JP4335135B2

JP4335135B2 - 複数の局部発振器を有する改善されたミキサおよびこれに基づくシステム

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Publication number: JP4335135B2
Application number: JP2004527130A
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Inventors: ゼンファ、ワン
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Publication date: 2009-09-30
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Description

本発明は、局部発振器（ＬＯ:local oscillator）を有するミキサおよびこれに基づくシステムに関する。より詳細には、本発明は、レシーバでの使用、特に、無線周波数信号レシーバでの使用に適したスプリアス拒絶ミキサに関する。本発明は、また、直交ミキサに関する。

ミキサは、例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）システム、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈシステム、およびＵＭＴＳ（Universal Mobile Telephony System）などのほぼすべての通信システムにおいて不可欠な、鍵となる要素であり、重要な基礎的要素である。ミキサは、伝送信号（本明細書では、情報信号と呼ぶ）の周波数変換の実行に用いられる。この周波数変換は、２つの信号、および場合によってはそれらの高調波を乗算することにより行われる。

図１に示すように、従来のレシーバのレシーバ経路１０においては、例えば、無線周波数（ＲＦ）ポート１１と、局部発振器（ＬＯ:local oscillator）ポート１２の、２つの明白に異なる経路を有する下方変換ミキサが用いられる。ミキサ１３は、ポート１１および１２に印加される２つの信号を乗算する。ミキサ１３の出力側の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low-pass filter）１４が、乗算の後の信号をフィルタする。図２Ａにおいて、情報信号が周波数ω_ＲＦを有する搬送信号により運ばれる、第１帯域（所望の信号または所望の帯域と呼ぶ）を有するＲＦ信号が示されている。この第１帯域に加えて、より高い周波数における２つの他のスプリアス帯域（スプリアス帯域または側波帯とも呼ぶ）がある。ポート１２に印加されるＬＯ信号のスペクトルが、図２Ｂに示されている。この信号は、所望のＲＦ信号の搬送周波数ω_ＲＦに同調されている。同時に、ＬＯ信号は、高位の高調波を有している。図２Ｂにおいては、ＬＯ信号の第３オーダーおよび第５オーダーの高調波が示されている。フィルタ１４の出力側では、中間周波数（ＩＦ:intermediate frequency）信号は、所望の信号に加えてスプリアス帯域の信号を含む。図２Ｃにおいては、これを、３つの帯域の信号がゼロの周りで重複することで示している。このような場合、レシーバは、スプリアス帯域によって運ばれる情報から、所望の信号によって運ばれる情報を区別することが不可能である。

ミキサは、受動または能動のいずれかとすることができる。受動ミキサは、より簡素で、より高い直線性および速度を達成するが、どのような利得も提供しない。対照的に、能動ミキサは、大きな利得を提供し、続くステージによるノイズへの寄与を減少させることができる。これらの理由により、受動ミキサは、マイクロ波および基地局回路に適用を見出し、一方で能動ミキサは、ＲＦシステムにおいて広く用いられる。

実際のミキサのＬＯ信号は、どのようなタイプであっても、方形波信号である。方形波のＬＯ信号により制御される受動ミキサの出力Ａは、ミキサのトランジスタスイッチがオンの場合はＲＦ入力と同等であり、出力Ａは、このスイッチがオフの場合はゼロである。したがって、受動ミキサの動作は、ポート１１におけるＲＦ信号の、ポート１２における方形波形による乗算として見ることができる。

Ｇｉｂｅｒｔセルのような能動ミキサは、スイッチングトランジスタのペア（例えばＭＯＳトランジスタ）を利用して電流を整流する。トランスコンダクタンスステージを用いて、入力電圧信号をＲＦポート１１にて電流に変換し、これを次に、ＬＯポート１２でのＬＯ信号によって制御されるスイッチングトランジスタのペアによって整流する。回路ノイズを最小化し、最良のノイズ指数を得るためには、５０％のデューティサイクルを有する方形波のＬＯ信号を持つことにより、スイッチを可能な限り急にオンおよびオフにすることが望ましい。

