第１実施形態の周波数変換部１１２の構成と異なる点だけが、第１実施形態と異なる。したがって、この第２実施形態では、第１実施形態と異なる点を重点的に説明する。
【００４６】
この第２実施形態の周波数変換部２１２は、ＲＦアンプ１０５に接続された４つの周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４を備えている。４つの周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４は並列に接続されている。上記周波数変換器２０１と２０２はＲＦアンプ１０５に直接に接続されており、周波数変換器２０３と２０４はπラジアン位相器２０５を介してＲＦアンプ１０５に接続されている。そして、上記周波数変換器２０１と２０４はπラジアン位相器１０３を経由してローカル発振器１０４に接続されており、周波数変換器２０２と２０３はローカル発振器１０４に直接に接続されている。さらに、周波数変換器２０１，２０３の出力側はフィルタ１３１に接続されており、周波数変換器２０２，２０４の出力側はフィルタ１３２に接続されている。そして、このフィルタ１３１，１３２は差動アンプ１１０に接続され、差動アンプ１１０は出力端子１１１に接続されている。
【００４７】
この第２実施形態では、アンテナ１０７からの受信高周波信号をフィルタ１０６を経由してＲＦアンプ１０５で増幅し、周波数変換器２０１と２０２に直接入力される。一方、周波数変換器２０３と２０４には、位相器１０３でπラジアンの位相差が与えられた信号が入力される。
【００４８】
一方、周波数変換器２０１，２０４には、ローカル発振器１０４からπラジアン位相器１０３を経由したローカル発振信号が入力され、周波数変換器２０２，２０３には、ローカル発振器１０４からのローカル発振信号が直接入力される。上記ローカル発振信号の周波数は、受信高周波信号の３分の１の周波数に設定している。
【００４９】
そして、周波数変換器２０１，２０３からフィルタ１３１を経由して端子１０８に出力された信号と、周波数変換器２０２，２０４からフィルタ１３２を経由した端子１０９に出力された信号とを、差動アンプ１１０で合成し端子１１１に出力することによってベースバンド信号を得る。
【００５０】
この第２実施形態は、上記受信信号側のπラジアン位相器２０５を備えることで、第１実施形態の受信機を受信信号側でもバランス構成とした高調波ダブルバランス周波数変換器の構成となっている。したがって、この第２実施形態は、第１実施形態の効果に加えて、以下に述べる効果を発揮できる。
【００５１】
この第２実施形態では、ダブルバランス構成としたことで、ダイレクトコンバージヨン受信機の特性で重要な２次相互変調歪みを、ローカル信号のバランスのみの第１実施形態に比べて、１０〜１５ｄＢだけ抑制できた。
【００５２】
ここで、上記２次相互変調歪みについて説明する。ダイレクトコンバージョン受信機で解決すべき問題点の一つに２次相互変調歪みがある。すなわち、アンテナ１０７，フィルタ１０６の周波数特性によって、周波数変換器２０１〜２０４に入力される受信帯域の中に強度が大きく、かつ、ＡＭ変調成分を含んだ信号が入力された場合に、この入力信号が２次相互変調歪みによってべースバンド信号周波数に重なる出力となってしまう。前述の第１実施形態では、バランス構成を取ることによって、ベースバンド信号に対し２次相互変調歪みを抑制した。しかし、最近の移動体通信では、フェージングのために目的周波数の信号よりも３０から４０ｄＢだけ大きな信号が入力される場合がある。また、チャンネル数が多いことに起因して、そのような妨害となる電波も多くなっている。このため、ダイレクトコンバージョン方式を採用した場合に求められる２次相互変調歪み特性が非常に厳しくなり、更なる特性改善が望まれている。
【００５３】
ここで、２次相互変調歪みの抑制は、周波数変換器素子のバランス，ローカル信号のバランス，および周波数変換器２０１，２０２，２０３，２０４からの出力を合成する差動アンプ１１０のバランスによって決定される。周波数変換器２０１〜２０４のバランスは複数の周波数変換器素子をモノリシック化して構成することで向上でき、差動アンプ１１０のバランスは周波数がべースバンド領域なので比較的容易に向上できる。一方、ローカル発振信号のバランスは、前述の第１実施形態と同じ方法で向上できるものの、理想的なバランスはやはり無理である。
【００５４】
これに対し、この第２実施形態では、ローカル信号のバランスに加えて、受信信号をバランスさせることによる相乗効果を持つので、第１実施形態のシングルバランスの場合に比べて、２次相互変調歪のさらなる抑制が可能になる。
【００５５】
尚、この第２実施形態では、ローカル発振器の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１，７分の１と奇数分の１に変化させても、同じ構造でべースバンド信号を得ることができる。
【００５６】
〔第３の実施の形態〕
