DE102006045160A1

DE102006045160A1 - Funkempfänger

Info

Publication number: DE102006045160A1
Application number: DE102006045160A
Authority: DE
Inventors: Gerhard Kottschlag; Jens Passoke
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2006-09-25
Filing date: 2006-09-25
Publication date: 2008-04-03
Also published as: US20100015940A1; WO2008037539A1; EP2070189A1; RU2009115443A; CN101517889B; CN101517889A; JP2010504713A

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger (200), bei dem das empfangene Signal in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet wird, wobei bei einem Pfad ein erstes Mischoszillatorsignal um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und bei einem zweiten Pfad ein zweites Mischoszillatorsignal um einen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfilterbar sind und anschließend die Signale in geeigneter Weise verarbeitet und/oder zusammengefügt werden.

Description

Stand der Technik
Bei Funkempfängern nach dem Stand der Technik werden verschiedene Konzepte eingesetzt, um das gewünschte Funksignal aus dem Empfangsspektrum zu extrahieren. Insbesondere bei Empfängern mit digitaler Signalverarbeitung sind verschiedene nachfolgende Konzepte weit verbreitet.
Der Überlagerungsempfänger mit hoher Zwischenfrequenz (ZF) (z.B. JP 2006 174326 ). Dieses Konzept hat den Vorteil, dass es sich robust gegen störenden Empfang der Spiegelfrequenz zeigt und diesbezüglich viele Filtertypen, -frequenzen und -bandbreiten verfügbar sind. Nachteilig ist jedoch, dass die relative Bandbreite des ZF-Filters sehr schmal ausgelegt werden muss und daher nicht in Standard-Halbleiter-Prozesse integrierbar ist, wodurch dann hohe Bauteilkosten entstehen.
Weiterhin ist der Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz bekannt (z.B. DE 36 18 782 A1 ). Er hat die Vorteile, dass das ZF-Filter eine große relative Bandbreite aufweist und mit der niedrigen ZF-Frequenz eine Integration selbst in Standard-Halbleiter-Prozessen ermöglicht, wodurch die Bauteilkosten gesenkt werden können.
Nachteilig daran ist die Sensibilität gegenüber starken Signalen auf der Spiegelfrequenz, da Nutz- und Spiegelfrequenz im gleichen Frequenzbereich liegen und eine Filterung vor dem Mischer kaum möglich ist.
Weiterhin sind Überlagerungsempfänger mit Zwischenfrequenz von 0Hz bekannt, die zuweilen als Zero-IF-concept und nachfolgend auch als Direktüberlagerungsempfänger oder Direktmischung bezeichnet werden. Diese haben die Vorteile, dass konzeptbedingt keine Spiegelfrequenz vorhanden ist und das ZF-Filter als Tiefpass in Standard-Halbleiter-Prozessen integrierbar ist. Nachteilig ist dabei jedoch, dass Signalanteile in der Kanalmitte gestört werden, da sie bei der Mischung auf die Frequenz 0Hz fallen und als Gleichspannung den nachfolgenden Stufen zugeführt würden. Die in diesen Konzepten oftmals erforderlichen Gleichspannungskorrekturmaßnahmen beeinträchtigen alle niedrigen ZF-Frequenzanteile, und verhindern damit die unverzerrte Verarbeitung solcher Spektralanteile des Empfangssignals, die nahe an der Kanalmittenfrequenz übertragen werden.
Darstellung der Erfindung, Aufgabe, Lösung, Vorteile
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Funkempfänger zu schaffen, welcher bezüglich Störsignalen weniger anfällig ist und möglichst einfach und kostengünstig aufgebaut werden kann.
Die Aufgabe wird gelöst durch einen Funkempfänger, bei dem das empfangene Signal in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet wird, wobei bei einem Pfad ein erstes Mischoszillatorsignal um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und bei einem zweiten Pfad ein zweites Mischoszillatorsignal um einen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfilterbar sind und anschließend die Signale in geeigneter Weise verarbeitet und/oder zusammengefügt werden. Die ses Konzept wird nachfolgend als segmentierte Mischung beziehungsweise segmentierender Überlagerungsempfänger bezeichnet.
Dabei ist es vorteilhaft, wenn weiterhin die Signalanteile der Ausgangssignale der Mischer bzw. daraus abgeleiteter Signale mittels Analog-Digital-Wandlern digitalisierbar sind.
