JP4464194B2

JP4464194B2 - 通信受信機および送信機

Info

Publication number: JP4464194B2
Application number: JP2004141744A
Authority: JP
Inventors: フィッシャージョージ; リッターカイ−ウィ
Original assignee: アルカテル−ルーセントユーエスエーインコーポレーテッド
Priority date: 2003-05-12
Filing date: 2004-05-12
Publication date: 2010-05-19
Anticipated expiration: 2024-05-12
Also published as: DE602004000320D1; KR101055976B1; EP1478097B1; EP1478097A1; JP2004343753A; US7003263B2; DE602004000320T2; US20040229584A1; KR20040097897A

Description

本発明は、通信受信機および送信機に関する。

移動通信用の受信機および送信機の分野では、今日まで、固定のアナログ中間周波数（ＩＦ：ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）段階を組み入れた受信機だけが、基地局での使用に適していると見られてきた。これは、取り扱わなければならないパワー・レベルの範囲が広く、またブロッキングのレベルを低くするための要件があるせいである。パワー・レベルの範囲はしばしば、ダイナミック・レンジと称され、通常、使用可能なパワーの最も強いレベルと最も弱いレベルの比として、定量化される。もちろん、ブロッキングとは、弱い信号が、それよりも強い信号によってかき消されるという問題である。

ＩＦ段階がゼロまたはほとんどゼロである、直接変換受信機が入手可能になってきている。しかし、移動ユーザ端末のパワー・レンジおよびブロッキングの要件は、基地局のそれよりも遥かに緩やかなので、それらは、移動ユーザ端末だけに適しており、基地局には適さない。直接下方変換受信機には、そのＩＱミキサにおいて、直接電流（ＤＣ：ｄｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ）のオフセットの問題があることが知られており、この問題によって、有用なダイナミック・レンジが制限される。ところで、ＩＱミキサは、当技術分野では、Ｉ／Ｑ変調装置および直交ミキサとも称されており、ただし、Ｉは、信号の同相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分を指し、Ｑは、直交位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ）成分を指す。

３つの帯域操作（ＧＳＭ９００、１８００、１９００ＭＨｚ帯域）用のゼロＩＦ直接変換受信機を組み入れた、移動ユーザ端末向けの、いわゆるＯｔｈｅｌｌｏチップセットが知られている。ほぼゼロＩＦ、すなわち１００ｋＨｚで動作する、移動ユーザ端末向けのチップセットも周知である。こうしたチップセットは、自動利得制御（ＡＧＣ：ａｕｔｏｍａｔｉｃｇａｉｎｃｏｎｔｒｏｌ）ループの一部として、可変利得増幅器（ＶＧＡ：ＶａｒｉａｂｌｅＧａｉｎＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いて、移動ユーザ端末のダイナミック・レンジ要件に対処する。直接電流（ＤＣ）オフセットを補償するために、長期間での平均値を使用して、適用するＤＣオフセット補正を推定する。

直接下方変換受信機におけるＤＣオフセットによって、パフォーマンスが制限される。弱い入力信号で生じるように、所望の信号よりも、ＤＣオフセットが強力である場合には、正確な検出を行うことができない。その結果、信号の同相（Ｉ）成分および直交位相（Ｑ）成分をサンプリングするために使用される、アナログ−デジタル変換機（ＡＤＣ：ａｎａｌｏｇｕｅｔｏｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）のダイナミック・レンジではしばしば不十分であり、したがって、そのダイナミック・レンジは、最も強い受信信号と、最も弱い受信信号の比ではなく、ＤＣオフセットとの比になる。

送信機に関して、直接上方変換を使用することができるが、高いレベルの搬送波抑制がしばしば必要である。それぞれが１つのＩＱミキサからなる直接上方変換変調装置は、市場で入手可能である。しかし、基地局で使用されるパワーはしばしば、こうした変調装置が取り扱うことができる、ほぼ最小のパワー、すなわち「ノイズフロア」である。こうした変調装置は一般に、波長調整を行わずに、およそ３５ｄＢの搬送波抑制を提供する。しかし、搬送波抑制を向上させるため、ＩＱミキサのＩとＱの分岐の利得および遅延のわずかな差を補償するように、たとえば可変抵抗器および／またはコンデンサを調整することを伴う、手動または自動の波長調整のプロセスが使用される。