次に、図３に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第３実施形態を示す。この第３実施形態は、位相変調方式の受信信号の復調を目的としたものである。尚、図３では、この発明の説明に直接関係のないべースバンド信号処理部分を省略している。
【００５７】
この第３実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，ＲＦアンプ１０５を備え、このＲＦアンプ１０５に接続された２つの周波数変換部３１２，３１３を備えている。この周波数変換部３１２はＲＦアンプ１０５に直接接続されており、周波数変換部３１３は（π／２）ラジアン位相器３０５を介して差動アンプ１０５に接続されている。また、この周波数変換部３１２，３１３は、ローカル発振器１０４に直接接続されている端子３１５，３１６とπラジアン位相器１０３を経由してローカル発振器１０４に接続されている端子３１７，３１８を備えている。そして、この周波数変換部３１２，３１３は出力端子１１１，１１９に接続されている。
【００５８】
この第３実施形態では、アンテナ１０７，フィルタ１０６を経由したＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、（π／２）ラジアン移相器３０５によって、（π／２）ラジアンの位相差を与えられて、周波数変換部３１３に入力される。一方、上記受信高周波信号は、位相差ゼロで周波数変換部３１２に入力される。なお、この周波数変換部３１２，３１３としては、図１の第１実施形態の周波数変換部１１２あるいは図２の第２実施形態の周波数変換部２１２を用いる。
【００５９】
上記ローカル発振器１０４は、受信チャネル周波数の３分の１の周波数の出力信号を出力する。この出力信号は、πラジアン移相器１０３によって、πラジアンだけの位相差が与えられて、周波数変換部３１２，３１３の端子３１７，３１８に入力される。一方、この周波数変換部３１２，３１３の端子３１５，３１６には、ローカル発振器１０４から位相差ゼロの出力信号が入力される。
【００６０】
これにより、周波数変換部３１２，３１３の出力端子１１１，１１９から、ベースバンドＩ，Ｑ信号が得られる。
【００６１】
なお、ローカル発振器１０４の周波数を受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１，あるいは７分の１や所望の奇数分の１に変更しても、同じ構造でべースバンド信号を得ることができる。
【００６２】
この第３実施形態では、第１，第２の実施形態の効果を同様に発揮できることに加えて、以下の効果を発揮できる。
【００６３】
この第３実施形態では、位相変調信号の検波において、Ｉ，Ｑ信号を分離するために、受信高周波信号を（π／２）ラジアンだけシフトさせて、２個の周波数変換器部３１２，３１３に入力し、２個の周波数変換部３１２，３１３それぞれから、Ｉ信号，Ｑ信号を得る。このように、この第３の実施形態では、直交復調器を構成して位相情報を得ている。
【００６４】
この第３実施形態では、受信高周波信号を（π／２）ラジアンだけシフトさせる一方、ローカル信号に対しては、第１実施形態と同様に、バランス構成のために位相器１０３によってπラジアンだけシフトさせている。
【００６５】
この第３実施形態では、第１実施形態と同様に、受信高周波信号周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができるので、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害が無い位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を構成できる。
【００６６】
なお、この第３実施形態において、周波数変換部３１２，３１３として、第１実施形態の周波数変換部１１２を使用した方が、第２実施形態の周波数変換部２１２を使用した場合に比べて、回路が簡単になる。しかし、受信チャネル周波数の３分の１の周波数にローカル発振器１０４の周波数を一致させる場合には、２次相互変調歪みによる信号の劣化が非常に大きな問題となる。したがって、第２実施形態で説明したように、周波数変換部３１２，３１３として、周波数変換部２１２の回路を使用することによって、２次相互変調歪み特性を改善できる。
【００６７】
〔第４の実施の形態〕
次に、図４に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第４実施形態を示す。この第４実施形態は、ローカル発振信号の周波数を受信チャンネル周波数の奇数分の１からずらす方式を採用した。尚、図４では、この発明の説明に直接関係しないべースバンド信号処理部分を省略している。
【００６８】
この第４実施形態は、周波数変換部４１３が（π／２）位相器４０６を経由して出力端子４１１に接続されており、周波数変換部４１２が出力端子４１１に直接に接続されている点が、前述の第３実施形態と異なっている。
【００６９】