Auch ist es zweckmäßig, wenn die einzelnen Stufen, wie Mischer, Analog-Digital-Wandler und/oder Filter in einen Halbleiter integrierbar sind. Dadurch kann vorteilhaft eine kostengünstige Realisierung geschaffen werden.
Besonders zweckmäßig ist es, wenn die Verarbeitung der Signale in zumindest zwei Pfaden parallel erfolgt. Dadurch kann eine vorzugsweise zeitgleiche Verarbeitung erreicht werden.
Auch ist es zweckmäßig, wenn die Verarbeitung mehrerer Signale in nur einem oder zumindest einem Pfad im Zeitmultiplex, erfolgt. Entsprechend ist es vorteilhaft, wenn die Analog-Digital-Wandlung zeitversetzt im Zeitmultiplex erfolgt.
Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn ein Frequenzversatz des Mischoszillators und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal-Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör-) Signale in den Nachbarkanälen variierbar sind.
Auch ist es zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfachen davon betrieben wird, und die zweite Mischeransteuerfrequenz durch Mischung dieses Signals mit 2·Δ gewonnen wird, bzw. 2n·Δ für den Fall, dass die Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung mit einem Teilungsfaktor n auf die Mischeransteuerfrequenzen erfolgt.
Darüber hinaus ist es besonders bei niedrigen Empfangsfrequenzen vorteilhaft, das Empfangssignal zunächst auf eine Zwischenfrequenz, vorzugsweise weit oberhalb der Empfangsfrequenz, zu mischen und erst in weiteren Verarbeitungsstufen dann in der erfindungsgemäßen Weise der segmentierten Mischung zu unterziehen. Hierbei kann es von Vorteil sein, den ersten Mischvorgang mit einer variablen Frequenz durchzuführen, die beispielsweise von einem VCO erzeugt wird, den zweiten Mischvorgang hingegen nicht mit einem weiteren VCO, sondern mit einer festen zweiten Mischfrequenz.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Nachstehend wird die Erfindung auf der Grundlage eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung von Empfangs- und Störsignalen für verschiedene Empfangskonzepte; und
2 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Funkempfängers.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Die 1 mit den 1a bis 1e zeigt zwei Empfangskonzepte nach dem Stand der Technik und das erfindungsgemäße Empfangskonzept schematisch veranschaulicht.
In 1 ist zur Veranschaulichung die Zusammensetzung des Empfangssignals skizziert. Dabei ist ein Nutzsignal 10 der Kanal-Bandbreite BB flankiert von mehreren Störsignalen S1, S2, S3, S4. Die Unterteilung A, B, C, D im Nutzsignal dient der späteren Erläuterung der Empfangsmechanismen, diese Blöcke umfassen beispielsweise Spektralanteile eines gemeinsamen Nutzsignals.
Die 1b zeigt eine Darstellung für Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz. Wenn in einem Überlagerungsempfänger ein Mischoszillator verwendet wird, dessen Frequenz gegebenenfalls deutlich außerhalb des Empfangskanals liegt, so wird das Empfangssignal durch den Mischprozess in einen anderen Frequenzbereich umgesetzt. Auch die auf der Spiegelfrequenz anliegenden Signale werden in den gleichen Frequenzbereich transferiert. Da nunmehr keine Trennung zwischen Nutzsignal und Spiegelfrequenzsignal mehr möglich ist, muss schon vorher durch geeignete Maßnahmen die Empfangsfähigkeit auf der Spiegelfrequenz ausreichend unterdrückt werden, wie beispielsweise durch eine Vorfilterung mittels eines Bandpassfilters BPF, oder durch Verwendung eines spiegelfrequenz-unterdrückenden Mischers, der ebenfalls die Störfestigkeit erhöht. Allerdings ist die Unterdrückungs-Fähigkeit solcher Mischer durch die Eigenschaften der verwendeten Technologie in der Regel signifikant eingeschränkt. Bei Konzepten mit niedriger ZF für Radio-Empfang zeigen beide zuvor beschriebenen Maßnahmen, auch in Kombination, keine ausreichende Störfestigkeit, um die durch das gute Störverhalten von klassischen Empfängern geprägten Kundenerwartungen mit vertretbarem Aufwand zu erfüllen.
