CN100431261C - 具有多个本地振荡器的改进的混频器和基于其的系统 - Google Patents

Abstract

用于处理输入信号的装置，该输入信号具有定义有效频带的载波频率和至少一个由高于载波频率的边带频率定义的边带。该装置接收输入信号，且包括具有第一混频器输入、第一本地振荡器输入和第一混频器输出的第一标准混频器。第一本地振荡器输入连接到提供频率等于载波频率的第一本地振荡器信号的信号源。第一标准混频器将输入信号与第一本地振荡器信号相乘，以提供第一输出信号。该装置进一步包括具有第二混频器输入、第二本地振荡器输入、和第二混频器输出的第二混频器。第二本地振荡器输入连接到提供具有边带频率的第二本地振荡器信号的信号源。第二混频器将输入信号与第二本地振荡器信号相乘，以提供第二输出信号。叠加第一和第二输出信号。

Description

具有多个本地振荡器的改进的混频器和基于其的系统

技术领域

本发明涉及具有本地振荡器(LO)的混频器和基于其的系统。更特别地是，本发明涉及非常适合用在接收器，特别是射频信号接收器中的寄生抑制(spurious reject)的混频器。本发明还涉及正交混频器。

背景技术

混频器是几乎所有的通信系统比如全球移动通讯系统(GSM)、蓝牙系统和通用移动电话系统(UMTS)中不可缺少的关键元件和重要构件块。混频器被用于实现已发送信号(这里指的是信息信号)的频率变换。该频率变换通过使两个信号且可能是它们的谐波相乘来执行。

在传统接收器的接收通道10中，例如使用具有两个明显不同的通道，如图1中所示的：射频(RF)端口11和本地振荡器(LO)端口12的降频转换混频器。该混频器13使应用到端口11和12的两个信号相乘。混频器13输出侧的低通滤波器(LPF)14在乘法之后对信号进行滤波。在图2A中，示出了具有第一频带(称作有效信号或有效频带)的RF信号，其中信息信号通过具有频率为ω_RF的载波信号来传送。除了该第一频带以外，在较高频率还具有其他两个寄生频带(也称作寄生频带或边带)。应用到端口12的LO信号的频谱在图2B中示出。该信号被调到有效RF信号的载波频率ω_RF。同时，该LO信号具有高次谐波。在图2B中，描述了该LO信号的3次和5次谐波。在滤波器14的输出侧，中频(IF)信号包括有效信号加寄生频带的信号。在图2C中示出了这三个频带的信号在零附近交叠。在这种情况下，对于接收器来说不可能从由寄生频带传送的信息中辨别出由有效信号所传送的信息。

混频器即可以是无源的也可以是有源的。无源混频器较简单，达到较高的线性度和速度，但不提供任何增益。相反，有源混频器提供相当大的增益，以便可以减少由后续级引起的噪声影响。为此，无源混频器发现应用在微波和基站电路中，而有源混频器广泛的用在RF系统中。

实用混频器的LO信号，无论其是什么类型，都是方波信号。受方波LO信号的控制，当混频器中的晶体管开关为导通时，无源混频器的输出A等同于RF输入，并且当该开关为截止时输出A为零。因此，无源混频器的操作可以被看作是端口11的RF信号乘以端口12的矩形波。

有源混频器，例如Gibert单元，使用开关晶体管对(例如MOS晶体管)用于电流整流，其中使用跨导级来将RF端口11的输入电压信号转换为电流，然后通过受LO端口12的LO信号控制的开关晶体管对该电流进行整流。为了使电路噪声最小化和获得最佳的噪声系数，需要让具有50％占空因数的方波LO信号尽可能突然地间断地导通和截止所述开关。

在大多数处理方式中，所考虑的混频操作只是以正弦LO信号乘以RF输入。在此简化情况下，混频器的输出频谱仅包含两个二阶产物：差ω_RF-ω_LO与和ω_RF+ω_LO。在接收器中，前者为有效的IF频率ω_RF，而后者被混频器13之后的带通滤波器或低通滤波器14(LPF)抑制。正如以下将要描述的，这种处理方式太过简单，很难改善现有混频器的性能。

有关混频器的详细说明，例如在Prentice Hall，1998，BehzadRazavi的名为“RF Microelectronics”(ISBN 0-13-887571-5)的书中给出。但是还具有许多其它有关混频器的出版物。