ほとんどの処理では、混合動作は、ＲＦ入力の、正弦波ＬＯ信号による乗算とみなされる。本明細書においては、ミキサの出力スペクトルは、２つの第２オーダーの積、差ω_ＲＦ−ω_ＬＯと和ω_ＲＦ＋ω_ＬＯのみを含む。レシーバにおいては、前者は、所望のＩＦ周波数ω_IＦであり、後者は、ミキサ１３に続く帯域通過フィルタまたは低域通過フィルタ１４（ＬＰＦ）によって拒絶される。次に示すように、このような処理は、既存のミキサの性能を向上するにはシンプルすぎ、雑すぎるものである。

ミキサの詳細は、例えば、ベザドラザビィ（Behzad Razavi）、プレンティスホール（Prentice Hall）による“RF Microelectronics”と題された書籍（１９９８）（ISBN 0-13-887571-5）に述べられている。しかし、他にも数多くのミキサに関する出版物が存在する。

ミキサのＬＯ信号は、方形波であり、サイン波信号ではないため、サイン波ではなく方形波を、分析および設計に用いる必要がある。方形波信号が、ミキサ１３のＬＯポート１２に印加されると、ＬＯ信号の高調波によって、ＲＦおよびＬＯ信号のさまざまなクロス乗積がミキサ出力Ａにて生成される。一般に、ＲＦ入力は、いくらかのフィルタリングを行った後でも、所望の信号帯域だけでなく、他の望まれない信号、すなわちスプリアス信号も含む。ほとんどの場合、スプリアス信号は、他の通信ネットワークまたは他のソースから生じるが、同一の通信ネットワークから来ることもあり得る。これは、比率ξ＝ω_ＣＢＷ／ω_ＬＯが極小でない場合に起きる。ここで、ω_ＣＢＷはチャネル帯域である。ξ＝２の場合、隣接したチャネルがちょうどＬＯの奇数高調波すなわち３ω_ＬＯ，５ω_ＬＯ，．．．、であるためスプリアスとなってしまうという、最悪のシナリオがもたらされることが示される。混合の後に、これらのスプリアス信号は、所望の信号と同様に、ＩＦバンドに下方変換され（図２Ｃを参照されたい）、所望の信号を悪化、あるいは圧倒さえする。これが、スプリアス応答は、今日のミキサにとってさえも、改善に対する障害であることの理由である。

よって、本発明の目的は、現在のミキサおよびこれに基づくレシーバを改善することである。

上述の障害は、本明細書に記載され特許請求されるスプリアス拒絶ミキサの発明により、除去される。

本発明に係るミキサは、請求項１に記載されている。

さまざまな有利な実施形態は、請求項２から請求項１１に記載されている。

本発明に係る方法は、請求項１２に記載されている。

さまざまな有利な方法は、請求項１３から請求項２２に記載されている。

本発明に係るミキサは、レシーバでの使用に特に適している。本発明に係るレシーバは、請求項２３に記載されている。

有利なレシーバ実施形態は、請求項２４に記載されている。

本発明による直接の利益は、顕著に良くなった性能、かなりの低コスト、高い競争力等である。

本発明の他の利点は、詳細な実施形態に関連して述べられている。

本発明のより完全な記載およびさらなる目的ならびに利点について、添付の図面と併せて以下の記載を参照する。

本発明は、以下の原理に基づいている。本発明に係るミキサは、標準ミキサにおけるＬＯ方形波信号の高調波の、既存のクロス乗積を調査し、これらの積を正確に生成し、相殺させる。“直接貫通接続”を避けるために、ミキサの出力を差分信号、すなわち０に対して対称の信号として検出する。したがって、方形波ＬＯは、図３に示すように、−１と＋１の間で切り替わる。

図３の波形のフーリエ係数は、次の式で得られる。

ここで、ω_ＬＯ＝２π／Ｔであり、Ｔは方形波の期間である。式（１）では、５０％のデューティサイクルが得られる。本発明に係るスプリアス拒絶ミキサでは、ＬＯ信号の第ｎの高調波の振幅が、式（１）で示されるように、基本波の振幅よりもｎ倍小さいことに注意することが重要である。簡潔にするために、第１のＲＦ入力は、Ｓ_ＲＦ（ｔ）で表される。乗算後は、ミキサの点Ａにおける結果は、次のようになる。

ここで、ＲＦ入力が次の式である場合の状況が考慮される。

第１項は、搬送周波数ω_ＬＯの所望の信号であり、第２および第３項は、それぞれ周波数３ω_ＬＯおよび５ω_ＬＯにおける２つのスプリアス信号である。混合後、ミキサの点Ａにおける信号は、次のようになる。