Die 1c zeigt eine Darstellung für den sogenannten Direktüberlagerungsempfänger. Wenn das Empfangsband mit einem Oszillatorsignal in der Mitte des Empfangskanals gemischt wird, spricht man von Direktmischung bzw. Zero-IF-Konzept, das heißt, dass die Mittenfrequenz des ZF-Bands auf 0Hz fällt. Da positive und negative Frequenzen sich bezüglich ihrer Frequenz nicht unterscheiden, fallen die Signalanteile C und D oberhalb der Oszillatorfrequenz genau auf die Signalanteile B und A, die im Empfangskanal unterhalb der Oszillatorfrequenz lagen. Bei Verwendung eines IQ-Mischers, der in einer ersten Mischerzelle das Empfangssignal einerseits mit dem Mischoszillatorsignal, in einer zweiten Mischerzelle das gleiche Empfangssignal mit dem um 90° verschobenen Mischoszillatorsignal mischt, können aus den daraus gewonnenen Mischprodukten die beiden Teilspektren unter- bzw. oberhalb der Oszillatorfrequenz wieder gewonnen und zum ursprünglichen Nutzsignal zusammengeführt werden. Im Prinzip zeigt der Direktüberlagerungsempfänger die gleichen Spiegelfrequenzprobleme, wie ein Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz. Allerdings ist hier das Spiegelband Bestandteil des Nutzkanals (A und B sind der Spiegel zu D und C und umgekehrt). Somit ist ausgeschlossen, dass ein pegelstarkes Störsignal einem schwachen Nutzsignal überlagert wird, der Spiegel-Pegel ist immer genauso groß, wie die ungespiegelte Signalkomponente, und somit sind etwa 30dB bis 40dB Spiegelunterdrückung hier in der Regel ausreichend. Problematisch beim Direktüberlagerungsempfänger sind die Frequenzbereiche, die nahe der Frequenz 0Hz liegen, angedeutet durch die Trennlinie 20. Diese Spektralanteile der Blöcke B und C, die ursprünglich in der Kanalmitte des Nutzsignals gelegen sind, können bei der Weiterverarbeitung beeinträchtigt werden, zum Beispiel durch Schaltungsteile des Empfängers, die einen Gleichspannungsversatz durch Signalkomponenten in Kanalmitte an der Übergangsstelle zwischen den Blöcken B und C oder Temperaturdrift der Empfängerstufen ausgleichen sollen.
Die 1d und 1e zeigen die bei der erfindungsgemäßen segmentierten Mischung, in diesem Fall segmentierten Direktmischung, auftretenden Verhältnisse. Der erfindungsgemäße Funkempfänger nutzt zwei IQ-Mischer mit dann zusammen vier Mischzellen, so dass das Empfangssignal mit vier verschiedenen Oszillatorsignalen gemischt wird. Es werden zwei Frequenzen mit jeweils zwei um 90° verschobenen Phasenlagen verwendet. Im dargestellten Beispiel sind die beiden um +1/8 bzw. –1/8 der Bandbreite (BB) des Nutzkanals von der Kanalmittenfrequenz verschoben. Die Vorteile sind aus der Grafik ersichtlich: der mit dem niederfrequenteren Signal angesteuerte IQ-Mischer, siehe 1d, kann die Segmente A und C ungestört ausgeben, sie werden durch ein nachfolgendes Bandfilter BPF extrahiert. Der Block B ist durch seine Frequenzlage nahe 0Hz beeinträchtigt, der Block D eventuell durch ein starkes Störsignal S1 auf der Spiegelfrequenz gestört.
Genau diese fehlenden Blöcke B und D werden von dem anderen IQ-Mischer gemäß 1e ungestört bereitgestellt. Hier sind die Bereiche A und C von den zuvor beschriebenen Störszenarien betroffen.
Die Segmente A, B, C und D sind in der praktischen Ausführung der Erfindung nicht als scharf abgegrenzte Blöcke zu verstehen, sondern können leicht überlappend mit einer geeigneten Gewichtungsfunktion verarbeitet sein, wie es durch die schrägen Filterflanken der Grafik angedeutet ist.