由于混频器的LO信号为方波不是正弦波信号，因此是方波而不是正弦波必须用来分析和设计。当方波信号被应用于混频器13的LO端口12时，由于LO信号的谐波，在混频器的输出A产生RF和LO信号的各种叉积。通常，即使是在某些滤波之后，RF输入也不仅包含有效信号频带，还包含其它不想要的信号或寄生信号。寄生信号主要源于其他通信网络或其它信号源，但是，它们来自相同的通信网络也应该是可能的。如果比率ξ＝ω_CBW/ω_LO不是非常小，则会发生这种情况，其中ω_CBW为频道带宽。其可以表现为如果ξ＝2，则具有一种最差的情况，其中由于相邻频道在LO的奇次谐波，例如3ω_LO，5ω_LO，…中是精确的，因此相邻频道变为寄生的。在混频之后，这些寄生信号与有效信号类似被降频转换到IF频带(比较图2C)，从而破坏甚至是覆盖有效信号。这就是寄生信号响应即使是对现今的混频器也还留有对改进的阻碍的原因。

发明内容

因此本发明的目的是改进电流混频器及基于其的接收器。

上面描述的阻碍用在此描述和要求的本发明寄生抑制的混频器消除。

在权利要求1中要求保护根据本发明的混频器。

在权利要求2到11中要求保护各种有利的实施例。

在权利要求12中要求保护根据本发明的方法。

在权利要求13到22中要求保护各种有利的方法。

根据本发明的混频器特别适合于用在接收器中。在权利要求23中要求保护根据本发明的接收器。

在权利要求24中要求保护一种有利的接收器实施例。

来自本发明的直接利益是相当好的性能、非常低的成本、强大的竞争力等等。

本发明的其它优点结合详细的实施例提出。

附图说明

对于本发明更为完整的说明及其目的和优点，结合附图参考以下描述，附图中：

图1是传统的RF混频器。

图2A是描述具有两个寄生信号的典型的RF信号图。

图2B是描述LO频率及其谐波图。

图2C是描述在降频转换(假定零IF)之后三个频带的信号的破坏图。

图3是描述正如结合根据本发明的混频器所使用的方波LO信号的图。

图4A是描述根据本发明的第一寄生抑制混频器的示意框图。

图4B是描述正如结合图4A中的混频器使用的三个方波LO信号的图。

图5是描述正如结合根据本发明的混频器使用的其它方波LO信号的图。

图6A是描述根据本发明的第二寄生抑制混频器的示意框图。

图6B是描述正如结合图6A中的混频器使用的三个方波LO信号的图。

图7是描述根据本发明的第三寄生抑制混频器的示意框图。

图8是描述根据本发明的接收器的示意框图。

具体实施方式

本发明基于以下原则。根据本发明的混频器研究标准混频器中LO方波信号的谐波的现有叉积，并准确地产生这些乘积以删除。为了避免“直接馈通”，混频器的输出被检测为差动信号，即相对于0对称的信号。因此，方波LO在-1和+1之间切换，如图3所示。

图3中波形的傅立叶级数由：

$S_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}(\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{3}\sin 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\·\·\·)---\left(1\right)$

给定。

其中ω_LO＝2π/T，并且T为方波的周期。在公式(1)中，假定50％的占空因数。对于根据本发明的寄生抑制的混频器来说，重要的是要注意LO信号的第n个谐波的振幅为小于基波的振幅n倍，正如由公式(1)所示的。为了简化，首先RF输入被表示为S_RF(t)。在乘法之后，在混频器A点的结果通过：

$S_A\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}{S}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)(\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{3}\sin 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\·\·\·)---\left(2\right)$

给定。

下面考虑其中RF输入为：

S_RF(t)＝Asin(ω_LOt+θ_A)+Bsin(3ω_LOt+θ_B)+Csin(5ω_LOt+θ_C)+…(3)

的情况。

第一项为载波频率ω_LO中的有效信号，第二第三项分别为在频率3ω_LO和5ω_LO的两个寄生信号。在混频之后，混频器A点的信号为：

$S_A\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}(A\cos {\mathrm{\θ}}_A+\frac{B}{3}\cos {\mathrm{\θ}}_B+\frac{C}{5}\cos {\mathrm{\θ}}_C+\·\·\·)+\mathrm{HFT}---\left(4\right)$