この第４実施形態では、ＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、（π／２）位相器４０５を含まない経路４２１と（π／２）移相器４０５を含む経路４２２とによって、０，π／２だけの位相差を与えられて、周波数変換部４１２，４１３に入力される。この周波数変換部４１２，４１３は、図１に示す第１実施形態が有する周波数変換部１１２、あるいは、図２に示す第２実施形態が有する周波数変換部２１２で構成する。
【００７０】
また、この第４実施形態では、ローカル発振器１０４の発振周波数を、受信高周波信号の目的チャンネル周波数からδｆだけずらした周波数の３分の１の周波数に設定した。そして、上記ローカル発振器１０４が出力した発振信号に対し、π位相器１０３を含まない経路４２５，π移相器１０３を含む経路４２６とによって、０，πだけの位相差を与え、周波数変換部４１２，４１３に入力する。
【００７１】
周波数変換部４１２，４１３から出力された信号は、移相器４０６を含まない経路４２７，位相器４０６を含む経路４２８によって、（π／２）だけの位相差が与えられて、出力端子４１１に入力される。これにより、出力端子４１１から周波数δｆだけ周波数がずれたベースバンド信号が得られる。
【００７２】
この第４実施形態においても、第１，第２実施形態が有する効果を同様に発揮できる。また、この第４実施形態によれば、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できるダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００７３】
この第４実施形態では、（π／２）移相器４０５，４０６および周波数変換部４１２，４１３でもって、イメージ抑制回路を構成している。
【００７４】
また、この第４実施形態では、ローカル発振信号の周波数を受信チャンネル周波数の奇数分の１からδｆだけずらしているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００７５】
なお、上記ずれ周波数δｆの値は、受信高周波信号の帯域幅程度以下が可能であるが、好ましくは、チャンネル間隔の２倍以内がよい。その理由は、上記ずれ周波数δｆが大きいほど、イメージ周波数と目的チャンネル周波数の差が開き、フェージングの影響によってイメージ周波数の別のチャンネル信号が目的チャンネル信号より大きくなる確率が大きくなり、イメージ信号を除去しきれなくなるからである。したがって、上記ずれ周波数δｆは、好ましくは、チャンネル間隔の０．２５倍、もしくは、０．７５倍に設定し、イメージ周波数がチャンネルの間の周波数になるように設定することが好ましい。
【００７６】
なお、この第４の実施の形態において、ローカル発信器１０４の発振周波数を、受信高周波信号周波数の３分の１から５分の１あるいは７分の１の周波数に変更してもよい。この場合にも、図４に示した構造と同じ構造で、べースバンド信号を得ることができる。
【００７７】
〔第５の実施の形態〕
次に、図５に、この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第５実施形態を示す。尚、図５では、この発明の説明に直接に関係が無いべースバンド信号処理部分を省略している。
【００７８】
この第５実施形態は、アンテナ１０７，フィルタ１０６，ＲＦアンプ１０５，周波数変換部５１２の順に接続されている。一方、ローカル発振器１０４は、π位相器１０３を含まない経路５２１，π位相器１０３を含む経路５２２でもって、バッファアンプ５０１に接続されており、このバッファアンプ５０１は周波数変換部５１２に接続されている。そして、この周波数変換部５１２は出力端子５１３に接続されている。
【００７９】
この第５実施形態では、ＲＦアンプ１０５からの受信高周波信号は、周波数変換部５１２に入力される。一方、ローカル発振器１０４は、受信高周波信号の奇数分の１の周波数の出力信号を経路５２１，５２２に出力する。この経路５２１，５２２に出力された出力信号は、π移相器１０３によって、０，πラジアンだけの位相差が与えられて、差動アンプを備えたバッファアンプ５０１で増幅されて、周波数変換部５１２に入力される。
【００８０】
この第５実施形態では、周波数変換部５１２を、第１，第２，第３，第４実施形態が有する周波数変換部１１２，２１２，３１２，３１３，４１２，４１３で構成することによって、出力端子５１３からベースバンド信号を得ることができる。この第５実施形態によれば、差動アンプで構成したバッファアンプ５０１を使用することによって、不要放射を約１０ｄＢ低減できた。
【００８１】
ところで、この第５実施形態では、ローカル発振信号が（−２０）ｄＢｍ程度と比較的大きいので、ローカル発振器１０４でひずみによる高調波が発生し、奇数次高調波の一つが受信高周波信号と同じ周波数になる。この奇数次高調波は、第１，第２実施形態のような構成では、場合によって自身の受信妨害になるか、もしくは、不要放射として他の受信機への妨害電波になる。一方、ローカル発振器１０４からの不要放射を低減するために、ローカル発振器１０４の出力を小さくしてバッファアンプを用いた場合には、このバッファアンブで、歪みによる高調波が発生し前述と同様の問題となることがある。
【００８２】
