CN105659548B - 接收机和信号处理方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供接收机和信号处理方法。接收机包括：第一混频器，用方波信号对接收信号混频得到第一混频信号；第一低通滤波器，对第一混频信号滤波得到第一滤波信号；第一模数转换器，对第一滤波信号模数模数转换得到第一采样信号；信号处理单元，根据第一采样信号估计发射端传输的信息符号，其中方波信号根据接收信号的载频的估计值产生。本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。

Description

接收机和信号处理方法
技术领域
本发明实施例涉及无线通信领域，并且更具体地，涉及接收机和信号处理方法。
背景技术
通信系统中，经常需要对多个窄带信号(即多子带信号)进行接收。各个窄带信号的载频(载频可以表示为频率或角频率)相互不同。另外，各个窄带信号的带宽可以相同或不同。窄带信号也可以称为子带信号。
从多子带信号估计各个载频上传输的信息符号的技术通常称为子带采样技术。假设多子带信号中最多包含k个窄带信号，k个窄带信号的载频相互不同。在此情况下，需要为k个载频中的每个载频分别准备一套硬件。每套硬件包括两路通道，一路通道依次进行正弦波混频、滤波和采样(模数转换)，另一路通道依次进行余弦波混频、滤波和采样。两路通道所使用的正弦波和余弦波的频率相同，等于相应载频的角频率。
但是，用于混频的正弦波信号或余弦波信号是由传统模拟器件生成的。这种模拟器件在任一时间段内产生单音(即单个载波)信号，要求高次谐波越小越好。而且，这种模拟器件的参数是预先配置的固定值，很难进行调整或修改。因此，在设计接收机时，必须按照多子带信号最多包含的窄带信号数目来设计接收机中所需通道的数目。例如，如果多子带信号中最多包含k个窄带信号，则需要设计具有2k个通道的接收机。这种接收机设计缺乏灵活性。
发明内容
本发明实施例提供一种接收机和信号处理方法，能够灵活地满足需求。
第一方面，提供了一种接收机，包括：第一混频器，用于利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号；第一低通滤波器，用于从所述第一混频器接收所述第一混频信号，对所述第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号；第一模数转换器，用于从所述第一低通滤波器接收所述第一滤波信号，对所述第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号；信号处理单元，用于从所述第一模数转换器接收所述第一采样信号，并根据所述第一采样信号估计发射端传输的信息符号，其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第一方面，在一种实现方式中，该接收机还包括：第二混频器，用于利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第二混频信号；第二低通滤波器，用于从所述第二混频器接收所述第二混频信号，对所述第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号；第二模数转换器，用于从所述第二低通滤波器接收所述第二滤波信号，对所述第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号；所述信号处理单元，还用于从所述第二模数转换器接收所述第二采样信号，并根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该接收机还包括：第三混频器，用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号；第三低通滤波器，用于从所述第三混频器接收所述第三混频信号，对所述第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号；第三模数转换器，用于从所述第三低通滤波器接收所述第三滤波信号，对所述第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号；第四混频器，用于利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频，得到第四混频信号；第四低通滤波器，用于从所述第四混频器接收所述第四混频信号，对所述第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号；第四模数转换器，用于从所述第四低通滤波器接收所述第四滤波信号，对所述第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号；所述信号处理单元，还用于从所述第三模数转换器接收所述第三采样信号，从所述第四模数转换器接收所述第四采样信号，并根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第三采样信号和所述第四采样信号估计发射端传输的信息符号，其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的载频的估计值产生，所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号的载频的估计值不同。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，第一方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，第二方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，sign为符号函数，t表示时间，f1为所述第一接收信号的载频的频率估计值。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第三方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，或者，所述第三方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，sign为符号函数，t表示时间，f2为所述第二接收信号的载频的频率估计值。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，
sign为符号函数，t表示时间，fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，f1和f3为所述第一接收信号的载频的频率估计值且f1≠f3。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为(-fs/2，fs/2)，所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的采样率为fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为(-fs×1.5，fs×1.5)，所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的采样率为3×fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该接收机还包括：第五混频器，用于利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第五混频信号；第五低通滤波器，用于从所述第五混频器接收所述第五混频信号，对所述第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号；第五模数转换器，用于从所述第五低通滤波器接收所述第五滤波信号，对所述第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号；第六混频器，用于利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第六混频信号；第六低通滤波器，用于从所述第六混频器接收所述第六混频信号，对所述第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号；第六模数转换器，用于从所述第六低通滤波器接收所述第六滤波信号，对所述第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号；所述信号处理单元，还用于从所述第五模数转换器接收所述第五采样信号，从所述第六模数转换器接收所述第六采样信号，并根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第五采样信号和所述第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一接收信号为射频天线接收的信号。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该接收机还包括滤波器，用于对射频天线接收的信号进行滤波处理，得到所述第一接收信号。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，数字器件包括移位寄存器。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一方波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生，其中所述第一伪随机序列根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第一方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一伪随机序列通过对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和/或余弦信号进行量化处理而得到。