其中HFT代表高频项，其可以被滤波器之后的低通滤波器抑制。在滤波之后，圆括号中的第一项为降频转换信号，而第二和第三项为由于LO信号的第三和第五个谐波引起的寄生响应。在频域中，这两个不想要的项将落入IF频带中(图2C中的零频率)，从而减少接收器的信噪比(S/n)并使比特误差率恶化，因为在有效频带中发送的比特不能与其他频带中发送的比特相区分。虽然在寄生信号进入混频器之前，将会有某种滤波来衰减这些寄生信号，但不幸的是，任何实际的滤波器都只可能提供对这些寄生信号有限的衰减。由于缺少有关这些寄生信号的知识，即B、ξ_B、C、ξ_C等等，迄今为止还没有任何补救或解决方案可以使用，并且在混频器中寄生信号响应已经长久地成为努力改善现有混频器的障碍。由于滤波器有限的运送带，一般来说围绕在LO信号的第三和第五个谐波周围的寄生信号是最麻烦的问题，并且即使是在滤波之后，它们甚至是比在滤波器输入端的有效信号还大。

这就是将要描述以及在此要求的本发明的动机。使用该新颖的、创造性的混频器，可以从混频器输出中完全消除上述麻烦的项。为了简化，但不失一般性，本创造性的寄生抑制的混频器将以消除公式(4)圆括号中的第二第三项的两个实施例来公开。

应当注意在这些实施例中描述的方法可以扩展为消除其它剩余项和较小项，但是复杂度将会由于要消除更多不想要的内部调制积而增加。

在图4A中，示出了根据本发明的第一寄生抑制混频器40。在此例中混频器40包括三个标准的混频器41、42和43。一般来说，如果要消除公式(4)圆括号中的第一个n-1不想要的项时，需要总共n个标准混频器。RF信号S_RF(t)被应用于所有三个标准混频器41、42和43的RF端口44、45和46中，而对于每个标准混频器41、42和43的LO信号则是不同的。换句话说，混频器40的所有标准混频器具有一个公共的输入50。LO信号分别为LO1、LO2和LO3。信号LO1被应用于端口47，信号LO2被应用于端口48，信号LO3被应用于端口49。也就是说，每个标准混频器41、42、43分别具有单独的LO端口47、48、49。由T1，T2和T3(比较图4B)表示信号LO1，LO2和LO3的周期，这些信号必须具有以下的关系：

T2＝T1/3

T3＝T1/5(5)

并且它们在t＝0也必须具有零相位，如图4B所示。这确保了信号LO2的频率为信号LO1的频率的三倍，信号LO3的频率为信号LO1的频率的五倍，以便能够简单的实现。

根据本发明，所有的LO信号都是方波信号。目前，公式(2)和(4)对于图4A中上面的标准混频器41仍然有效。分别在B点和C点的其他两个标准混频器42和43的结果可以类似写作：

$S_B\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}{S}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)(\sin 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{3}\sin 9{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 15{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\·\·\·)$

$S_C\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}{S}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)(\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{3}\sin 15{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 25{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\·\·\·)---\left(6\right)$

RF输入再次通过公式(3)给定。在上述公式中由公式(3)代换产生：

$S_B\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}B\cos {\mathrm{\θ}}_B+\mathrm{HFT}$

$S_C\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}C\cos {\mathrm{\θ}}_C+\mathrm{HFT}---\left(7\right)$

下面，如果中间的标准混频器42的输出信号S_B(t)通过因子3衰减，下面的标准混频器43的输出信号S_C(t)通过因子5衰减，并且如果输出信号S_B(t)和S_C(t)继而从上面的标准混频器41的输出信号S_A(t)中减去，则D点的结果S_D(t)变为：

$S_D\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}B\cos {\mathrm{\θ}}_A+\mathrm{HFT}---\left(8\right)$

通过加法器51执行减法，输出信号S_B(t)和S_C(t)具有负号。可以看到第二和第三项为：

2Bcosθ_B/(3π)

和

2Ccosθ_C/(5π)

其存在于A点的上面的标准混频器的输出信号S_A(t)中(公式4)，从D点的新的混频器40的输出信号S_D(t)完全消失，即它们被完全消除或抑制。所有较高的频率项(HFTs)都可以被后面的低通滤波器52抑制，在混频器53的输出仅剩下有效信号：

$S_{\mathrm{IF}}\left(t\right)=\frac{2A}{\mathrm{\π}}\cos {\mathrm{\θ}}_A---\left(9\right)$