先行技術文献はない。

周知の直接上方変換ミキサの搬送波抑制能力が限られることによって、そのパフォーマンスが制限される。Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれの最小振幅は、抑制後の搬送波のレベルに等しいので、Ｉ入力信号およびＱ入力信号に適用される増幅変調が、搬送波信号の抑制によって制限されることになる。また抑制された搬送波によって、出力信号に、エラー・ベクトル振幅（ＥＶＭ：ｅｒｒｏｒｖｅｃｔｏｒｍａｇｎｉｔｕｄｅ）と呼ばれるいくらかの歪みが生じる。この歪みが、回転フェーザすなわちＩＱ平面の変位として、所望信号に加わることになる。

本発明による、受信機、送信機、ならびに受信方法および送信方法を、独立形式請求項において定義する。次に、この独立形式請求項を参照されたい。好ましい特徴については、従属形式請求項で説明する。

本発明による受信機および送信機の実施形態によって、たぶん同じチップ上に統合される、通常非常に類似した振る舞いをする、同じタイプの２つの回路が実現される。こうした実施形態では、１８０度の位相シフトで動作させる、２つのＩＱミキサ段階を用いることによって、出力信号のエラー成分が除去されることになる。したがって、好ましくは、本発明による受信機および送信機の実施形態では、出力信号の不所望の成分を除去するために、同じタイプの２つのＩＱミキサが使用される。受信機では、ＤＣオフセットが除去される。送信機では、残留の搬送波信号が除去される。また送信機と受信機の両方で、所望信号が追加され、それによって、出力信号の振幅が２倍になり、出力パワーが４倍増加し、したがって、出力のダイナミック・レンジの改善もがもたらされる。

本発明の一実施形態は、同じタイプの第１および第２のＩＱミキサを含む通信受信機である。第２ミキサには、第１ミキサへの受信信号入力の位相に対して逆位相の入力信号が供給される。それぞれのミキサは、Ｉ信号およびＱ信号を出力する。第２ミキサからのＩ信号は、第１ミキサからのＩ信号に対して、同相または逆位相であり、第２ミキサからのＱ信号は、第１ミキサからのＱ信号に対して、同相または逆位相である。Ｉ信号およびＱ信号はそれぞれ、個別のＤＣオフセット成分を含む。第１の出力信号が生成されるが、この信号は、２つのＩ信号が互いに逆の位相である場合には、２つのＩ信号の和であり、またはそれらが同じ位相のものである場合には、２つのＩ信号の差であり、それによって、Ｉ信号のＤＣオフセット成分が、少なくとも一部除去される。同様に、２つのＱ信号が互いに逆の位相である場合には、２つのＱ信号の和であり、またはそれらが同じ位相のものである場合には、２つのＱ信号の差である第２の信号が生成され、それによって、Ｑ信号のＤＣオフセット成分が、少なくとも一部除去される。

本発明の別の実施形態は、同じタイプの第１および第２のＩＱミキサを含む通信送信機である。それぞれのミキサに、Ｉ信号およびＱ信号が供給される。第２ミキサへのＩ信号の入力は、第１ミキサへのＩ信号の入力と同相のものである。第２ミキサへのＱ信号の入力は、第１ミキサへのＱ信号の入力と同相のものである。第２ミキサは、第１ミキサによって供給される出力信号とは逆位相の出力信号を供給し、それぞれの出力信号が残留の搬送波成分を含む。信号のうちの１つを１８０度位相シフトし、これを他方の出力信号に加えて、２つの出力信号を合成することによって、残留の搬送波成分を少なくとも一部除去して、送信用の信号を供給する。

本発明の実施形態では、他の重要な利点を提供することもできる。受信機の実施形態では、信号の強さ、周波数、またはミキサへの局部発振器（ＬＯ：ｌｏｃａｌｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）入力信号のレベルに関係なく、ＤＣオフセットをリアルタイムで除去する。別の利点は、逆方向の局部発振器信号のフィードスルーが、受信機への入力において、１８０°パワー・コンバイナで、除去されることである。

送信機の実施形態については、１８０°パワー・コンバイナ内の各ＩＱミキサで、個々の残留搬送波信号、たとえば残留の局部発振器信号を除去することによって、搬送波抑制が改善される。さらに、両方のＩＱミキサのノイズは、相互に関連していないが、２つのミキサによって処理される所望信号は、相互に関連しているので、ノイズフロア、すなわち処理される最小信号パワーが、３ｄＢ分改善される。

受信機と送信機の両方の実施形態のさらなる利点は、同じタイプの２つのＩＱミキサについて同じような温度のずれなど、装置依存の影響が、完全に補償される。受信機の実施形態の別の利点は、従来技術におけるＩとＱの分岐の利得および遅延差を調整する必要性が回避されることである。