第二方面，提供了一种信号处理方法，包括：利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号，其中所述第一接收信号包括载频为f1的窄带信号；对所述第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号；对所述第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号；根据所述第一采样信号估计在发射端传输的信息符号，其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第二方面，在一种实现方式中，该信号处理方法还包括：利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第二混频信号；对所述第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号；对所述第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号；其中，所述根据所述第一采样信号估计在发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该方法还包括：利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号；对所述第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号；对所述第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号；利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频，得到第四混频信号；对所述第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号；对所述第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号；其中，所述根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第三采样信号和所述第四采样信号估计发射端传输的信息符号，其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的载频的估计值产生，所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号的载频的估计值不同。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，或者，所述第一方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，sign为符号函数，t表示时间，f1为所述第一接收信号的载频的频率估计值。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第三方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，或者，所述第三方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，sign为符号函数，t表示时间，f2为所述第二接收信号的载频的频率估计值。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，
sign为符号函数，t表示时间，fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，f1和f3为所述第一接收信号的载频的频率估计值且f1≠f3。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该信号处理方法还包括：利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第五混频信号；对所述第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号；对所述第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号；利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第六混频信号；对所述第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号；对所述第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号；其中，所述根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第五采样信号和所述第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一方波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生，其中所述第一伪随机序列根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，所述第一伪随机序列由所述数字器件对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和/或余弦信号进行量化处理而得到。
本发明实施例的接收机采用方波信号对所接收的信号进行混频，这样，由于方波信号可以根据需要进行设置，因此本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是包括传统混频器的传统接收机的示意框图。
图2是本发明一个实施例的接收机的框图。
图3是本发明另一实施例的接收机的框图。
图4是本发明另一实施例的接收机的框图。
图5是本发明另一实施例的接收机的框图。
图6是本发明另一实施例的接收机的框图。
图7是本发明另一实施例的接收机的框图。
图8是本发明另一实施例的接收机的框图。
图9是本发明另一实施例的接收机的框图。
图10是本发明另一实施例的接收机的框图。
图11是本发明另一实施例的接收机的框图。
图12是本发明另一实施例的接收机的框图。
图13是本发明另一实施例的接收机的框图。
图14是本发明一个实施例的接收方法的流程图。
图15是本发明另一实施例的接收方法的流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的技术方案，可以应用于各种通信系统，例如：全球移动通信系统(GSM，Global System of Mobile communication)，码分多址(CDMA，Code Division MultipleAccess)系统，宽带码分多址(WCDMA，Wideband Code Division Multiple AccessWireless)，通用分组无线业务(GPRS，General Packet Radio Service)，长期演进(LTE，Long Term Evolution)等。
用户设备(UE，User Equipment)，也可称之为移动终端(Mobile Terminal)、移动用户设备等，可以经无线接入网(例如，RAN，Radio Access Network)与一个或多个核心网进行通信，用户设备可以是移动终端，如移动电话(或称为“蜂窝”电话)和具有移动终端的计算机，例如，可以是便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的或者车载的移动装置，它们与无线接入网交换语言和/或数据。
基站，可以是GSM或CDMA中的基站(BTS，Base Transceiver Station)，也可以是WCDMA中的基站(NodeB)，还可以是LTE中的演进型基站(eNB或e-NodeB，evolutional NodeB)，本发明并不限定，但为描述方便，下述实施例以Node B为例进行说明。