因此证实了新的混频器40，如图4A中所描述的，完全抑制了寄生，的确是一种寄生抑制的混频器。

根据第一实施例的混频器可以用在移动电话技术中，例如以外差输入的射频(RF)移动电话信号降至中频。

根据本发明的另一个混频器，只是除了第一混频器之外还具有第二混频器，因为该混频器被设计成仅消除3次谐波。该混频器被设计成处理具有定义有效频带的载波频率(ω_RF)和落入第一本地振荡器信号LO1的3次谐波的边带的输入信号S_RF(t)。该混频器包括用于接收输入信号S_RF(t)的主输入，和具有第一混频器输入、第一本地振荡器输入和第一混频器输出的第一标准混频器。第一混频器输入可连接到主输入并且第一本地振荡器输入可连接到提供具有接近或等于载波频率ω_RF的频率ω_LO的第一本地振荡器信号LO1的信号源。第一标准混频器执行输入信号S_RF(t)与第一本地振荡器信号LO1的乘法，以便在第一混频器输出提供第一输出信号S_A(t)。其进一步包括具有第二混频器输入、第二本地振荡器输入和第二混频器输出的第二标准混频器。第二混频器输入可连接到主输入，第二本地振荡器输入可连接到提供具有频率nω_LO的第二本地振荡器信号LO2的信号源。第二标准混频器执行输入信号S_RF(t)与第二本地振荡器信号LO2的乘法，以便在第二混频器输出B提供第二输出信号S_B(t)。该混频器还包括用于用系数-1/3对第二输出信号S_B(t)加权，以便提供加权的第二输出信号的装置。提供一个加法器对第一输出信号S_A(t)和加权的第二输出信号-1/3 S_B(t)执行加法。

第一本地振荡器信号LO1和第二本地振荡器信号LO2都是方波。

下面结合图5、6A和6B对根据本发明的再一个混频器60进行描述。混频器60被称为正交混频器，正如将要在以下段落中说明的。

在现代通信中，正交混频器被广泛地用于降频转换频率或相位调制信号。正交混频器包括两个相同的标准混频器(也被称为同相信道或I信道以及正交信道或Q信道)，两个LO信号的相位正交。为了减少噪声，两个LO信号必须是具有50％占空因数的方波信号。与图3中的方波信号正交的方波信号在图5中示出。类似地，该波形的傅立叶级数由以下公式给出：

$S_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}(\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-\frac{1}{3}\cos 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-\·\·\·)---\left(10\right)$

比较公式(10)与公式(1)，倘若两个公式除了(i)基波和谐波为cos函数而不是sin函数，以及(ii)第2、4、6……项的符号为负外相同。因此，通过使用图6B所示的LO信号并从-1/3到+1/3简单地改变第二标准混频器62的系数可以获得图4A中正交于其对称物的寄生抑制的混频器。

该混频器即可以是后面有应用适当的系数(例如，在第一实施例的情况下的-1/3，或在正交实施例中的+1/3)到乘法中的特定单元的标准混频器，也可以是可以这样使用的特定混频器，其中执行输入信号S_RF(t)与LO信号(例如LO1)的乘法以便在该乘法中应用各自的系数。在附图4A和6A中，分别描述了被设计成应用各自的系数的特定单元54、55和74、75。还可以想到，LO信号伴随各自的系数发生。在这种情况下，LO2信号例如应当具有系数-1/3。

结合本发明使用的混频器提供所接收(RF)输入信号的降频转换。该降频转换通过乘法操作实现，其中所接收(RF)的输入信号乘以本地振荡器信号(LO)。为了实现该混频功能，本地振荡器(LO)信号在输入的有效频带的载波频率处或附近传播。LO信号与输入信号频率之间的差异导致中频(IF)。

根据本发明，即可以具有与标准混频器一样多的单独的本地振荡源(例如三个混频器和三个LO信号源)，又可以具有一个向组合逻辑提供多个振荡器信号的发生器。该组合逻辑组合多个振荡器信号以产生有效的本地振荡器信号。

在图7中描述了其中使用两个本地振荡源的实施例。混频器90包括作为单元91的一部分的两个标准混频器。具有两个本地振荡器93和94。第一本地振荡器93输出信号LO1，第二本地振荡器94输出信号LO2，如图7中所描述的。此外，混频器90具有用于接收输入信号S_RF(t)的输入92和用于提供输出信号的输出95。