ここで、ＨＦＴは、ｈｉｇｈ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｅｒｍ（高周波項）の略であり、これは、ミキサの次にある低域通過フィルタで拒絶することができる。フィルタリングの後、カッコ内の第１項は、下方変換された信号であり、第２および第３項は、ＬＯ信号の第３および第５の高調波によるスプリアス応答である。周波数領域において、これら２つの望まれない項は、ＩＦ帯域（図２Ｃにおけるゼロ周波数）に落ち込み、これにより、レシーバの信号対ノイズ（Ｓ／ｎ）比を減少させ、かつ、所望の帯域に伝送されるビットは他の帯域で転送されるビットと区別がつかないことから、ビット誤り率を悪化させる。これらのスプリアス信号をミキサに入る前に減衰させる何らかの種類のフィルタは存在するであろうが、不運にも、どのような現実的なフィルタでも、これらのスプリアス信号に対して限られた減衰しか提供できない。これらのスプリアス信号、すなわちＢ，ξ_Ｂ，Ｃ，ξ_Ｃ等に関する知識が不足しているため、現時点で利用可能な対処法または解決策は存在せず、ミキサ内のスプリアス応答は、長い間、既存のミキサを改善する努力に対する障害となっていた。フィルタの限られたトランジット帯域によって、一般にＬＯ信号の第３および第５高調波の周りのスプリアス信号が、もっとも問題のあるものであり、これらは、ミキサ入力において、フィルタリングの後であっても、所望の信号より大きい場合さえある。

これが、本明細書において説明し特許請求する、本発明の動機である。新しい発明的なミキサによって、問題のある項をミキサ出力から完全に除去することができる。簡潔にするために、しかし一般性を損なうことなしに、発明的なスプリアス拒絶ミキサを、式（４）のカッコ内の第２および第３項を除去する２つの実施形態と共に開示する。

これらの実施形態に記載される方法は、他の残りのより小さな項を除去するために、拡張することもできるが、より多くの望まれない相互変調積を除去するとなると、より複雑となってしまうことに留意されたい。

図４Ａにおいて、本発明に係る第１のスプリアス拒絶ミキサ４０が示されている。ミキサ４０は、この例では３つの標準ミキサ４１，４２，および４３を備える。一般に、式（４）のカッコ内の第１のｎ−１の望まれない項を除去する場合、合計でｎの標準ミキサが必要である。ＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）が、３つのすべての標準ミキサ４１，４２，および４３のＲＦポート４４，４５，および４６に印加され、一方で、各標準ミキサ４１，４２，および４３に対するＬＯ信号は異なっている。言い換えれば、ミキサ４０のすべての標準ミキサが、１つの共通ポート５０を有する。ＬＯ信号は、それぞれＬＯ１，ＬＯ２，およびＬＯ３である。信号ＬＯ１が、ポート４７に印加され、信号ＬＯ２が、ポート４８に印加され、信号ＬＯ３が、ポート４９に印加される。すなわち、各標準ミキサ４１，４２，４３は、それぞれ個別のＬＯポート４７，４８，４９を有する。信号ＬＯ１，ＬＯ２およびＬＯ３の期間をＴ１，Ｔ２およびＴ３で表すと（図４Ｂを参照されたい）、これらの信号は、次の関係を持つ。
Ｔ２＝Ｔ１／３
Ｔ３＝Ｔ１／５（５）

これらは、また、図４Ｂに示されるように、ｔ＝０でもゼロの位相を持つはずである。これは、信号ＬＯ２の周波数が、信号ＬＯ１の周波数の３倍であり、信号ＬＯ３の周波数が５倍であることを確実にし、簡素な実現を可能としている。

本発明によると、すべてのＬＯ信号は、方形波信号である。ここで、式（２）および（４）は、図４Ａの上側の標準ミキサ４１に対しても有効である。他の２つの標準ミキサ４２および４３の、点ＢおよびＣにおける結果は、それぞれ同様に次の式で表される。

再び、ＲＦ入力は、式（３）により得られる。上の式を式（３）で置き換えると、次の式が得られる。

ここで、中央の標準ミキサ４２の出力信号Ｓ_Ｂ（ｔ）を、因数３で減衰し、下側の標準ミキサ４３の出力信号Ｓ_Ｃ（ｔ）を、因数５で減衰する場合、および、出力信号Ｓ_Ｂ（ｔ）およびＳ_Ｃ（ｔ）を、次いで上側の標準ミキサ４１の出力信号Ｓ_Ａ（ｔ）から減算する場合、点Ｄにおける結果Ｓ_Ｄ（ｔ）は、次のようになる。