Der erfindungsgemäße Funkempfänger basiert auf einem Überlagerungsempfänger oder Direktüberlagerungsempfänger, der in einigen Stufen doppelt oder mehrfach ausgelegt und wie nachfolgend beschrieben modifiziert ist. Das empfangene Signal wird in der Regel in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet, wobei das Mischoszillatorsignal des ersten Pfads oder das erste Mischoszillatorsignal um einen geeigneten festen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und das Mischoszillatorsignal des zweiten Pfads oder das zweite Mischoszillatorsignal um den gleichen festen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt. Der Versatz beträgt in der Regel weniger als die halbe Kanalbandbreite, vorzugsweise etwa 1/8 Kanalbandbreite. Aus den Ausgangssignalen der beiden Mischstufen werden zumindest die Spektralanteile herausgefiltert, wie beispielsweise mittels Bandpassfilter beseitigt, die durch DC-Korrektur-Maßnahmen beeinträchtigt würden. Vorzugsweise entfernt diese Filterung auch weitere Spektralanteile, die durch Überlagerung von Spiegelfrequenzempfang beeinträchtigt sein könnten. Die verbleibenden Signalkomponenten der verschiedenen Pfade werden danach wieder zusammengesetzt und ergeben ein ungestörtes Abbild des kompletten Signalspektrums im Empfangskanal. Vorzugsweise werden vor der Zusammensetzung der Signalanteile zunächst die gegebenenfalls gefilterten Ausgangssignale der Mischer digitalisiert, so dass die Zusammenführung und gegebenenfalls vorliegende Filterung im Digitalteil erfolgen kann. Bei Verwendung nur eines Pfades oder Teil eines Pfades, beispielsweise eines einzigen Analog-Digital-Wandlers, können die verschiedenen Signalanteile in den betreffenden Stufen im Zeitmultiplexbetrieb verarbeitet werden.
Trotz der erhöhten Anzahl von Verarbeitungsblöcken, wie eine Verdopplung der Anzahl von beispielsweise IQ-Mischen, Bandfiltern, A/D-Wandlern, kann die erfindungsgemäße Funkempfängervorrichtung kostengünstig sein, da die benötigten Stufen in Standard-Halbleiter-Technologien integrierbar sind und gegebenenfalls nur preiswerte externe Komponenten zusätzlich benötigt werden.
Die Generierung der Oszillatorsignale f₀+Δ und f₀–Δ kann vorzugsweise aus einem einzigen, beispielsweise an einen phasengekoppelten Regelkreis angebundenen, spannungsgesteuerten Oszillator VCO erfolgen. Aus dem VCO wird direkt oder durch Teilung ein Mischeransteuersignal auf der Nutzkanal-Mittenfrequenz erzeugt, das in einem IQ-Mischer mit der Versatzfrequenz Δ (vorzugsweise Δ = 1/8·BB) gemischt wird. An den Ausgängen einer Summierstufe bzw. Subtrahierstufe des Mischers liegen die beiden Mischeransteuersignale f₀+Δ und f₀–Δ an. Aus diesen Signalen werden die beiden um 90° versetzen Signale abgeleitet, die zusätzlich für die Ansteuerung der Mischerzellen im Signalpfad benötigt werden.
Der erfindungsgemäße Funkempfänger hat den Vorteil, dass alle wesentlichen Baugruppen in Standard-Halbleiter-Technologien integrierbar sind. Dadurch können teuere externe Filter gegebenenfalls vermieden werden.
Daneben kann es vorzugsweise der Fall sein, dass keine Empfangsstörungen durch DC-Effekte und DC-Kompensations-Schaltungen auftreten, da die hiervon betroffenen Spektralanteile verworfen bzw. durch das Signal des anderen Pfads substituiert werden können. Zudem wird das 1/f-Rauschen abgesenkt, da die am meisten betroffenen niederfrequentesten Signalanteile des Basisbandes wie beschrieben herausgefiltert werden und daher nicht mehr in das Ausgangssignal eingehen.
Auch ist es vorteilhaft, dass keine Störungen durch Spiegelfrequenzempfang auftreten, da nur solche Signalbestandteile verwendet werden, deren Spiegelfrequenz im Nutzkanal liegen.
Ebenso ist es vorteilhaft, dass die Mischerzelle im Oszillatorpfad zwar schwache Störsignale auf der Eingangsfrequenz und der jeweils nicht gewünschten Mischfrequenz erzeugt, die Frequenzlage dieser Signale stellt aber sicher, dass hierdurch keine starken Störsignale von Nachbarkanälen ins Nutzsignal gemischt werden.