これに対し、この第５実施形態では、バッファアンプ５０１を差動アンプで構成したから、バッファアンプ５０１内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、バッファアンプ５０１から外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐと共にローカル発振器１０４の出力を小さくし、発振器１０４からの不要放射も低減できる。
【００８３】
【発明の効果】
以上より明らかなように、請求項１の発明のダイレクトコンバージョン受信機では、ローカル発振信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１に設定しているので、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数から大きく離れている。したがって、この請求項１の発明では、受信側のフィルタやアンテナの周波数特性によって、ローカル発振信号が除去される効果が大きくなって、空中へのローカル発振信号の放射を従来例に比べて大幅に低減できる。また、たとえ、この奇数分の１の周波数のローカル発振信号が漏洩しても、受信高周波信号の周波数から大きく離れているので、隣接する同じＲＦ周波数を使用する同じシステムの他の無線局への妨害とはならない。したがって、この発明によれば、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができ、隣接する同じ周波数を使用する無線局への妨害とはならない受信機を実現できる。
【００８４】
また、請求項２の発明は、発振側のπラジアン位相差手段に加えて、受信側のπラジアン位相差手段を備えることによって、ローカル発振信号をバランスさせることができるだけでなく、受信信号をバランスさせることができる。この２つの信号バランスによる相乗効果によって、シングルバランスのみの場合に比べて２次相互変調歪を抑制できる。
【００８５】
また、請求項３の発明は、請求項１，２の発明と同様に、ローカル発振器が、受信した高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生するから、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制することができる。
【００８６】
また、この請求項３の発明では、発振側のπラジアン位相差手段によって、ローカル発振信号をバランスさせることができる。また、受信側のπ／２ラジアン位相差手段によって、位相変調信号の検波におけるＩ信号とＱ信号を分離することができる位相変調信号復調用ダイレクトコンバージョン受信機を実現できる。
【００８７】
また、請求項４の発明は、ローカル発振器が発生する高周波信号の周波数を受信高周波信号の周波数帯の奇数分の１の周波数から上記受信高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた周波数に設定している。したがって、受信高周波信号の周波数と同じ帯域の不要放射を抑制できる。また、上記ローカル発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数からずれているので、２次相互変調歪みによる信号の劣化を緩和できる。
【００８８】
また、この請求項４の発明では、複数の周波数変換器と受信側（π／２ラジアン）移相差手段と出力側（π／２ラジアン）位相器とが構成するイメージ除去回路によって、上記周波数のずれに起因して生じるイメージ信号を除去できる。
【００８９】
また、請求項５の発明は、発振側位相差手段と周波数変換器との間に差動アンプを接続したから、この差動アンプ内部で奇数次の高調波が打ち消し合う。したがって、差動アンプから外部への奇数次の高調波の漏洩を防ぐことができる。また、ローカル発振器の出力を小さくすることができ、ローカル発振器からの不要放射を低減できる。
【００９０】
また、請求項６の発明は、ローカル発振信号の周波数を受信周波数帯の３分の１の周波数にしたから、不要放射抑制性能が最も優れている。何故ならば、ローカル発振信号の周波数が受信高周波信号周波数の５分の１，７分の１と奇数分の１の奇数の次数が大きくなるほど、周波数変換器の変換効率が低下するからである。
【００９１】
上記のように、この発明のダイレクトコンバージョン受信機によれば、受信高周波信号の周波数の奇数分の１の周波数のローカル信号を用い、周波数変換器，バッファアンプで発生する受信信号と同じ周波数の高調波の出力位相を互いに打ち消し合うような位相関係に設定している。したがって、ローカル発振器の出力がアンテナから不要放射する電力を抑制でき、隣接する受信機間相互の電波干渉を無くして、ダイレクトコンバージヨン受信機を用いたシステムを確実に運用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第１実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第２実施形態のの構成を示すブロック図である。