图1是包括传统混频器的传统接收机的示意框图。图1中，多子带信号最多可包括k个窄带信号，其载频可以表示为{fi}或{wi}，这里wi＝2π×fi，fi为频率值，wi为角频率值，i＝1，2，...，k，k为正整数；各个窄带信号的带宽记为Bi。众所周知，每一个载波角频率为wi的窄带信号通常包括同相分量和正交分量。一般的，通常采用一个正弦信号(Asinwit)和一个余弦信号(Acoswit)描述这两个分量，其中余弦分量被称为同相分量，即I分量；正弦分量被称为正交分量，即Q分量。
如图1所示，每一套器件仅针对一个载波角频率wi。具体地，每一套器件可包括带通滤波器、两个混频通道和基带处理器，其中一个混频通道包括正弦波混频器件、低通滤波器(LPF，Low Pass Filter)和模数转换器(ADC，Analog-to-Digital Converter)，另一个混频通道包括余弦波波混频器件、低通滤波器和模数转换器。
可见，传统接收机中一套硬件只能用于一个固定的频带。换句话说，每个频带必须有对应的一套硬件，否则接收机将无法估计该频带上传输的信息符号。
另外，未来通信系统的趋势是，可用的频带很多(设为M，例如M＝12)，按照图1的方案就需要2M(＝24)路的硬件。图1的接收机方案的硬件开销太大，在尺寸有限的移动终端，甚至已经无法为新增的频带增加相应的硬件；另一方面，未来通信系统往往在某个时刻只选用一些频带(设最大值为K＝4，K有可能远小于M)接收端的多路硬件就会有很多闲置。
而且，图1的接收机方案缺乏灵活性。例如，当运营商用的频点变化，或者可用的频点增加，基站的ADC系统不能支持，通常需要重新设计整个ADC系统，从而需要更换硬件，导致维护/升级增加。
图2是本发明一个实施例的接收机的框图。如图2所示，接收机可包括第一混频器211、第一低通滤波器212、第一模数转换器213和信号处理单元201。
第一混频器211利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号。
第一低通滤波器212用于从第一混频器211接收第一混频信号，对第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号。
第一模数转换器213用于从第一低通滤波器212接收第一滤波信号，对第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号。
信号处理单元201用于从第一模数转换器213接收第一采样信号，并根据第一采样信号估计发射端传输的信息符号。
其中第一方波信号根据第一接收信号的载频的估计值产生。
本发明实施例的接收机采用方波信号对所接收的信号进行混频，这样，由于方波信号可以根据需要进行设置，因此本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。
本发明实施例对载频估计值的具体形式不作限制，例如，载频估计值可以表示为频率值fi或角频率值wi或其他等价形式，本领域技术人员可以根据实际场景使用合适的估计值形式。下面的实施例中，主要以频率值fi或角频率值wi作为载频估计值的例子进行描述，但本领域技术人员很容易想到等价的替代方案，这样的替代方案仍落入本发明实施例的范围内。
具体地，本发明实施例采用的混频器使用方波信号，这与使用单音信号进行混频的传统混频器是不同的。而且，传统混频器采用模拟器件，这种模拟器件的参数在配置好之后很难进行调整，而本发明实施例采用数字器件产生混频所需的方波信号，能够灵活地根据需要进行设置。需要指出的是，所述的方波信号，是本领域对一类信号的一种统称，这类信号区别于传统的用于混频的单音信号，也可以称为多音信号，即该信号的多次谐波的多倍频分量的强度与基频分量的强度相比，足够强，从而在接收的过程中需要考虑多倍频分量的影响并加以利用或者处理，而不能忽略多倍频分量。而使用单音信号进行混频的传统混频器中，通常只考虑单音信号的影响，多次谐波的多倍频分量的强度与基频分量的强度相比，比较小，通常可以忽略。总之，本发明所述的方波信号，并非严格的限定波形为方波，而是指所包括的基频分量和多倍频分量的强度处于相同或比较接近的量级的一类信号。
接收信号的载频估计值可以由接收端进行估计得到，也可以由发射端通知给接收端，或者也可以基于收发两端所遵守的通信协议得到，或者也可以由收发两端事先进行协商得到。本发明实施例对接收信号的载频估计值的获取方式不作限制。
方波信号的产生装置可以位于接收机中，也可以位于接收机之外，通过合适的线路连接到接收机。
可选地，作为一个实施例，第一方波信号可由数字器件通过第一伪随机序列产生，其中第一伪随机序列根据第一接收信号的载频的估计值(假设为频率估计值f1，当然也可以等价地使用角频率估计值w1)产生。换句话说，数字器件在产生方波信号时，可根据接收信号的载频估计值得到伪随机序列，然后通过伪随机序列产生该方波信号。但本发明实施例对数字器件产生方波信号的方式不作限制。例如，可以对余弦信号cos(f1×2π×t)或正弦信号sin(f1×2π×t)进行量化或者截断，即信号波形值大于0则都量化到1，小于0则都量化到-1，这样也可以产生合适的方波信号而无需借助于伪随机序列。
第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的正弦信号和/或余弦信号进行量化处理而得到。例如，当接收机仅仅保留一路混频器、低通滤波器和模数转换器时，第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的正弦信号和余弦信号这两者进行量化处理而得到，如第一伪随机序列可以取为sign{sin(f1×2π×t)+cos((f1+fp)×2π×t)}或其他类似的形式，这里fp为第一方波信号的最小频率或基频频率。在接收机采用多路混频器、低通滤波器和模数转换器处理第一接收信号时，第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的正弦信号(或余弦信号)进行量化处理而得到。
本发明实施例对量化处理的方式不作限制，例如可以是符号函数sign()。以正弦信号sin(f1×2π×t)进行量化得到伪随机序列并进一步产生对应的方波信号的情况为例，方波信号从连续时间波形的角度，可以表达为sign(sin(f1×2π×t))。实际上，由于方波信号具有时隙宽度σ，所以时间t可以取离散的点，例如t＝0，σ，2σ，…，(n-1)σ，这样就得到该方波信号对应的具有n项的伪随机序列。通过上述过程的逆过程，就可以从伪随机序列产生方波信号。
图3是本发明另一实施例的接收机的框图。图3的接收机中，与图2相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
如图3所示，除了第一混频器211、第一低通滤波器212、第一模数转换器213和信号处理单元201之外，图3的接收机还包括第二混频器221、第二低通滤波器222和第二模数转换器223。
第二混频器221用于利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到第二混频信号。
第二低通滤波器222用于从第二混频器221接收第二混频信号，对第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号。
第二模数转换器223用于从第二低通滤波器222接收第二滤波信号，对第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号。
信号处理单元201还用于从第二模数转换器223接收第二采样信号，，并根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第二方波信号由数字器件根据第一接收信号的载频的估计值产生。
本发明实施例的接收机采用方波信号对所接收的信号进行混频，这样，由于方波信号可以根据需要进行设置，因此本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。
可选地，作为一个实施例，方波信号可由数字器件通过伪随机序列产生，其中伪随机序列根据接收信号的载频的估计值产生。换句话说，数字器件在产生方波信号时，可根据接收信号的载频估计值得到伪随机序列，然后通过伪随机序列产生该方波信号。但本发明实施例对数字器件产生方波信号的方式不作限制。例如，可以对余弦信号cos(f1×2π×t)或正弦信号sin(f1×2π×t)进行量化或者截断，即信号波形值大于0则都量化到1，小于0则都量化到-1，这样也可以产生合适的方波信号而无需借助于数字器件和伪随机序列。
可选地，作为一个实施例，本发明实施例中的伪随机序列可以通过对基于载频估计值的正弦信号或余弦信号进行量化处理而得到。例如，上述第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的正弦信号进行量化处理而得到，上述第二伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的余弦信号进行量化处理而得到。反之亦可，即上述第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的余弦信号进行量化处理而得到，上述第二伪随机序列可以由数字器件对基于估计值f1的正弦信号进行量化处理而得到。