2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Funkempfängers 200. Das Empfangssignal einer Antenne 201 wird mittels eines nachgeschalteten Filters 202 gefiltert und mittels des diesem wiederum nachgeschalteten Verstärkers 203 verstärkt an die Eingänge 211a, 221a, 231a und 241a von vier Mischerzellen 211, 221, 231, 241 geleitet. Die Ausgangssignale der Mischer 211, 221, 231, 241 werden mittels der nachgeschalteten Filter 212, 222, 232, 242 vorzugsweise bandpassgefiltert, anschließend mittels der Analog-Digital-Wandler 213, 223, 233, 243 digitalisiert und einem digitalen Signalprozessor DSP 251 zugeführt. Im digitalen Signalprozessor 251 werden die vier verarbeiteten Signale der Mischer in geeigneter Weise zusammengeführt, danach in bekannter Weise demoduliert und weiterverarbeitet.
Die Mischeransteuersignale für die Mischerzellen 211, 221, 231, 241 werden aus einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 261 und einem weiteren Oszillator 263 generiert. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO 261 wird von einem nicht dargestellten phasengekoppelten Regelkreis (PLL) nach dem Stand der Technik gesteuert. Der zweite Oszillator 263 liefert ein demgegenüber niederfrequenteres Signal f₁, als das Ausgangssignal f₀ des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 261. Statt des zweiten Oszillators 263 kann gegebenenfalls auch ein heruntergeteiltes Referenzsignal des Empfangssystems eingespeist werden, wobei der Teilungsfaktor veränderbar sein kann. Dies ist besonders vorteilhaft um einen geeigneten Frequenzversatz einstellen bzw. abstimmen zu können. Die Frequenz dieses Signals ergibt sich aus dem gewünschten Frequenzversatz Δ zwischen dem Mischeransteuersignal eines IQ-Mischpfads und der Kanalmittenfrequenz, z.B. 1/8·BB, mit BB gleich der Bandbreite des Empfangskanals, und den Teilungsverhältnissen in der Signalkette zwischen dem Oszillator und den Mischerzellen.
In 2 geht der Teiler 264 ein, so dass sich in diesem Fall f₁ = 4·Δ ergibt. Der Teiler 264 ermöglicht in bekannter Weise die Erzeugung von zwei Ausgangssignalen mit einem Phasenversatz von 90°, diese Signale steuern zwei Mischerzellen 271, 281, in denen das durch den Teiler V, siehe Block 262, geteilte VCO-Signal f₀ um ± Δ versetzt wird. Durch die um 90° versetzte Ansteuerung der beiden Mischerzellen 271, 281 wird in bekannter Weise bewirkt, dass an den Ausgängen der Summierstufe 272 bzw. Subtrahierstufe 282 an einem Ausgang das Signal f₀/V – Δ und am anderen Ausgang das Signal f₀/V + Δ ansteht. In den Phasenschiebern 273 und 283 werden die zur Ansteuerung der Mischerzellen 211, 221, 231, 241 benötigten Signale mit 90° Phasenversatz erzeugt.
Alternativ können die phasenversetzten Signale auch durch weitere Teilerstufen erzeugt werden, die der Stufe 264 ähnlich sein können. Der Teilungsfaktor wäre dann in der Auslegung der Oszillatorsignalkette mit zu berücksichtigen.
In einem abgeänderten Ausführungsbeispiel wird anstatt einer parallelen Verarbeitung über mehrere Pfade eine Verarbeitung in einem einzigen Pfad im Zeitmultiplex durchgeführt. Dies hat beispielsweise einen geringeren Verdrahtungsaufwand zur Folge.
Entsprechend kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel die Analog-Digital-Wandlung nicht mit vier getrennten Analog-Digital-Wandlern, sondern mit einem Analog-Digital-Wandler im Zeitmultiplex durchgeführt werden.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung der Erfindung kann der Frequenzversatz des Mischoszillators und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal-Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör-) Signale (beispielsweise Pegel und/oder Bandbreite) in den Nachbarkanälen variiert werden.
Weiterhin ist es erfindungsgemäß bei einem weiteren Ausführungsbeispiel zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
Auch kann zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfachen davon betrieben werden, die Ableitung der zweiten Mischeransteuerfrequenz erfolgt in diesem Fall durch Mischung mit 2·Δ bzw. 2n·Δ bei Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung, durch die mit Teilungsfaktor n die Mischeransteuerfrequenzen erzeugt werden.