減算は、加算器５１によって行われ、出力信号Ｓ_Ｂ（ｔ）およびＳ_Ｃ（ｔ）は、マイナスの符号を有する。第２および第３項、

および

は、上側の標準ミキサ４１の出力信号Ｓ_Ａ（ｔ）内に、点Ａにおいて存在する（式（４））が、新たなミキサ４０の出力信号Ｓ_Ｄ（ｔ）では、点Ｄにおいて完全に消えることが分かる。すなわち、これらは完全に除去または拒絶されている。すべての高周波項（ＨＦＴ）を、続く低域通過フィルタ５２によって除去し、所望の信号のみを、ミキサ出力５３に残すことができる。

よって、新たなミキサ４０は、図４Ａに示されるように、スプリアスを完全に拒絶することが証明され、したがって、真にスプリアス拒絶ミキサであるといえる。

第１の実施形態に係るミキサは、例えば、携帯電話の技術に使用して、入ってくる無線周波数（ＲＦ）携帯電話信号の、中間周波数への下方のヘテロダインを行うことができる。

本発明に係る他のミキサは、第３オーダーの高調波のみを除去するために設計されているため、第１のミキサに加えて、第２のミキサを追加で有するだけである。ミキサは、所望の帯域および側波帯を定める、第１の局部発振器信号ＬＯ１の第３高調波に落ち込む搬送周波数（ω_ＲＦ）を有する、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）を処理するために設計されている。ミキサは、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）を受ける主入力と、第１のミキサ入力と第１の局部発振器入力と第１のミキサ出力とを有する第１の標準ミキサと、を備える。第１のミキサ入力は、主入力に接続可能であり、第１の局部発振器入力は、搬送周波数ω_ＲＦに近いか等しい周波数ω_ＬＯを有する第１の局部発振器信号ＬＯ１を供給するソースに接続可能である。第１の標準ミキサは、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）と第１の局部発振器信号ＬＯ１の乗算を行い、第１出力信号Ｓ_Ａ（ｔ）を第１ミキサ出力にて供給する。これは、第２のミキサ入力と、第２の局部発振器入力と、第２のミキサ出力と、を有する第２の標準ミキサをさらに備える。第２のミキサ入力は、メイン入力に接続可能であり、第２の局部発振器入力は、周波数ｎω_ＬＯを有する第２の局部発振器信号ＬＯ２を供給するソースに接続可能である。第２の標準ミキサは、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）と第２の局部発振器信号ＬＯ２の乗算を行い、第２出力信号Ｓ_Ｂ（ｔ）を第２ミキサ出力Ｂにて供給する。ミキサは、第２出力信号Ｓ_Ｂ（ｔ）に係数−１／３により加重するための手段をさらに備え、加重された第２出力信号を供給する。加算器が設けられ、第１出力信号Ｓ_Ａ（ｔ）と加重された第２出力信号−１／３Ｓ_Ｂ（ｔ）の加算を行う。

第１の局部発振器信号ＬＯ１および第２の局部発振器信号ＬＯ２は、方形波である。

本発明に係る、さらに他のミキサ６０を、図５、図６Ａおよび図６Ｂと共にこれより説明する。ミキサ６０は、以下の段落に説明されるように、直交ミキサと呼ぶ。

近代的な通信においては、直交ミキサは、周波数の下方変換または信号の位相変調に広く用いられている。直交ミキサは、２つの同一の標準ミキサ（同相チャネルまたはＩチャネル、および直行チャネルまたはＱチャネルとしても知られる）を備え、ＬＯ信号の位相は直交している。ノイズを減らすために、再び両方のＬＯ信号は、５０％のデューティサイクルを有する方形波信号とする必要がある。図３の方形波信号と直交している方形波信号が、図５に示されている。同様に、この波形のフーリエ係数は、次の式で得られる。