本发明实施例的接收机可以仅仅包括如图3所示的一套硬件(两路混频器、低通滤波器和模数转换器)，就可以用于变化的频带。换句话说，即使接收信号的频带发生变化，也不需要更换硬件，只需要调整数字器件产生的方波信号即可。例如，当运营商使用的频点发生变化，或者可用的频点增加时，仍然可以使用本发明实施例的接收机，而无需更换硬件，这样能够节省成本。
再例如，当某个时刻发射端选用的频带数K’小于接收机的硬件套数K时，本发明实施例的接收机可以使用多于2K’个的通道的2K个通道接收这K’个频带的信号，这样能够提升接收性能。
另外，由于方波信号包含多个单音(即多个载波)，因此本发明实施例还能够减少接收机的硬件套数，例如可以将M个窄带所需要的硬件路数由2M降低到2M/p(这里p＝3，5，7...)；特别地，如果接收信号最多同时包括M个窄带中K个窄带，则本发明实施例的接收机可以只需要2K/p路硬件，能够进一步降低硬件开销。
图3的实施例中仅仅描绘了一套硬件(包括两路硬件)的接收机的例子，但本发明实施例对接收机内包含的硬件套数不作限制，也可以包括多套类似的硬件，其中每套硬件可以处理相同频带的接收信号，也可以处理不同频带的接收信号。
另外，本发明实施例的接收机中，各套硬件之间，方波信号、低通滤波器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下，可以以最小化总采样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地，作为一个实施例，每套硬件中，低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为(-fs/2，fs/2)，模数转换器和模数转换器的采样率可以为fs。这些参数可满足
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为方波信号的最小频率或基频频率，B通常设为前述多子带信号包括的各个窄带信号的最大带宽；在某些情况下，B也可以取为比前述多子带信号包括的各个窄带信号的带宽Bi中的任意一个带宽稍大的值，即比B1，B2，...，Bk中的任意一个稍大的值，例如比B2稍大的值。例如，在图2的例子中，第一低通滤波器212和第二低通滤波器222的带宽为(-fs/2，fs/2)，第一模数转换器213和第二模数转换器223的采样率为fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率。
图3给出的实施例对应的常用应用场景是：发射信号是一个载波角频率为w1的窄带信号，此时图3中的第一方波信号和第二方波信号分别为sign(cos(w1×t))和sign(sin(w1×t))。本发明实施例的原理在于，采用前述的方波信号混频，因为方波信号基频分量和多倍频分量强度相当，所以即使在发射信号只包括一个窄带信号的情况下，各路ADC得到的采样信号中，该窄带信号的同相分量和正交分量仍然存在互相干扰，从而需要综合多路ADC得到的采样信号，用相应的信号处理算法，最小化干扰的影响以达到最好的接收效果。而根据窄带信号的载波角频率w1把图3中的第一方波信号和第二方波信号分别取为sign(cos(w1×t))和sign(sin(w1×t))，是为了达到更好的接收效果，这包括得到更好的接收信噪比。一般的，本发明所述的第一方波信号sign(cos(w1×t))和第二方波信号sign(sin(w1×t))，其物理实质是指通过对波形cos(w1×t)和sin(w1×t)进行量化得到的方波，具体的还可以有其它的各种实现方式，sign(cos(w1×t))和sign(sin(w1×t))只是一种常用的数字器件下得到的实现方式。其它的各种实现方式，举一个例子如下，当所采用的数字器件可以支持有4个阶梯值的方波(通常表示为-2，-1，1，2)，那么就可以把cos(w1×t)量化到[-2，-1，1，2]这个集合中最接近的一个值，对方波的最小周期内的时间t做上述的量化，得到用于混频的有4个阶梯值的方波。量化的具体实现方法，是本领域专业人士公知的，在此不再详细描述。
图4是本发明另一实施例的接收机的框图。图4的接收机中，与图2和图3相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
如图4所示，除了第一混频器211、第一低通滤波器212、第一模数转换器213、第二混频器221、第二低通滤波器222、第二模数转换器223和信号处理单元201之外，图4的接收机还包括第三混频器231、第三低通滤波器232、第三模数转换器233、第四混频器241、第四低通滤波器242和第四模数转换器243。
第三混频器231用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号。
第三低通滤波器232用于从第三混频器231接收第三混频信号，对第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号。
第三模数转换器233用于从第三低通滤波器232接收第三滤波信号，对第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号。
第四混频器241用于利用第四方波信号对第二接收信号进行混频，得到第四混频信号。
第四低通滤波器242用于从第四混频器241接收第四混频信号，对第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号。
第四模数转换器243用于从第四低通滤波器242接收第四滤波信号，对第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号。
信号处理单元201还用于从第三模数转换器233接收第三采样信号，从第四模数转换器243接收第四采样信号，并根据第一采样信号、第二采样信号、第三采样信号和第四采样信号估计发射端传输的信息符号。
这里，第三方波信号和第四方波信号由数字器件根据第二接收信号的载频的估计值产生，第一接收信号的载频的估计值与第二接收信号的载频的估计值不同(即，f1≠f2或w1≠w2)。。
图4的实施例主要针对接收信号包括多个窄带信号的情况，其中这多个窄带信号的载频互不相同。
图4的实施例中仅仅描绘了2套硬件(包括四路硬件)的接收机的例子，其中各套硬件处理的接收信号的频率可以不同。图4的实施例可以类似地扩展为更多套硬件的情况。这样的扩展仍落入本发明实施例的范围内。
另外，本发明实施例的接收机可以包括可选的滤波器301，用于对射频天线在载频fi(或表示为wi)上接收到的信号进行滤波处理，得到用于进行混频处理的接收信号。可替换地，在不需要滤波器301的情况下，用于进行混频处理的接收信号可以是射频天线在载频fi(或表示为wi)上接收到的信号。
可选地，作为一个实施例，本发明实施例所使用的方波信号可以是sign(sin(wi×t))和sign(cos(wi×t))，其中wi是包含多个窄带信号的发射信号中的一个窄带信号的载波角频率并且wi＝fi×2π，这里i为正整数，sign()为符号函数，t表示时间。一般的，通信中的发射信号，由多个窄带信号构成，其中第i个窄带信号的载波角频率是wi；例如，发射信号由2个窄带信号构成，载波角频率分别是w1和w2。符号函数sign()通常是，sign(正数)＝1，sign(负数)＝-1；而对于sign(0)，可以有各种不同的实现，让sign(0)＝1，-1，或者0。特别的，在有些实现方式中，让sign(绝对值小于某个值的数)＝0.需要指出的是，符号函数sign()可以采用变形的实现方式，例如sign(正数)＝-1，sign(负数)＝1，或者sign(正数)＝x，sign(负数)＝y其中x和y是互不相同的实数。
具体地，如图4所示，第一方波信号可以是sign(sin(w1×t))，第二方波信号可以是sign(cos(w1×t))。或者，第一方波信号可以是sign(cos(w1×t))，第二方波信号可以是sign(sin(w1×t))。
另外，第三方波信号可以是sign(sin(w2×t))，第四方波信号可以是sign(cos(w2×t))。或者，第三方波信号可以是sign(cos(w2×t))，第四方波信号可以是sign(sin(w2×t))。
另外，本发明实施例的接收机中，各套硬件之间，方波信号、低通滤波器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下，可以以最小化总采样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地，作为一个实施例，每套硬件中，低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为(-fs/2，fs/2)，模数转换器和模数转换器的采样率可以为fs，混频器所使用的方波信号的最小频率或基频频率可以为fp。这些参数可满足
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为方波信号的最小频率或基频频率。
例如，在图3的例子中，第一低通滤波器212和第二低通滤波器222的带宽为(-fs/2，fs/2)，第一模数转换器213和第二模数转换器223的采样率为fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，。