【図３】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第４実施形態の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明のダイレクトコンバージョン受信機の第５実施形態の構成を示すブロック図である。
【図６】従来例のダイレクトコンバージョン受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１，１０２，２０１，２０２，２０３，２０４，６０１，６０２，６０３，６０４…周波数変換器、
１１２，２１２，３１２，３１３，４１２，４１３…周波数変換部、
１０３，２０５，３０５，４０５，４０６…移相器、
１０４…ローカル発振器、１０５…ＲＦアンプ、１０６…ＲＦフィルタ、
１０７…受信アンテナ、１１０…ベースバンドアンプ。
Claims (6)
- 複数の周波数変換器と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
上記ローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 - 複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、それぞれ別の上記周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 - 複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして上記複数の周波数変換器に入力する受信側位相差手段と、この複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とが構成する直交復調器を有したダイレクトコンバージョン受機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数の高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 - 複数の周波数変換器と、受信した高周波信号をπ／２ラジアンの位相差が付いた複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する受信側移相差手段と、上記周波数変換器の出力側に接続されたπ／２ラジアン位相器とがイメージ除去回路を構成しており、上記複数の周波数変換器に高周波信号を入力するローカル発振器とを備えたダイレクトコンバージョン受信機であって、
上記ローカル発振器は、受信高周波数帯の奇数分の１の周波数から上記高周波信号の帯域幅以下の周波数だけずれた高周波信号を発生し、
このローカル発振器から入力された高周波信号を、πラジアンの位相差を有する複数の高周波信号にして、上記複数の周波数変換器に入力する発振側位相差手段とを備え、
上記複数の周波数変換器が発生するローカル周波数の奇数次高調波が打ち消し合うようにしたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項１乃至４のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
上記発振側位相差手段と上記周波数変換器との間に差動アンプを接続したことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。 - 請求項１乃至５のいずれか１つに記載のダイレクトコンバージョン受信機において、
上記ローカル周波数信号のローカル周波数を、受信周波数の３分の１の周波数にしたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
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|---|---|---|---|
| JP22588098A JP3584164B2 (ja) | 1998-08-10 | 1998-08-10 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP22588098A JP3584164B2 (ja) | 1998-08-10 | 1998-08-10 | ダイレクトコンバージョン受信機 |
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| JP2000059254A JP2000059254A (ja) | 2000-02-25 |
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|---|---|---|---|---|
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-
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| JP2000059254A (ja) | 2000-02-25 |
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