式（１０）を式（１）と比較すると、（ｉ）基本波および高調波はｓｉｎではなくｃｏｓ関数であること、および（ｉｉ）第２，第４，第６，．．．項の符号はマイナスであること、を除いて、２つの式は同一であることが分かる。その結果、図６Ｂに示されるＬＯ信号を使用し、第２標準ミキサ６２の係数を−１／３から＋１／３に単に変更することにより、図４Ａの対応部分に対して直交しているスプリアス拒絶ミキサを得ることができる。

ミキサは、適切な係数（例えば、第１の実施形態の場合−１／３、または直交実施形態の場合＋１／３）を乗算に加える特殊ユニットが後に続く標準ミキサとするか、または入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）とＬＯ信号（例えばＬＯ１）の乗算を、この乗算に各係数を加えて行う特殊ミキサを使用することができる。図４Ａおよび図６Ａにおいて、各係数を加えるように設計された各特殊ユニット５４，５５および７４，７５が示されている。また、ＬＯ信号に、各係数が付くことも考えられる。この場合、例えばＬＯ２信号は、−１／３の係数を有するであろう。

本発明と関連して用いられるミキサは、受信した（ＲＦ）入力信号の下方変換を提供する。この下方変換は、受信した（ＲＦ）入力信号を局部発振器信号（ＬＯ）により乗算する、乗算演算によって達成される。この混合機能を達成するために、局部発振器（ＬＯ）信号は、入ってくる所望の帯域の搬送周波数において、またはその近くで流れている。ＬＯ信号と入力信号周波数の差は、中間周波数（ＩＦ）をもたらす。

本発明によると、標準ミキサの数と同数の単一の局部発振器ソース（例えば、３つのミキサと３つのＬＯソース）、または、複数の発振器信号を組合せロジックに提供する１つの発生器のいずれかが存在する。この組合せロジックは、複数の発振器信号を組合せて、所望の局部発振器信号を生成する。

２つの局部発振器ソースを用いた一実施形態が、図７に示されている。ミキサ９０は、ユニット９１の一部である２つの標準ミキサを備える。２つの局部発振器９３および９４が存在する。図７に示すように、第１の局部発振器９３は信号ＬＯ１を出力し、第２の局部発振器９４は信号ＬＯ２を出力する。加えて、ミキサ９０は、入力信号Ｓ_ＲＦ（ｔ）を受信するための入力９２と、出力信号を供給するための出力９５とを有する。

本発明に係る他の配置を備える無線周波数信号レシーバ８０が、図８に示されている。レシーバ８０は、ミキサ８４と、複数の発振器信号を供給する発生器８６（この例では３つの異なる発振器信号を供給し、よって発生器８６から組合せロジック８７までに、３つの接続が存在する）と、必要とされるＬＯ信号ＬＯ１，ＬＯ２，およびＬＯ３を得るための組合せロジック８７と、を備える。レシーバ８０は、フロントエンドの帯域通過フィルタ８２が後に続くアンテナ８１をさらに備える。このフィルタ８２を用いて、望まれない‘画像’信号を、ミキサ８４に到達する前にフィルタすることができる。フロントエンドの帯域通過フィルタ８２には、受信したＲＦ信号の増幅を行う低ノイズ増幅器８３（ＬＮＡ：Low-noise Amplifier）８３が後に続く。ミキサ８４は、直接低ノイズ増幅器８３に続いているため、レシーバシステム８０全体の性能を大きく左右する。ミキサ８４の出力Ｄにおいて、フィルタ８４，フィルタ８５−例えば、低域通過フィルタ−が配置されていてもよい。

データ処理ユニット８９を、フィルタ８５の出力８８に接続することもできる。データ処理ユニット８９は、アンテナ８１を介して受信された所望の帯域に運ばれている情報信号（好ましくはデジタルデータ）の後処理を行う。データ処理ユニット８９は、何らかの形のマイクロプロセッサまたはデジタル信号処理（ＤＳＰ：Digital Signal Processing）エンジンを備えていてもよい。レシーバシステム８０は、例えばＧＳＭ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、またはＵＭＴＳ携帯電話の受信経路の一部、とすることができる。

図４Ａおよび図６Ａのミキサ回路４０および６０に関して、１つの追加的なミキサを従来のミキサに加えることで、ＬＯ信号の１高調波によるもう１つのスプリアス信号を拒絶する力を得られることが示され、説明された。一般に、ｎの追加のミキサを図１の従来のミキサに加えることにより、結果としてのミキサは、例えば、ＬＯ信号の合計ｎの高調波の周りにあるｎのスプリアス信号を拒絶することが可能となる。