另外，第三低通滤波器232和第四低通滤波器242的带宽为(-fs/2，fs/2)，第三模数转换器213和第四模数转换器223的采样率为fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为第三方波信号或第四方波信号的最小频率或基频频率，B为第三方波信号或第四方波信号的带宽。
图5是本发明另一实施例的接收机的框图。图5的接收机中，与图2-图4相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
如图5所示，除了第一混频器211、第一低通滤波器212、第一模数转换器213、第二混频器221、第二低通滤波器222、第二模数转换器223和信号处理单元201之外，图5的接收机还包括第五混频器251、第五低通滤波器252、第五模数转换器253、第六混频器261、第六低通滤波器262和第六模数转换器263。
第五混频器251用于利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第五混频信号。
第五低通滤波器252用于从第五混频器251接收第五混频信号，对第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号。
第五模数转换器253用于从第五低通滤波器252接收第五滤波信号，对第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号。
第六混频器261用于利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到第六混频信号。
第六低通滤波器262用于从第六混频器261接收第六混频信号，对第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号。
第六模数转换器263用于从第六低通滤波器262接收第六滤波信号，对第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号。
信号处理单元201还用于从第五模数转换器253接收第五采样信号，从第六模数转换器263接收第六采样信号，并根据第一采样信号、第二采样信号、第五采样信号和第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
图5的实施例中仅仅描绘了2套硬件(包括四路硬件)的接收机的例子，其中各套硬件处理的接收信号的频率可以相同。图5的实施例可以类似地扩展为更多套硬件的情况。这样的扩展仍落入本发明实施例的范围内。
可选地，作为一个实施例，本发明实施例所使用的方波信号对应的方波信号可以是sign(sin(wi×t))和sign(cos(wi×t))，其中wi是接收信号的载波角频率并且wi＝fi×2π，这里i为正整数，sign()为符号函数，t表示时间。
具体地，如图5所示，第一方波信号可以是sign(sin(w1×t))，第二方波信号可以是sign(cos(w1×t))。反之亦可。
另外，本发明实施例的接收机中，各套硬件之间，方波信号、低通滤波器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下，可以以最小化总采样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地，作为一个实施例，每套硬件中，低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为(-fs/2，fs/2)，模数转换器和模数转换器的采样率可以为fs，混频器所使用的方波信号的最小频率或基频频率可以为fp。这些参数可满足
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为方波信号的最小频率或基频频率。
例如，在图5的例子中，第一低通滤波器212、第二低通滤波器222、第五低通滤波器252和第六低通滤波器262的带宽为(-fs/2，fs/2)，第一模数转换器213、第二模数转换器223、第五模数转换器253和第六模数转换器263的采样率为fs，
fs＝fp，且fs＞B，
其中fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率。
利用不同的硬件通道处理同一个接收信号，可以提高接收性能，并且不会导致硬件闲置。
可选地，作为另一实施例，上述第一接收信号还可以包括载频为f3的窄带信号且f1≠f3，换句话说，第一接收信号的载频的估计值可以包括和f1和f3这两者。此时，图2-图5的信号处理单元201还可以根据第一采样信号和第二采样信号估计在载频f3上传输的信息符号。在此情况下，作为一种具体的实现方式，第一伪随机序列可以由数字器件对基于频率f1的正弦信号(或余弦信号)和基于频率f3的正弦信号(或余弦信号)进行量化处理得到，第二伪随机序列可以由数字器件对基于频率f1的余弦信号(或正弦信号)和基于频率f3的余弦信号(或正弦信号)进行量化处理得到。
这样，能够使用较少的硬件套数处理更多频带的接收信号，降低了硬件套数。
上述实施例可以扩展至接收信号包括更多载频的情况。按照上述方式，本发明实施例可以将M个窄带所需要的硬件路数由2M降低到2M/p(这里p＝3，5，7...)；特别地，如果接收信号最多同时包括M个窄带中K个窄带，则本发明实施例的接收机可以只需要2K/p路硬件，能够进一步降低硬件开销。
图6是本发明另一实施例的接收机的框图。图6的接收机中，与图2-图5相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图6的实施例中，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}。
图7是本发明另一实施例的接收机的框图。图7的接收机中，与图2-图6相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图7的实施例中，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号对应的方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}。
图8是本发明另一实施例的接收机的框图。图8的接收机中，与图2-图7相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图8的实施例中，第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，即周期性的第一方波信号或第二方波信号的最小周期的倒数，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}。
图9是本发明另一实施例的接收机的框图。图9的接收机中，与图2-图8相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图9的实施例中，第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}。
图10是本发明另一实施例的接收机的框图。图10的接收机中，与图2-图9相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图10的实施例中，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}。
图11是本发明另一实施例的接收机的框图。图11的接收机中，与图2-图10相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图11的实施例中，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}。
图12是本发明另一实施例的接收机的框图。图12的接收机中，与图2-图11相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图12的实施例中，第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}。
图13是本发明另一实施例的接收机的框图。图13的接收机中，与图2-图12相同的器件将使用相同的附图标记，并因此省略重复的描述。
在图13的实施例中，第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，f1≠f3。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}。
在图6-图13的实施例中，可以增加ADC的采样率，使得通道数目的降低不影响信号处理质量。
例如，在图6-图13的实施例中，第一低通滤波器212和第二低通滤波器222的带宽可以为(-fs×1.5，fs×1.5)，第一模数转换器213和第二模数转换器223的采样率可以为3×fs，第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率可以为fp。这些参数满足