受信機の実施形態について、以下に述べる。変換は、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）からベースバンド（すなわち直流）へ直接に行われる。次いで、やはり中間周波数（ＩＦ：ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）変換段階を経ない、ベースバンドからＲＦへの変換を伴う、送信機の実施形態について説明する。

第１の受信機
図１に示す第１受信機の実施形態では、入力信号Ａが、増幅器ＤＲＶによって、増幅され、２つのパス１０、１２に分割されるが、パス１０は位相シフトを行わず、パス１２は１８０度位相シフトされる。位相シフトを実現する１つのやり方は、１８０°ハイブリッド１４を使用して、信号レベルがパス１０と１２の両方について同じであるようにすることである。

次いで、それぞれのパス１０、１２上の信号が、それに対応するＩＱミキサ１６、１８によって処理される。これらのＩＱミキサはそれぞれ、２つのＬＯ信号を使用するが、その一方２２は位相シフトをせず、もう一方２３は、９０°の位相シフトを行う。両方のパス１０、１２のＩＱミキサ１６、１８は、構造上同一のものである。それぞれのミキサ１６、１８は、スプリッタ２０および局部発振器（ＬＯ、図示せず）からの信号入力２２、２３を組み入れる。両方のＩＱミキサは、同じ集積回路チップ上で実装される。１８０°ハイブリッド１４からそれぞれのスプリッタ２０までのコネクタ３８の長さは、同じである。

ＩＱミキサ１６、１８が不完全であるために、ＩＱミキサ１６、１８の出力に、不所望のＤＣオフセットが現れる。ＩＱミキサ２のＩ出力は、ＩＱミキサ１のそれに対応するＩ出力と比べて、１８０°位相シフトされる。しかし２つのＩＱミキサ１６、１８からのＤＣオフセットは、位相シフトされない。これと同じことが、Ｑ出力にもあてはまる。
すべての出力は、加算段階２４、２５、２６、２７に交差接続され、加算のため、同じ位相のＩ成分およびＱ成分が接続される。それぞれの加算器では、２つの入力のうちの１つが、ＤＣオフセットを、他方に対して１８０°シフトさせる。したがって、加算器によって、ＤＣオフセットが除去される。

差動可変利得増幅器（図１で、Ｉ信号について、３０、３１で示し、Ｑ信号について、３０’、３１’で示す）によって、いくらかの増幅が行われ、ローパスフィルタ（図１で、Ｉ信号について、２８、２９で示し、Ｑ信号について、２８’、２９’で示す）によって、ベースバンド・フィルタリングが行われた後、Ｉ信号およびＱ信号（Ｉ信号３２およびＱ信号３４はそれぞれ、同相および逆位相の成分を含む）がアナログ−デジタル変換機（ＡＤＣ）３６によって、サンプリングされ、次いで処理段階（図示せず）によって、復調され復号化される。この例では、ＡＤＣのベースバンド入力パワーは、最大１０ｄＢｍである。

ＩＱミキサの不完全さによる別の影響は、ＩＱミキサの入力へのＬＯ信号のフィードスルーである。説明の実施形態では、こうした残留信号は、入力信号を分割する、１８０°ハイブリッド１４の出力に同じレベルで戻る。この場合、１８０°ハイブリッド１４への入力に、残留信号が加えられるものの、それらは１８０°位相シフトされるので、２つの残留信号が除去されるように、逆のやり方で動作する。

すべてのこうした除去効果は、リアルタイムで作用する。

第２の受信機
図２に、第２受信機の実施形態２０１を示す。この受信機は、入力信号Ａ’が１つのパス２１０に向けられている（したがって１８０°ハイブリッドが存在しない）ことを除けば、基本的には、図１に示した受信機と同じ構造および機能を有する。代わりに、ゼロである参照信号Ｂが、もう一方のパス２１２に供給され、それによって、第２のＩＱミキサ２１８を使用して、参照ＤＣオフセットが生成され、次いで、このオフセットは、図１の受信機のように、除去のために使用される。入力信号レベルに依存する効果の除去について考慮されていないので、この実施形態のパフォーマンスは、図１の受信機よりも低くなり得る。