图8中描述了包括根据本发明的另一种配置的射频信号接收器80。接收器80包括混频器84，提供多个振荡器信号的发生器86(在本例中提供三个不同的振荡器信号，因此从发生器86到组合逻辑87具有三个连接)，以及组合逻辑87，以获得所需的LO信号LO1、LO2和LO3。接收器80还包括后面有前端带通滤波器82的天线81。该滤波器82可以用于在到达混频器84之前过滤不想要的“图像”信号。前端带通滤波器83后面有对所接收的RF信号提供放大的低噪放大器83(LNA)。由于混频器84直接跟随低噪放大器83，因此正是这样确定整个接收器系统80的性能。在混频器84的输出D，可以设置滤波器85-例如一个低通滤波器。

数据处理单元89可以连接到滤波器85的输出88。数据处理单元89执行信息信号(最好是数字信号)的后处理，该信息信号在通过天线81接受的有效频带中传送。数据处理单元89可以包括某些形式的微处理器或数字信号处理(DSP)机。接收器系统80可以是例如GSM、蓝牙或UMTS移动电话的接收路径的一部分。

已结合图4A和6A的混频器电路40和60进行了描述和说明，图中添加一个附加的混频器到传统的混频器中提供了抑制由于LO信号的一个谐波引起的一个更加寄生的信号的能力。一般来说，添加n个附加的混频器到图1的传统混频器中，例如能够使合成的混频器抑制围绕LO信号的总共n个谐波的n个寄生信号。

正如所预期的，合成的混频器由于要抑制更多寄生信号而变得更加复杂。由于该电路变得更加复杂，在检查时无法如此容易的找到适当的乘法器，如上，除了通过求解公式。另一方面，方波的高次谐波具有较低的振幅，并且较高频率的寄生信号可以充分地被滤波器抑制。这就要求折衷(trade-off)。寄生信号围绕一直到LO信号的几次谐波取决于应用和具体的情况。

然而，相信图4A和6A中的混频器的实施例对于大多数应用来说是合理和适当的。这是由于以下至少两个原因：首先，由于LO信号的第n个谐波，落入IF频带的叉积与n成反比。其次，由于其频率进一步从带通滤波器的中心频率，或低通滤波器的转角频率分离，带通或低通滤波器可以提供对信号的更多衰减。与寄生信号类似，在LO信号的奇次谐波的IF频带内的输入噪声频谱在混频之后落入禁带中。幸运地是，它们还是可以被创造性的寄生抑制混频器抑制。

本发明的一个优点是所述混频器可以很容易地作为集成电路实现。因此它们制造会相对便宜。CMOS技术限适合此目的。本创造性的原理例如可以应用到完全集成的CMOS接收器中。但是也同样可以使用场效应晶体管。

本发明可以被应用于外差式射频接收器。适合于本发明的多种混频器具有许多潜在的实际应用，包括用于射频接收器的集成电路和模块和其它无线通信产品。它们例如使用在单边带混频器和正交解调器和解调器中。

可以理解，为了简化而在独立的实施例的范围内描述的本发明的各种特征也可以结合在单个实施例中提供。相反地，为了简便起见在单个实施例的范围内描述的本发明的各个特征也可以分开或在任何适合的子组合中提供。

在附图和说明书中已对本发明的优选实施例进行了阐述，虽然使用了专用名词，但是这样给出的描述使用仅在一般性描述意义上的技术，而并不是为了限制。

Claims (25)

1.用于处理输入信号(S_RF(t))的装置(40；60；80；90)，该输入信号具有定义有效频带的载波频率(ω_RF)和至少一个具有高于载波频率(ω_RF)的边带频率(nω_RF)的边带，该装置(40；60；80；90)包括：

-用于接收所述输入信号(S_RF(t))的主输入(50；70；79；92)；

-具有第一混频器输入(44；64)、第一本地振荡器输入(47；67)和第一混频器输出(A)的第一混频器(41；61)，第一本地振荡器输入(47；67)可连接到提供具有等于载波频率(ω_RF)的频率(ω_LO)的第一本地振荡器信号(LO1)的信号源(86；87；93)，第一混频器(41；61)执行所述输入信号(S_RF(t))与所述第一本地振荡器信号(LO1)的乘法，以便在第一混频器输出(A)提供第一输出信号(S_A(t))，

-至少一个具有第二混频器输入(45；65)、第二本地振荡器输入(48；68)、和第二混频器输出(B)的第二混频器(42；62)，第二本地振荡器输入(48；68)可连接到提供具有频率(nω_LO)的第二本地振荡器信号(LO2)的信号源(86；87；94)，其中第二本地振荡器信号(LO2)的频率(nω_LO)不同于第一本地振荡器信号(LO1)的频率(ω_LO)，第二混频器(42；62)执行所述输入信号(S_RF(t))与第二本地振荡器信号(LO2)的乘法，以便在第二混频器输出(B)提供第二输出信号(S_B(t))，