fs＝fp，且fs＞B。
在上述图6-图13的实施例中，都采用了至少两路硬件通道，实际中也可以有只采用一路硬件通道的实施例，例如当发射信号是一个载波角频率为w1的窄带信号，可以只用一路硬件通道，这路硬件通道类似于在图6-图13的实施例中的第一路硬件通道，即第一低通滤波器212的带宽可以为(-fs×1.5，fs×1.5)，第一模数转换器213的采样率可以为3×fs，第一方波信号的最小频率或基频频率可以为fp。这些参数满足
fs＝fp，且fs＞B。此时可以把第一方波信号取为sign{sin(f1×2π×t)+cos((f1+fp)×2π×t)}，或其他类似的形式。
可选地，本发明实施例中用于产生方波信号的数字器件可以包括移位寄存器(shift register)，例如可以采用标准移位寄存器(standard shift register)实现。数字器件可以位于接收机内，也可以位于接收机外。标准移位寄存器可用于产生伪随机序列，如m-sequence。另外，本发明实施例的数字器件可以在标准移位寄存器中增加一些存储器(memory)，以支持比较复杂的伪随机序列。众所周知的是，通过改变上述标准移位寄存器中存储的值，就可以改变相应的伪随机序列，从而最终改变用于混频的方波。
另外，图10-图13的实施例中，每个方波信号的伪随机序列可以由两个标准移位寄存器产生的波形相加来实现，也可以由一个标准移位寄存器和相应的缓存设备(如存储器)实现。
可选地，作为另一实施例，当需要处理的接收信号的频带为两个以上时，图2-图13的信号处理单元可以集中处理各套硬件得到的采样信号，以消除或缓解各个频带相互之间的干扰对接收性能的影响。
具体地，可以根据伪随机序列和各频带所在的频段，构造反映待采样信号频谱中有效(即非零)成分Xs和ADC采样序列频谱Y之间的关系的矩阵As，由(As HAs)-1As H Y得到Xs的估计。
考虑到噪声的影响，可以由(As HAs+αI)-1As H Y得到Xs的估计，这样可以提升接收性能。这里，α为噪声功率和信号功率的比值，I为单位矩阵。
需要接收的发射信号可以是各个子载波上的QAM(Quadrature AmplitudeModulation，正交振幅调制)符号，还可以采用干扰消除技术，先找到接收SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)最好的子带，得到其估计值，然后基于估计值进行硬判，并利用硬判结果在Y中消除这个频带的影响，然后接收其它的频带，如此依次进行。
信号处理单元201可采用最大似然算法，但本发明实施例不限于此，也可以采用其他的近似算法。
通常假设各频带之外是白噪声。当各频带之外存在干扰时，如果知道反映噪声和干扰统计特性的矩阵Ru，公知的现有技术是，可以由(As HAs+Ru)-1As H Y得到Xs的估计，这样可以提升接收性能。
另外，在本发明实施例，当硬件套数多于接收信号的频带数的2倍时，还能够抑制窄带干扰。具体地，当窄带干扰所在的频率已知时，可直接得到对应的计入窄带干扰的As2，再使用本发明实施例的接收机，相应的信号处理算法有各种形式，本领域专业人员可以容易的给出相应设计。。
采用本发明所示的接收装置得到采样值之后，通常综合多路采样值，用相应的信号处理接收算法得到所需的发射信号的估计，所述的信号处理接收算法，有各种方式，对于本领域专业人员来说是公知的；特别的，某些情况下，也可以通过一路ADC的采样值，得到发射信号中对应的一路窄带信号的估计。
图14是本发明一个实施例的接收方法的流程图。图14的接收方法可以由图2的接收机执行。
141，利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号。
142，对第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号。
143，对第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号。
144，根据第一采样信号估计在发射端传输的信息符号。
第一方波信号根据第一接收信号的载频的估计值产生。
本发明实施例的接收机采用方波信号对所接收的信号进行混频，这样，由于方波信号可以根据需要进行设置，因此本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。
具体地，本发明实施例采用的混频器使用方波信号，这与使用单音信号进行混频的传统混频器是不同的。而且，传统混频器采用模拟器件，这种模拟器件的参数在配置好之后很难进行调整，而本发明实施例采用数字器件产生混频所需的方波信号，能够灵活地根据需要进行设置。
例如，本发明实施例的接收机可以仅仅包括一套硬件(两路混频器、低通滤波器和模数转换器)，就可以用于变化的频带。换句话说，即使接收信号的频带发生变化，也不需要更换硬件，只需要调整数字器件产生的方波信号即可。例如，当运营商使用的频点发生变化，或者可用的频点增加时，仍然可以使用本发明实施例的接收机，而无需更换硬件，这样能够节省成本。
再例如，当某个时刻发射端选用的频带数K’小于接收机的硬件套数K时，本发明实施例的接收机可以使用多于2K’个的通道的2K个通道接收这K’个频带的信号，这样能够提升接收性能。
另外，由于方波信号包含多个单音(即多个载波)，因此本发明实施例还能够减少接收机的硬件套数，例如可以将M个窄带所需要的硬件路数由2M降低到2M/p(这里p＝3，5，7...)；特别地，如果接收信号最多同时包括M个窄带中K个窄带，则本发明实施例的接收机可以只需要2K/p路硬件，能够进一步降低硬件开销。
本发明实施例的方法可包括图2-图13中接收机的各个部件的相应操作，为避免重复，不再详细描述。
图15是本发明另一实施例的接收方法的流程图。图15的接收方法可以由图3-图13的接收机执行。
151，利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号。
152，对第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号。
153，对第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号。
154，利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到第二混频信号。
155，对第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号。
156，对第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号。
157，根据第一采样信号和第二采样信号估计发射端传输的信息符号。
这里，第一方波信号和第二方波信号根据第一接收信号的载频的估计值(如表示为f1或w1)产生。
本发明实施例的接收机采用方波信号对所接收的信号进行混频，这样，由于方波信号可以根据需要进行设置，因此本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。
上述步骤的编号顺序不对本发明实施例的范围构成限制。例如，步骤151-153可以在步骤154-155之前执行，也可以在步骤154-155之后执行或者与步骤154-155并行地执行。
可选地，作为另一实施例，在本发明实施例的信号处理方法中，还可以利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号；对第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号；对第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号；利用第四方波信号对第二接收信号进行混频，得到第四混频信号；对第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号；对第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号。在此情况下，在步骤144或157中，可根据第一采样信号、第二采样信号、第三采样信号和第四采样信号估计发射端传输的信息符号。这里，第三方波信号和第四方波信号由数字器件根据第二接收信号的载频的估计值产生，第一接收信号的载频的估计值与第二接收信号的载频的估计值不同(即，f1≠f2或w1≠w2)。
可选地，作为另一实施例，本发明实施例所使用的方波信号可以是sign(sin(wi×t))和sign(cos(wi×t))，其中wi是包含多个窄带信号的发射信号中的一个窄带信号的载波角频率并且wi＝fi×2π，这里i为正整数，sign()为符号函数，t表示时间。一般的，通信中的发射信号，由多个窄带信号构成，其中第i个窄带信号的载波角频率是wi；例如，发射信号由2个窄带信号构成，载波角频率分别是w1和w2。符号函数sign()通常是，sign(正数)＝1，sign(负数)＝-1；而对于sign(0)，可以有各种不同的实现，让sign(0)＝1，-1，或者0。特别的，在有些实现方式中，让sign(绝对值小于某个值的数)＝0.需要指出的是，符号函数sign()可以采用变形的实现方式，例如sign(正数)＝-1，sign(负数)＝1，或者sign(正数)＝x，sign(负数)＝y其中x和y是互不相同的实数。