他の受信機
図３に、第３の受信機３０１を示す。この受信機では、それぞれのＩＱミキサ３１６、３１８からのＩ信号およびＱ信号が、不均衡信号として、差動可変利得増幅器３３０に供給される。具体的には、ＩＱミキサ３１６からの、０°位相のＩ成分、およびＩＱミキサ３１８からの、１８０°位相のＩ成分が、それに対応する差動可変利得増幅器３３０およびローパスフィルタ３２８を通り、次いで、別の対応する可変利得増幅器３３１および別のローパスフィルタ３２９を通り、ベースバンド周波数のＩ信号３３２を供給する。同じようにして、ＩＱミキサ３１６からの、０°位相のＱ成分、およびＩＱミキサ３１８からの、１８０°位相のＱ成分が、それに対応する差動可変利得増幅器３３０’およびローパスフィルタ３２８’を通り、次いで、別の対応する可変利得増幅器３３１’および別のローパスフィルタ３２９’を通り、ベースバンド周波数のＩ信号３３４を供給する。しがたって、加算器（比較のため、図１の参照番号２４、２５、２６、２７を参照）は必要ない。ＩＱミキサ３１６、３１８によって供給されるＩ成分およびＱ成分では、どのＤＣオフセットも０°位相であるので、それぞれの可変利得増幅器３３０、３３０’では、その入力間の差だけが増幅され、この操作によって、２つの入力のＤＣオフセットが、除去される。

他の点では図１の第１受信機に類似した別の受信機の実施形態（図示せず）では、増幅器ＤＲＶは、入力信号＋Ａおよび−Ａをもつ差動増幅器である。

第１の送信機
図４に示すように、第１送信機の実施形態では、Ｉアナログ信号およびＱアナログ信号が、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）５０に接続されたエンコーダ（図示せず）によって、生成される。増幅器５２によって増幅され、フィルタ５４によって、ローパスフィルタリングされた後、同相と逆位相の両方のＩ信号およびＱ信号が、２つの同一のＩＱミキサ５６、５８に供給される。したがって、同相と逆位相の両方のＩ信号が、それぞれのミキサに供給され、同相と逆位相の両方のＱ信号が、それぞれのミキサに供給される。図示するように、ＩＱミキサ１（参照番号５６）と比べて、ＩＱミキサ２（参照番号５８）では、信号入力６０は、逆の順序で接続される。それぞれのミキサ５６、５８は、コンバイナ４２０、および局部発振器（図示せず）からの信号入力４２２、４２３を含む。

ＩＱミキサ１（参照番号５６）の出力６４と比べて、ＩＱミキサ２（参照番号５８）の出力６２では、信号が１８０度位相シフトされる。それぞれの出力６２、６４の信号は、残留の搬送波信号を含む。残留の搬送波信号は、特に、いくらかの静電結合によってもたらされるＬＯからのクロストークのため、さらには、同相および逆位相のＩ信号およびＱ信号を生成し取り扱う際の交差の結果による信号入力６０のいくらかのＤＣのため、また何らかのインピーダンス不整合のために生じる。ＩＱミキサ５６、５８のそれぞれの出力６２、６４では、残留の搬送波信号は同じ位相になる。その結果、コンバイナとして働く１８０°ハイブリッド６４で、所望信号が加えられ、不所望の残留の搬送波信号が除去され、結果として得られる合成信号が、出力６６に供給される。

他の送信機
別の実施形態（図示せず）では、図４に示す送信機構成において、エンコーダおよびＤＡＣ５０の代わりに、平衡（すなわち対称）出力を含む別の源も使用される。

図５に示す別の実施形態では、不平衡出力（すなわち非対称）出力を含む、Ｉ信号およびＱ信号の源が、代わりに使用される。この信号源は、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ：ｄｉｇｉｔａｌｔｏＡｎａｌｏｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）５５０である。この実施形態では、同相のすなわち０度だけの、Ｉ信号成分およびＱ信号成分が、ＤＡＣ５００から供給される。増幅５５２およびローパスフィルタリング５５４の後、信号成分がそれぞれのＩＱミキサ５５６、５５８に、すなわち接地されている（接地５１１）逆位相（すなわち１８０度）入力ポートに供給される。

略語
ＡＤＣＡｎａｌｏｇｔｏｄｉｇｉｔａｌｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（アナログ−デジタル変換器）
ＡＧＣＡｕｔｏｍａｔｉｃｇａｉｎｃｏｎｔｒｏｌ（自動利得制御）
ＤＣＤｉｒｅｃｔｃｕｒｒｅｎｔ（直流）
ＩＩｎ−ｐｈａｓｅ（同相）
ＩＦＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（中間周波数）
ＬＯＬｏｃａｌｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ（局部発振器）
ＱＱｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ（直交位相）
ＲＸＲｅｃｅｉｖｅｒ（受信機）
ＴＸＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ（送信機）
ＶＧＡＶａｒｉａｂｌｅｇａｉｎａｍｐｌｉｆｉｅｒ（可変利得増幅器）