予測されるように、結果としてのミキサは、より多くのスプリアス信号を拒絶しようとするほど、より複雑になる。回路がより複雑になるにつれ、上述したように、正しい乗数は、検査では容易に見つからないであろうが、式を解くことによっては容易であろう。一方で、方形波の高オーダーでの高調波は、低い振幅を有し、より高い周波数でのスプリアス信号は、フィルタによって十分に除去される。これは、トレードオフを必要とする。ＬＯ信号の高調波がどのオーダーかによって、周りのスプリアス信号は、適用および特定の状況に依存する。

それにもかかわらず、図４Ａおよび図６Ａのミキサ実施形態は、ほとんどの適用に対して合理的かつ適切である。これは、少なくとも次の２つの理由による。第１に、ＬＯ信号の第ｎ高調波のためにＩＦ帯域に落ち込むクロス乗積は、ｎに逆比例する。第２に、帯域通過または低域通過フィルタは、周波数が帯域通過フィルタの中心周波数または低域通過フィルタのコーナー周波数からさらに離れるにつれて、より多くの減衰を信号に与えることができる。スプリアス信号のように、ＬＯ信号の奇数高調波におけるＩＦ帯域内の入力ノイズスペクトルは、混合後に禁制帯に落ち込む。幸運なことに、これらも発明的なスプリアス拒絶ミキサで拒絶することができる。

本発明の利点は、ミキサを集積化回路として容易に実施することができる点である。よってこれらは、製造が比較的安価となる。ＣＭＯＳ技術は、この目的に適している。この発明的な概念は、例えば、完全に集積化されたＣＭＯＳレシーバに適用することができる。しかしながら、バイポーラトランジスタを用いることもできる。

本発明は、ヘテロダイン無線周波数レシーバに適用することができる。本発明が関係する多様なミキサは、無線周波数レシーバ向けの集積回路およびモジュールならびに他のワイヤレス通信製品を含む、多くの実用化の可能性を有している。これらは、例えば、単一の側波帯ミキサならびに直交復調器および変調器において用いることができる。

明瞭にするために個別の実施形態の文脈において説明された本発明のさまざまな特徴は、単一の実施形態において組み合わせて提供することも可能であることが、理解されるであろう。逆に、簡潔にするために単一の実施形態の文脈において説明された本発明のさまざまな特徴を、個別に、または任意の適切なサブコンビネーションにおいて提供することもできる。

図面および明細書において、本発明の好適な実施形態を明らかにし、このように与えられた説明では、具体的な用語を用いてはいるが、一般的かつ記述的な意味のみで用語を用いており、限定を目的としてない。

図１は、従来のＲＦミキサである。図２Ａは、典型的なＲＦ信号を２つのスプリアス信号と共に示す図である。図２Ｂは、ＬＯ周波数およびその高調波を示す図である。図２Ｃは、下方変換の後の３つの帯域の信号の悪化（ＩＦはゼロと仮定）を示す図である。図３は、本発明に係るミキサに関連して用いられる方形波ＬＯ信号を示す図である。図４Ａは、本発明に係る、第１のスプリアス拒絶ミキサを示す模式的なブロック図である。図４Ｂは、図４Ａのミキサに関連して用いられる３つの方形波ＬＯ信号を示す図である。図５は、本発明に係るミキサに関連して用いられる他の方形波ＬＯ信号を示す図である。図６Ａは、本発明に係る第２のスプリアス拒絶ミキサを示す模式的ブロック図である。図６Ｂは、図６Ａのミキサに関連して用いられる３つの方形波ＬＯ信号を示す図である。図７は、本発明に係る第３のスプリアス拒絶ミキサを示す模式的ブロック図である。図８は、本発明に係るレシーバを示す模式的ブロック図である。