具体地，第一方波信号可以是sign(sin(w1×t))，第二方波信号可以是sign(cos(w1×t))。或者，第一方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，第二方波信号为sign(sin(f1×2π×t))。
另外，第三方波信号可以是sign(sin(w2×t))，第四方波信号可以是sign(cos(w2×t))。或者，所述第三方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(sin(f2×2π×t))。
可选地，作为另一实施例，第一接收信号还可以包括载频为f3的窄带信号且f1≠f3，换句话说，第一接收信号的载频的估计值可以包括和f1和f3这两者。此时，还可以根据第一采样信号和第二采样信号估计在载频f3上传输的信息符号，其中第一方波信号对应的伪随机序列由数字器件对基于频率f1的正弦信号和基于频率f3的正弦信号进行符号函数处理得到，第二方波信号对应的伪随机序列由数字器件对基于频率f1的余弦信号和基于频率f3的余弦信号进行符号函数处理得到。该实施例可以扩展至接收信号包括更多载频的情况。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}。
另外，上述第一方波信号和第二方波信号可以互换，即第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}。
这里，sign为符号函数，t表示时间，fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，即周期性的第一方波信号或第二方波信号的最小周期的倒数。
可选地，作为另一实施例，可利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第五混频信号；对第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号；对第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号；利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到第六混频信号；对第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号；对第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号。在此情况下，在步骤144或157中，根据第一采样信号、第二采样信号、第五采样信号和第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
这样，可以利用不同的硬件通道处理同一个接收信号，可以提高接收性能，并且不会导致硬件闲置。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (21)

1.一种接收机，其特征在于，包括：
第一混频器，用于利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号；
第一低通滤波器，用于从所述第一混频器接收所述第一混频信号，对所述第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号；
第一模数转换器，用于从所述第一低通滤波器接收所述第一滤波信号，对所述第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号；
信号处理单元，用于从所述第一模数转换器接收所述第一采样信号，并根据所述第一采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生；
第二混频器，用于利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第二混频信号；
第二低通滤波器，用于从所述第二混频器接收所述第二混频信号，对所述第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号；
第二模数转换器，用于从所述第二低通滤波器接收所述第二滤波信号，对所述第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号；
所述信号处理单元，还用于从所述第二模数转换器接收所述第二采样信号，并根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，还包括：
第三混频器，用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号；
第三低通滤波器，用于从所述第三混频器接收所述第三混频信号，对所述第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号；
第三模数转换器，用于从所述第三低通滤波器接收所述第三滤波信号，对所述第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号；
第四混频器，用于利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频，得到第四混频信号；
第四低通滤波器，用于从所述第四混频器接收所述第四混频信号，对所述第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号；
第四模数转换器，用于从所述第四低通滤波器接收所述第四滤波信号，对所述第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号；
所述信号处理单元，还用于从所述第三模数转换器接收所述第三采样信号，从所述第四模数转换器接收所述第四采样信号，并根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第三采样信号和所述第四采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的载频的估计值产生，所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号的载频的估计值不同。
3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述第一方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，或者，
所述第一方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，
sign为符号函数，t表示时间，f1为所述第一接收信号的载频的频率估计值。
4.如权利要求2所述的接收机，其特征在于，
所述第三方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，或者，
所述第三方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，
sign为符号函数，t表示时间，f2为所述第二接收信号的载频的频率估计值。
5.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，
sign为符号函数，t表示时间，fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，f1和f3为所述第一接收信号的载频的频率估计值且f1≠f3。
6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为(-fs/2,fs/2)，
所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的采样率为fs，
fs＝fp，且fs>B，
其中fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
7.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，
所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为(-fs×1.5,fs×1.5)，
所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的采样率为3×fs，
fs＝fp，且fs>B，
其中fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
8.如权利要求1-7任一项所述的接收机，其特征在于，还包括：
第五混频器，用于利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第五混频信号；