本発明による受信機の第１実施形態を示す図である。受信機の第２の実施形態を示す図である。受信機の第３の実施形態を示す図である。本発明による送信機の第１の実施形態を示す図である。送信機の第２実施形態を示す図である。

Claims

通信用の受信機であって、
第１のＩＱミキサ（第１ミキサ）および第２のＩＱミキサ（第２ミキサ）、
前記第１ミキサに供給される受信信号の位相に対して逆位相の受信信号を前記第２ミキサに供給する手段であって、それぞれのミキサがＩ信号およびＱ信号を生成し、前記第２ミキサからのＩ信号が前記第１ミキサからのＩ信号に対して同相または逆位相であり、前記第２ミキサからのＱ信号が前記第１ミキサからのＱ信号に対して同相または逆位相である、手段、
Ｉ信号中に存在するＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去されるように、２つのＩ信号が逆位相である場合には２つのＩ信号の和であり、それらが同相である場合には２つのＩ信号の差である第１出力Ｉ信号を生成する手段、及び
Ｑ信号中に存在するＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去されるように、２つのＱ信号が逆位相である場合には２つのＱ信号の和であり、それらが同相である場合には２つのＱ信号の差である第２出力Ｑ信号を生成する手段
を備え、
それぞれのミキサが同相および逆位相の両方のＩ信号を供給し、
それぞれのミキサが同相および逆位相の両方のＱ信号を供給し、
前記第１出力Ｉ信号を生成する手段が第１の加算器および第２の加算器を含み、
前記第２出力Ｑ信号を生成する手段が第３の加算器および第４の加算器を含み、
２つの同相のＩ信号が前記第１加算器によって合計され、
２つの逆位相のＩ信号が前記第２加算器によって合計され、
２つの同相のＱ信号が前記第３加算器によって合計され、
２つの逆位相のＱ信号が前記第４加算器によって合計され、
総計するとＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去される、受信機。
前記第１および第２のミキサが同じタイプである、請求項１に記載の受信機。
使用時、前記第２ミキサに供給される信号が、前記第１にミキサに供給される受信信号の位相に対して逆位相の受信信号である、請求項１または２に記載の受信機。
使用時、前記第２ミキサに供給される信号が参照信号である、請求項１または２に記載の受信機。
前記第１出力Ｉ信号が、入力として逆位相の２つのＩ信号を含む第１の差動増幅器からの出力として供給された２つのＩ信号間の差であり、
前記第２出力Ｑ信号が、入力として逆位相の２つのＱ信号を含む第２の差動増幅器からの出力として供給された２つのＱ信号間の差である、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受信機。
第１のＩＱミキサ（第１ミキサ）および第２のＩＱミキサ（第２ミキサ）を含む通信受信機によって受信する方法であって、
前記第１ミキサに供給される受信信号の位相に対して逆位相の信号を前記第２ミキサに供給する工程、
前記第２ミキサからのＩ信号が前記第１ミキサからのＩ信号に対して同相または逆位相であり、前記第２ミキサからのＱ信号が前記第１ミキサからのＱ信号に対して同相または逆位相であるように、またＩ信号およびＱ信号がそれぞれ個別のＤＣオフセット成分を含むように、それぞれのミキサがＩ信号およびＱ信号を供給する工程、
Ｉ信号のＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去されるように、２つのＩ信号が逆位相である場合には２つのＩ信号の和であり、それらが同相である場合には２つのＩ信号の差である第１出力Ｉ信号を生成する工程、及び
Ｑ信号のＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去されるように、２つのＱ信号が逆位相である場合には２つのＱ信号の和であり、それらが同相である場合には２つのＱ信号の差である第２出力Ｑ信号を生成する工程
を備え、
それぞれのミキサが同相および逆位相の両方のＩ信号を供給し、
それぞれのミキサが同相および逆位相の両方のＱ信号を供給し、
前記第１出力Ｉ信号を生成するための手段が第１の加算器および第２の加算器を含み、
前記第２出力Ｑ信号を生成するための手段が第３の加算器および第４の加算器を含み、
２つの同相のＩ信号が前記第１加算器によって合計され、
２つの逆位相のＩ信号が前記第２加算器によって合計され、
２つの同相のＱ信号が前記第３加算器によって合計され、
２つの逆位相のＱ信号が前記第４加算器によって合計され、
総計するとＤＣオフセット成分が少なくとも一部除去される、方法。