其特征在于，

第一和第二混频器输入(44；64；45；65)可连接到主输入(50；70；79；92)，

-用于执行第一输出信号(S_A(t))和第二输出信号(S_B(t))的叠加的装置，

第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)为方波信号，其中第二混频器(42；62)在执行所述输入信号(S_RF(t))与所述第二本地振荡器信号(LO2)的乘法时，根据边带频率(nω_RF)，应用负的或正的系数(1/3；-1/3；1/n；-1/n)。

2.如权利要求1所述的装置(40；60；80；90)，其中用于执行第一输出信号和第二输出信号(S_B(t))的叠加的装置被实现作为一个加法器(51；71)。

3.如权利要求1所述的装置(40；60；80；90)，其中有效频带传送在具有载波频率(ω_RF)的载波信号上调制的信息信号。

4.如权利要求3所述的装置(40；60；80；90)，其中所述信息信号是数字数据。

5.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，其中边带频率(nω_LO)是载波频率(ω_RF)的奇次谐波。

6.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，进一步包括在该装置(40；60；80；90)输出侧的一个低通滤波器(LPF；52；72；85)。

7.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，其中为了避免直接馈通，该装置(40；60；80；90)的输出被检测为差动信号。

8.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，其中第一本地振荡器信号(LO1)的周期(T1)与第二本地振荡器信号(LO2)的周期(T2)具有以下关系：T2＝T1/3。

9.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，其中第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)在t＝0处具有零相位。

10.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(60；80；90)，其中第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)具有正交相位。

11.如权利要求1-4中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，其中所述方波具有50％的占空因数。

12.用于处理输入信号(S_RF(t))的方法，该输入信号具有定义有效频带的载波频率(ω_RF)和至少一个定义边带的边带频率(nω_RF)，其中边带频率(nω_RF)高于载波频率(ω_RF)，该方法包括以下步骤：

-接收所述输入信号(S_RF(t))，

-提供具有等于载波频率(ω_RF)的频率(ω_LO)的第一本地振荡器信号(LO1)，

-执行所述输入信号(S_RF(t))与所述第一本地振荡器信号(LO1)的乘法，以便提供第一输出信号(S_A(t))，

-提供具有频率(nω_LO)的第二本地振荡器信号(LO2)，其中第二本地振荡器信号(LO2)的频率(nω_LO)不同于第一本地振荡器信号(LO1)的频率(ω_LO)，

-执行所述输入信号(S_RF(t))与所述第二本地振荡器信号(LO2)的乘法，以便提供第二输出信号(S_B(t))，

其特征在于，

-将输入信号(S_RF(t))直接提供到执行乘法的混频器(41；42)，

-执行第一输出信号(S_A(t))和第二输出信号(S_B(t))的叠加，

其中第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)为方波信号，

在执行所述输入信号(S_RF(t))与所述第二本地振荡器信号(LO2)的乘法时，根据边带频率(nω_RF)，应用负的或正的系数(1/3；-1/3；1/n；-1/n)。

13.如权利要求12所述的方法，其中通过一个加法器(51；71)执行叠加。

14.如权利要求12所述的方法，其中有效频带传送在具有载波频率(ω_RF)的载波信号上调制的信息信号。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述信息信号是数字数据。

16.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中边带频率(nω_RF)是载波频率(ω_RF)的奇次谐波。

17.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，使用在输出侧的一个低通滤波器(LPF；52；72；85)。

18.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中所述输出被检测为差动信号。

19.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中第一本地振荡器信号(LO1)的周期(T1)与第二本地振荡器信号(LO2)的周期(T2)具有以下关系：T2＝T1/3。

20.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)在t＝0处具有零相位。

21.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中第一本地振荡器信号(LO1)和第二本地振荡器信号(LO2)具有正交相位。

22.如权利要求12-15中任何一项所述的方法，其中所述方波具有50％的占空因数。

23.接收器，包括根据权利要求1-11中任何一项所述的装置(40；60；80；90)，所述装置(40；60；80；90)是处理输入信号(S_RF(t))以将其转换为低频中频信号(S_IF(t))的一系列电路(82，83，85，89)的一部分。

24.如权利要求23所述的接收器，所述接收器是外差式射频接收器。

25.如权利要求23所述的接收器，是全球移动通信(GSM)系统、蓝牙系统或通用移动电话系统的一部分。

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