第五低通滤波器，用于从所述第五混频器接收所述第五混频信号，对所述第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号；
第五模数转换器，用于从所述第五低通滤波器接收所述第五滤波信号，对所述第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号；
第六混频器，用于利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第六混频信号；
第六低通滤波器，用于从所述第六混频器接收所述第六混频信号，对所述第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号；
第六模数转换器，用于从所述第六低通滤波器接收所述第六滤波信号，对所述第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号；
所述信号处理单元，还用于从所述第五模数转换器接收所述第五采样信号，从所述第六模数转换器接收所述第六采样信号，并根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第五采样信号和所述第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
9.如权利要求1-7任一项所述的接收机，其特征在于，所述第一接收信号为射频天线接收的信号。
10.如权利要求1-7任一项所述的接收机，其特征在于，还包括滤波器，用于对射频天线接收的信号进行滤波处理，得到所述第一接收信号。
11.如权利要求1-7任一项所述的接收机，其特征在于，所述第一方波信号由数字器件产生，所述数字器件包括移位寄存器。
12.如权利要求1-7任一项所述的接收机，其特征在于，所述第一方波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生，其中所述第一伪随机序列根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
13.如权利要求12所述的接收机，其特征在于，所述第一伪随机序列通过对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和/或余弦信号进行量化处理而得到。
14.一种信号处理方法，其特征在于，包括：
利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到第一混频信号，其中所述第一接收信号包括载频为f1的窄带信号；
对所述第一混频信号进行低通滤波，得到第一滤波信号；
对所述第一滤波信号进行模数转换，得到第一采样信号；
根据所述第一采样信号估计在发射端传输的信息符号，
其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生；
利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第二混频信号；
对所述第二混频信号进行低通滤波，得到第二滤波信号；
对所述第二滤波信号进行模数转换，得到第二采样信号；
其中，所述根据所述第一采样信号估计在发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
15.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，还包括：
利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到第三混频信号；
对所述第三混频信号进行低通滤波，得到第三滤波信号；
对所述第三滤波信号进行模数转换，得到第三采样信号；
利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频，得到第四混频信号；
对所述第四混频信号进行低通滤波，得到第四滤波信号；
对所述第四滤波信号进行模数转换，得到第四采样信号；
其中，所述根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第三采样信号和所述第四采样信号估计发射端传输的信息符号，
其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的载频的估计值产生，所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号的载频的估计值不同。
16.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，
所述第一方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，或者，
所述第一方波信号为sign(cos(f1×2π×t))，所述第二方波信号为sign(sin(f1×2π×t))，
sign为符号函数，t表示时间，f1为所述第一接收信号的载频的频率估计值。
17.如权利要求15所述的信号处理方法，其特征在于，
所述第三方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，或者，
所述第三方波信号为sign(cos(f2×2π×t))，所述第四方波信号为sign(sin(f2×2π×t))，
sign为符号函数，t表示时间，f2为所述第二接收信号的载频的频率估计值。
18.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)+cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)+sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)+cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)+sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3+fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3+fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos(f1×2π×t)}+sign{cos((f3-fp)×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin(f1×2π×t)}+sign{sin((f3-fp)×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1+fp)×2π×t}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1+fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，或者，
所述第一方波信号为sign{cos((f1-fp)×2π×t)}+sign{cos(f3×2π×t)}，所述第二方波信号为sign{sin((f1-fp)×2π×t)}+sign{sin(f3×2π×t)}，
sign为符号函数，t表示时间，fp为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频率，f1和f3为所述第一接收信号的载频的频率估计值且f1≠f3。
19.如权利要求14所述的信号处理方法，其特征在于，还包括：
利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第五混频信号；
对所述第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号；
对所述第五滤波信号进行模数转换，得到第五采样信号；
利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第六混频信号；
对所述第六混频信号进行低通滤波，得到第六滤波信号；
对所述第六滤波信号进行模数转换，得到第六采样信号；
其中，所述根据所述第一采样信号和所述第二采样信号估计发射端传输的信息符号，包括：根据所述第一采样信号、所述第二采样信号、所述第五采样信号和所述第六采样信号估计发射端传输的信息符号。
20.如权利要求14-19任一项所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一方波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生，其中所述第一伪随机序列根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
21.如权利要求20所述的信号处理方法，其特征在于，所述第一伪随机序列由所述数字器件对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和/或余弦信号进行量化处理而得到。
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