Claims

所望の帯域を定める搬送周波数と、前記搬送周波数の奇数高調波である側波帯周波数を有する少なくとも１つの側波帯と、を有する入力信号を処理するための装置であって、
前記入力信号を受信するための主入力と、
第１ミキサ入力と、第１局部発振器入力と、第１ミキサ出力とを有する第１ミキサにおいて、前記第１ミキサ入力は、前記主入力に接続可能であり、前記第１局部発振器入力は、前記搬送周波数に近いか同等の周波数を有する第１局部発振器信号を供給するソースに接続可能であり、前記第１ミキサは、前記入力信号および前記第１局部発振器信号の乗算を行い、前記第１ミキサ出力にて第１出力信号を供給する、第１ミキサと、
を備える装置において、
第２ミキサ入力と、第２局部発振器入力と、第２ミキサ出力と、を有する第２ミキサであって、前記第２ミキサ入力は、前記主入力に接続可能であり、前記第２局部発振器入力は、前記側波帯周波数を有する第２局部発振器信号を供給するソースに接続可能であり、前記第２ミキサは、前記入力信号と前記第２局部発振器信号の乗算を行って、前記第２ミキサ出力にて第２出力信号を供給する、少なくとも１つの第２ミキサと、
前記第１出力信号と前記第２出力信号の重ね合わせを行うための手段と、をさらに備え、
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、方形波信号であり、
前記第２ミキサは、前記入力信号と前記第２局部発振器信号の乗算を行う際に、マイナスまたはプラスの係数（１／３；−１／３；１／ｎ；−１／ｎ）を用いる、ことを特徴とする装置。
前記第１出力信号と前記第２出力信号の重ね合わせを行うための前記手段は、加算器として実現されることを特徴とする請求項１に記載の装置。
前記所望の帯域は、前記搬送周波数を有する搬送信号に変調された好ましくはデジタルデータである情報信号を運ぶことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の装置。
前記装置の出力側に低域通過フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の装置。
直接貫通接続を避けるために、前記装置の出力を、異なる信号として検出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の装置。
前記第１局部発振器信号の期間と前記第２局部発振器信号の期間は、Ｔ２＝Ｔ１／３の関係を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の装置。
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、ｔ＝０においてゼロ位相を有することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の装置。
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、直交位相を有することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の装置。
前記方形波は、５０％のデューティサイクルを有することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の装置。
所望の帯域を定める搬送周波数と、側波帯を定める、前記搬送周波数の奇数高調波である少なくとも１つの側波帯周波数と、を有する入力信号を処理する方法であって、
前記入力信号を受信するステップと、
前記搬送周波数に近いか同等の周波数を有する第１局部発振器信号を供給するステップと、
前記入力信号と前記第１局部発振器信号の乗算を行い、第１出力信号を供給するステップと、
前記側波帯周波数を有する第２局部発振器信号を供給するステップと、
前記入力信号と前記第２局部発振器信号の乗算を行い、第２出力信号を供給するステップと、
前記第１出力信号と前記第２出力信号の重ね合わせを行うステップと、を含み、
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、方形波信号であり、
前記入力信号と前記第２局部発振器信号の乗算を行う際に、マイナスまたはプラスの係数（１／３；−１／３；１／ｎ；−１／ｎ）を用いる、ことを特徴とする方法。
前記重ね合わせは、加算器によって行われることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
前記所望の帯域は、前記搬送周波数を有する搬送信号に変調された好ましくはデジタルデータである情報信号を運ぶことを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の方法。
低域通過フィルタを、出力側にて用いることを特徴とする請求項１０乃至請求項１２のいずれかに記載の方法。
前記出力は、差動信号として検出されることを特徴とする請求項１０乃至請求項１３のいずれかに記載の方法。
前記第１局部発振器信号の期間と前記第２局部発振器信号の期間は、Ｔ２＝Ｔ１／３の関係を有することを特徴とする請求項１０乃至請求項１４のいずれかに記載の方法。
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、ｔ＝０においてゼロ位相を有することを特徴とする請求項１０乃至請求項１５のいずれかに記載の方法。
前記第１局部発振器信号および前記第２局部発振器信号は、直行位相を有することを特徴とする請求項１０乃至請求項１５のいずれかに記載の方法。
前記方形波は、５０％のデューティサイクルを有することを特徴とする請求項１０乃至請求項１７のいずれかに記載の方法。
好ましくはヘテロダイン無線周波数レシーバであるレシーバであって、
請求項１乃至請求項９のいずれかに記載の装置を備え、
前記装置は、入力信号を処理して低周波中間周波数信号に変換する回路のチェーンの一部である、ことを特徴とするレシーバ。
ＧＳＭ（Global System for Mobile communication）システム、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈシステム、またはＵＭＴＳ（Universal Mobile Telephony System）の一部であることを特徴とする、請求項１９に記載のレシーバ。