Weiterhin kann bei einem weiteren Ausführungsbeispiel die Erzeugung der um 90° versetzten Mischeransteuersignale durch Teilerstufen an den Ausgängen der Summier- bzw. Subtrahier-Stufen 272, 282 vorgenommen werden. Das Teilungsverhältnis kann dabei so hoch gewählt werden, dass die an den Ausgängen der Stufen 272, 282 verbliebenen Störanteile ausreichend abgesenkt sind und dadurch eine hinreichende Störfestigkeit erreicht werden kann.
Besonders bei niedrigen Empfangsfrequenzen ist zu beachten, dass auch die Oberwellen der Mischoszillatorsignale zur Mischung beitragen und zu Nebenempfangsstellen auf ganzzahligen Vielfachen der Empfangsfrequenz führen können. In einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsvariante wird diesem Effekt dadurch entgegengewirkt, dass das Empfangssignal unter Verwendung eines VCOs zunächst auf eine feste Zwischenfrequenz, vorzugsweise weit oberhalb der Empfangsfrequenz, gemischt wird, dort die unerwünschten Mischprodukte der Oberwellen sowie Spiegelfrequenzempfang mit einfachen Filtermaßnahmen eliminiert werden können und erst dann in weiteren Verarbeitungsstufen die zuvor beschriebene segmentierte Mischung auf 0Hz erfolgt. Die zweite Mischung erfordert keinen zweiten frequenzveränderlichen Oszillator entsprechend Block 261, da die Zwischenfrequenz konstant bleibt, kann ein Oszillator mit fester Ausgangsfrequenz verwendet und mit dem Signal des Oszillators 263 in zuvor beschriebener Weise gemischt werden.
Zusätzlich kann ein Abgleich des Oszillator-Mischers durch Messung der Störträger-Pegel erfolgen. Im Empfangspfad werden die Mischereingänge abgeschaltet, so dass kein Empfangssignal durch die Mischstufen geführt wird. Nunmehr sind an den Mischerausgängen nur die Oszillator-Reste und Störlinien durch Spiegelträger und VCO-Durchsprechen vorhanden. Die Stärke dieser Signale können erfasst werden und durch Abgleich der Signalstufen minimiert werden.
Weiterhin kann gemäß eines weiteren erfindungsgemäßen Gedankens eine Kompensation der Oszillator-Mischer-Unsymmetrie vorgenommen werden. Die durch Reste des Spiegelträgers und/oder VCO-Durchsprechen entstehenden Störsignale werden bevorzugt im Digitalteil durch gegenphasige Addition eliminiert.

Claims

Funkempfänger (200) mit zumindest einer Mischstufe und einem Mischoszillator, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz eines ersten Mischoszillatorsignals um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte der Empfangs- oder einer Zwischenfrequenz liegt und die eines zweiten Mischoszillatorsignals um einen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt, und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfilterbar sind und anschließend die weiter verarbeiteten Signale wieder zusammengeführt werden.
Funkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einige Stufen des Signalpfads mehrfach ausgeführt sind und bei welchem das empfangene Signal in den Stufen parallel unter Verwendung der verschiedenen Mischoszillatorsignale verarbeitbar ist.
Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das empfangene Signal unter Verwendung der verschiedenen Mischoszillatorsignale im Zeitmultiplex bearbeitet wird.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignale der Mischer (211, 221, 231, 241) oder daraus abgeleitete Signale mittels Analog-Digital-Wandlern (213, 223, 233, 243) digitalisierbar sind.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Stufen, wie Mischer (211, 221, 231, 241), Analog-Digital-Wandler (213, 223, 233, 243) und/oder Filter (212, 222, 232, 242) in einen Halbleiterbaustein integriert sind.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Analog-Digital-Wandlung zeitversetzt im Zeitmultiplex erfolgt.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzversatz der Mischoszillatorsignale und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal-Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör-)Signale in den Nachbarkanälen variierbar sind.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei Mischoszillatorsignale aus der Mischung von zwei Oszillatoren gewonnen werden, wobei ein Oszillator auf der Kanalmitte der Empfangs- oder einer Zwischenfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen dieser Frequenzen betrieben wird.
Funkempfänger nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
Funkempfänger nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen durch einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfachen davon, eine Ableitung der zweiten Mischeransteuerfrequenz durch Mischung mit 2·Δ bzw. 2n·Δ bei Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung, mit einem Teilungsfaktor n, auf die Mischeransteuerfrequenzen vornehmbar ist.
Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangssignal zuvor auf eine Zwischenfrequenz gemischt und gefiltert wird.